JPH08167861A - 中間周波数に変換された信号の影像信号除去装置 - Google Patents
中間周波数に変換された信号の影像信号除去装置Info
- Publication number
- JPH08167861A JPH08167861A JP7137913A JP13791395A JPH08167861A JP H08167861 A JPH08167861 A JP H08167861A JP 7137913 A JP7137913 A JP 7137913A JP 13791395 A JP13791395 A JP 13791395A JP H08167861 A JPH08167861 A JP H08167861A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase shifter
- image signal
- intermediate frequency
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】バイポーラシリコンまたは集積成分などのよう
な使用成分のばらつきに対する影像信号除去の感度を小
さくすることのできる、所定の中間周波数に変換される
信号の影数信号除去装置の提供。 【構成】局部発振器は信号の周波数および中間周波数に
応じて選択された周波数で局部信号を供給する。第１位
相シフタは、抵抗性成分および容量性成分を含み、発振
器の出力にそれぞれ接続される２つの受動位相シフタセ
ルを持ち、位相が９０°だけ異なった状態の２つの混合
器信号を供給する。２つの混合器は、前記信号とその影
像信号を含む入力信号および各々の混合器信号を受信
し、中間周波数で２つの中間信号を供給する。第２位相
シフタは、抵抗性成分および容量性成分を含み、２つの
混合器の出力にそれぞれ接続される２つの受動位相シフ
タセルを有して、２つの中間信号間にさらに位相が９０
°だけ異なった関係を導入する。第２位相シフタの２つ
の受動位相シフタセルの出力に接続された加算装置は、
影像信号を除去する。
な使用成分のばらつきに対する影像信号除去の感度を小
さくすることのできる、所定の中間周波数に変換される
信号の影数信号除去装置の提供。 【構成】局部発振器は信号の周波数および中間周波数に
応じて選択された周波数で局部信号を供給する。第１位
相シフタは、抵抗性成分および容量性成分を含み、発振
器の出力にそれぞれ接続される２つの受動位相シフタセ
ルを持ち、位相が９０°だけ異なった状態の２つの混合
器信号を供給する。２つの混合器は、前記信号とその影
像信号を含む入力信号および各々の混合器信号を受信
し、中間周波数で２つの中間信号を供給する。第２位相
シフタは、抵抗性成分および容量性成分を含み、２つの
混合器の出力にそれぞれ接続される２つの受動位相シフ
タセルを有して、２つの中間信号間にさらに位相が９０
°だけ異なった関係を導入する。第２位相シフタの２つ
の受動位相シフタセルの出力に接続された加算装置は、
影像信号を除去する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、中間周波数に変換され
た信号の影像信号除去装置に関する。本発明は、バイポ
ーラシリコンまたはＢｉＣＭＯＳ技術を使って、すなわ
ち、受動的な抵抗性成分（素子）または容量性成分（素
子）と一緒に、バイポーラトランジスタおよび／または
相補型電界効果トランジスタのような半導体成分（素
子）に基づいて、約１ＧＨｚ〜約３ＧＨｚの周波数で動
作する集積無線受信機システムにおいて有利に、しか
し、排他的にではなく適用される。
た信号の影像信号除去装置に関する。本発明は、バイポ
ーラシリコンまたはＢｉＣＭＯＳ技術を使って、すなわ
ち、受動的な抵抗性成分（素子）または容量性成分（素
子）と一緒に、バイポーラトランジスタおよび／または
相補型電界効果トランジスタのような半導体成分（素
子）に基づいて、約１ＧＨｚ〜約３ＧＨｚの周波数で動
作する集積無線受信機システムにおいて有利に、しか
し、排他的にではなく適用される。
【０００２】
【従来の技術】狭帯域チャンネル無線およびマイクロ波
受信機システムにおいて、受信機の選択度には所定の固
定された中間周波数への選択されたチャンネルの変換が
要求される。これには、選択されたチャンネルの周波数
および中間周波数に応じて選択された周波数を持つ局部
信号が使用される。より詳細には、局部周波数は、受信
された信号の周波数と局部信号周波数との間の差の絶対
値が中間周波数に等しくなるように作られる。
受信機システムにおいて、受信機の選択度には所定の固
定された中間周波数への選択されたチャンネルの変換が
要求される。これには、選択されたチャンネルの周波数
および中間周波数に応じて選択された周波数を持つ局部
信号が使用される。より詳細には、局部周波数は、受信
された信号の周波数と局部信号周波数との間の差の絶対
値が中間周波数に等しくなるように作られる。
【０００３】当業者には、各受信信号に対して上記関係
を満足し、かつ受信信号に重畳された周波数を持つ「影
像」信号が存在することがよく知られている。両者が同
一の所定中間周波数に変換された場合、受信信号の影像
信号を除去する問題の解法の１つは、集積電子信号処理
装置を使用することである。
を満足し、かつ受信信号に重畳された周波数を持つ「影
像」信号が存在することがよく知られている。両者が同
一の所定中間周波数に変換された場合、受信信号の影像
信号を除去する問題の解法の１つは、集積電子信号処理
装置を使用することである。
【０００４】最も広く使用され、例えば、マーク ディ
ー マクドナルド（Mark D. McDonald）による論文
「２．５ＧＨｚ ＢｉＭＯＳ影像除去フロントエンド
（A 2.5GHzBicMOS Image-Reject Front End）」ISSCC 9
3/SESSION 9/RADIO COMMUNICATIONCIRCUITS/PAPER TP
9.4, 1993において記述された解法は、第１位相シフタ
を経由して位相が９０°（１／４周期）異なる状態（矩
象）において２個のマルチプライヤを駆動する局部発振
器を使用し、２つのパラレルチャンネル上に前記中間周
波数で受信入力信号を２つの信号に変換することであ
る。９０°のさらなる位相シフトを導入する第２位相シ
フタはチャンネルの１つに含まれる。その後、受信信号
に由来する２つのチャンネル上の、結果として必要な信
号は同位相であり、一方、影像信号に由来する２つのチ
ャンネル上の、結果として生じる信号は１８０°位相が
ずれている。もし、２つのチャンネル上の信号の振幅が
正確に一致するならば、加算装置は信号の「影像」を排
除することができる。
ー マクドナルド（Mark D. McDonald）による論文
「２．５ＧＨｚ ＢｉＭＯＳ影像除去フロントエンド
（A 2.5GHzBicMOS Image-Reject Front End）」ISSCC 9
3/SESSION 9/RADIO COMMUNICATIONCIRCUITS/PAPER TP
9.4, 1993において記述された解法は、第１位相シフタ
を経由して位相が９０°（１／４周期）異なる状態（矩
象）において２個のマルチプライヤを駆動する局部発振
器を使用し、２つのパラレルチャンネル上に前記中間周
波数で受信入力信号を２つの信号に変換することであ
る。９０°のさらなる位相シフトを導入する第２位相シ
フタはチャンネルの１つに含まれる。その後、受信信号
に由来する２つのチャンネル上の、結果として必要な信
号は同位相であり、一方、影像信号に由来する２つのチ
ャンネル上の、結果として生じる信号は１８０°位相が
ずれている。もし、２つのチャンネル上の信号の振幅が
正確に一致するならば、加算装置は信号の「影像」を排
除することができる。
【０００５】位相シフタは、通常受動的な抵抗性成分お
よび容量性成分のアレイであり、そして、それらは容易
に集積化され得、使用される周波数域によく合致する。
これらの位相シフタは、影像信号除去が位相シフトおよ
び位相シフタによって製造される加算装置の入力での２
つの信号の間の振幅差に対して高感度であるので、臨界
的である。より詳細に言えば、これらの装置において、
加算される２つの信号の振幅間の差は、その値が１０〜
２０％のオーダーの量だけ変化する抵抗性成分および容
量性成分に依存し、また局部発振器周波数の変動に依存
する。
よび容量性成分のアレイであり、そして、それらは容易
に集積化され得、使用される周波数域によく合致する。
これらの位相シフタは、影像信号除去が位相シフトおよ
び位相シフタによって製造される加算装置の入力での２
つの信号の間の振幅差に対して高感度であるので、臨界
的である。より詳細に言えば、これらの装置において、
加算される２つの信号の振幅間の差は、その値が１０〜
２０％のオーダーの量だけ変化する抵抗性成分および容
量性成分に依存し、また局部発振器周波数の変動に依存
する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】第２位相シフタは、そ
れを通過する信号を減衰させるわけではないが、それは
抵抗値および容量値の不正確さのために位相シフトの不
正確さの結果となり、そしてそれらの値の不正確さは中
間周波数に関係のあるこれらの成分のセンタリングに影
響を与える。最後に一言すれば、これらの装置における
２つの位相シフタの存在に起因する位相シフトおよび振
幅の不正確さは、影像信号の不完全な除去の原因とな
る。
れを通過する信号を減衰させるわけではないが、それは
抵抗値および容量値の不正確さのために位相シフトの不
正確さの結果となり、そしてそれらの値の不正確さは中
間周波数に関係のあるこれらの成分のセンタリングに影
響を与える。最後に一言すれば、これらの装置における
２つの位相シフタの存在に起因する位相シフトおよび振
幅の不正確さは、影像信号の不完全な除去の原因とな
る。
【０００７】本発明は、使用される成分、特にバイポー
ラシリコンまたは集積成分における変動に対する影像信
号除去の感度をより小さくすることのできる中間周波数
に変換された信号の影像信号除去装置を提供することを
目的とする。
ラシリコンまたは集積成分における変動に対する影像信
号除去の感度をより小さくすることのできる中間周波数
に変換された信号の影像信号除去装置を提供することを
目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、所定中間周波
数に変換された信号の影像信号を排除する装置であっ
て、信号の周波数および中間周波数に応じて選択された
周波数で局部信号を供給する局部発振器と、抵抗成分お
よび容量成分を含み、かつそれぞれ前記発振器の出力に
接続され、位相が９０°異なる状態の２種の混合器信号
を供給する、２個の受動位相シフタセルを持つ第１位相
シフタと、各々が前記信号およびこの信号の影像信号を
含む入力信号、および前記２種の混合器信号のそれぞれ
の１種を受信し、前記中間周波数で２種の中間信号を供
給する２個の混合器と、抵抗成分および容量成分を有
し、それぞれ前記２個の混合器の出力に接続されて、前
記２種の中間信号の間にさらに位相が９０°異なる関係
を導く、２個の受動位相シフタセルを有する第２位相シ
フタと、前記第２位相シフタの前記２個の受動位相シフ
タセルの出力に接続された加算装置を有する影像信号除
去手段と、を有することを特徴とする中間周波数に変換
された信号の影像信号除去装置を提供するものである。
数に変換された信号の影像信号を排除する装置であっ
て、信号の周波数および中間周波数に応じて選択された
周波数で局部信号を供給する局部発振器と、抵抗成分お
よび容量成分を含み、かつそれぞれ前記発振器の出力に
接続され、位相が９０°異なる状態の２種の混合器信号
を供給する、２個の受動位相シフタセルを持つ第１位相
シフタと、各々が前記信号およびこの信号の影像信号を
含む入力信号、および前記２種の混合器信号のそれぞれ
の１種を受信し、前記中間周波数で２種の中間信号を供
給する２個の混合器と、抵抗成分および容量成分を有
し、それぞれ前記２個の混合器の出力に接続されて、前
記２種の中間信号の間にさらに位相が９０°異なる関係
を導く、２個の受動位相シフタセルを有する第２位相シ
フタと、前記第２位相シフタの前記２個の受動位相シフ
タセルの出力に接続された加算装置を有する影像信号除
去手段と、を有することを特徴とする中間周波数に変換
された信号の影像信号除去装置を提供するものである。
【０００９】第１位相シフタの各位相シフタセルの出力
での２つの混合している信号の間に結果として生じる矩
象（位相が９０°異なる状態）関係は、ここで、局部発
振器周波数に独立である。さらに、第２位相シフタによ
って導入された２つのプロセッサチャンネルの間の付加
的な矩象関係も、また、中間周波数に独立である。換言
すれば、チャンネル間に位相シフタを分割することによ
って、本発明は、位相シフタによって導入された位相シ
フトを、局部および中間周波数から独立させ、それゆえ
に位相シフタの抵抗性成分および容量性成分の値の不正
確さから独立させる。これは、使用される成分のパラメ
ータにおける変動に対する影像信号除去の感度を低減さ
せる見地から、第１の改善を達成する。
での２つの混合している信号の間に結果として生じる矩
象（位相が９０°異なる状態）関係は、ここで、局部発
振器周波数に独立である。さらに、第２位相シフタによ
って導入された２つのプロセッサチャンネルの間の付加
的な矩象関係も、また、中間周波数に独立である。換言
すれば、チャンネル間に位相シフタを分割することによ
って、本発明は、位相シフタによって導入された位相シ
フトを、局部および中間周波数から独立させ、それゆえ
に位相シフタの抵抗性成分および容量性成分の値の不正
確さから独立させる。これは、使用される成分のパラメ
ータにおける変動に対する影像信号除去の感度を低減さ
せる見地から、第１の改善を達成する。
【００１０】もし、混合器の一方に接続された２つの位
相シフタの２つの受動セルの一方が抵抗性−容量性セル
を含み、他方が容量性−抵抗性セルを含む一方、他方の
混合器に接続された２つの位相シフタの２つの受動セル
の一方が容量性−抵抗性セルを含み、他方が抵抗性−容
量性セルを含むならば、有利である。
相シフタの２つの受動セルの一方が抵抗性−容量性セル
を含み、他方が容量性−抵抗性セルを含む一方、他方の
混合器に接続された２つの位相シフタの２つの受動セル
の一方が容量性−抵抗性セルを含み、他方が抵抗性−容
量性セルを含むならば、有利である。
【００１１】換言すれば、各々のチャンネル上におい
て、抵抗性−容量性位相シフタセルの次には、容量性−
抵抗性位相シフタセルが続くし、逆もまた同様である。
位相シフタセルのこの分布は、位相シフタによる減衰差
の第１次補償を与える。本発明のこの実施例は、位相シ
フタによって導入された減衰を、最初に選択された局部
および中間周波数に関係する受動成分のセンタリングに
対してより低感度にする。こうして、本発明は、成分の
変動への影像信号除去の感度を低減することによって第
２の改善を得ている。
て、抵抗性−容量性位相シフタセルの次には、容量性−
抵抗性位相シフタセルが続くし、逆もまた同様である。
位相シフタセルのこの分布は、位相シフタによる減衰差
の第１次補償を与える。本発明のこの実施例は、位相シ
フタによって導入された減衰を、最初に選択された局部
および中間周波数に関係する受動成分のセンタリングに
対してより低感度にする。こうして、本発明は、成分の
変動への影像信号除去の感度を低減することによって第
２の改善を得ている。
【００１２】影像信号除去手段が加算装置の１つの入力
と第２位相シフタの相当する受動位相シフタセルの出力
との間に接続された電圧制御された利得増幅器（ゲイン
アンプ）を含み、この増幅器の利得が局部発振器制御電
圧によって制御されることもまた有利である。
と第２位相シフタの相当する受動位相シフタセルの出力
との間に接続された電圧制御された利得増幅器（ゲイン
アンプ）を含み、この増幅器の利得が局部発振器制御電
圧によって制御されることもまた有利である。
【００１３】加算装置の２つの入力の間の電圧制御され
た利得の付加は、局部発振器周波数の変動による混合器
信号の振幅の変動を補償する。この変動は、電圧制御さ
れた局部発振器の制御電圧を用いて補償され、加算装置
の微分利得を制御することができる。さらに、利得制御
電圧に一定電圧を重ね合わせることは、第２位相シフタ
に関連するこの周波数の不正確なセンタリングによる２
つの中間周波数の間の差に対して補償することになる。
これは、影像周波数排除に妥協することなく、それに対
して第２位相シフタが初期にセンタリングされた装置と
異なる装置に対して最適中間周波数の後の選択を可能に
する。同じ原理を２つの混合器の間の任意の利得差を補
償するのに使用することができる。
た利得の付加は、局部発振器周波数の変動による混合器
信号の振幅の変動を補償する。この変動は、電圧制御さ
れた局部発振器の制御電圧を用いて補償され、加算装置
の微分利得を制御することができる。さらに、利得制御
電圧に一定電圧を重ね合わせることは、第２位相シフタ
に関連するこの周波数の不正確なセンタリングによる２
つの中間周波数の間の差に対して補償することになる。
これは、影像周波数排除に妥協することなく、それに対
して第２位相シフタが初期にセンタリングされた装置と
異なる装置に対して最適中間周波数の後の選択を可能に
する。同じ原理を２つの混合器の間の任意の利得差を補
償するのに使用することができる。
【００１４】本発明の他の利点および特徴は、本発明の
一つの限定的でない実施例についての以下の詳細な説明
を読むことおよび添付の図面から現れるであろう。
一つの限定的でない実施例についての以下の詳細な説明
を読むことおよび添付の図面から現れるであろう。
【００１５】
【実施例】図１を参照すると、本発明の中間周波数に変
換された信号の影像信号除去装置１は、例えばＢｉＣＭ
ＯＳシリコン技術において実施され、信号およびその影
像信号を含む入力信号ＳＥを受信する信号入力２を含
む。当業者にも知られているように、影像信号の周波数
は、ＦＢ＋２ＦＩに等しい。ここで、ＦＢは信号の周波
数であり、ＦＩは入力信号ＳＥが変換される中間信号の
中間周波数である。
換された信号の影像信号除去装置１は、例えばＢｉＣＭ
ＯＳシリコン技術において実施され、信号およびその影
像信号を含む入力信号ＳＥを受信する信号入力２を含
む。当業者にも知られているように、影像信号の周波数
は、ＦＢ＋２ＦＩに等しい。ここで、ＦＢは信号の周波
数であり、ＦＩは入力信号ＳＥが変換される中間信号の
中間周波数である。
【００１６】２つの混合器（ミキサー）３および４は、
例えば、マルチプライヤ（乗算器）によって表され、信
号入力２に接続される。これらもまた、それらの入力
で、電圧制御された局部発振器５によって供給された局
部信号ＳＬから得られた２つの混合器信号ＳＭ１および
ＳＭ２を受信する。局部信号の周波数ＦＬは、ＦＩ＝｜
ＦＢ−ＦＬ｜となるように調整される。
例えば、マルチプライヤ（乗算器）によって表され、信
号入力２に接続される。これらもまた、それらの入力
で、電圧制御された局部発振器５によって供給された局
部信号ＳＬから得られた２つの混合器信号ＳＭ１および
ＳＭ２を受信する。局部信号の周波数ＦＬは、ＦＩ＝｜
ＦＢ−ＦＬ｜となるように調整される。
【００１７】さらに詳細に言えば、局部発振器５は２つ
の受動位相シフタセル７および８を含む第１位相シフタ
６の入力に接続される。位相シフタセル７は、発振器５
の出力と対応するマルチプライヤ３の入力との間に直列
に接続されたキャパシタ９、および接地と混合器３の入
力に接続されたキャパシタ９のわきとの間に接続された
抵抗１０を含むという意味で容量性−抵抗性セルであ
る。位相シフタセル８は、発振器５の出力ともう１つの
混合器４の入力との間に直列に接続された抵抗１１、お
よび接地と混合器４の入力に接続された抵抗１１のわき
との間に接続されたキャパシタ１２を含むという意味で
抵抗性−容量性セルである。
の受動位相シフタセル７および８を含む第１位相シフタ
６の入力に接続される。位相シフタセル７は、発振器５
の出力と対応するマルチプライヤ３の入力との間に直列
に接続されたキャパシタ９、および接地と混合器３の入
力に接続されたキャパシタ９のわきとの間に接続された
抵抗１０を含むという意味で容量性−抵抗性セルであ
る。位相シフタセル８は、発振器５の出力ともう１つの
混合器４の入力との間に直列に接続された抵抗１１、お
よび接地と混合器４の入力に接続された抵抗１１のわき
との間に接続されたキャパシタ１２を含むという意味で
抵抗性−容量性セルである。
【００１８】２つの混合器３および４の出力は、第２位
相シフタ１３を経由して加算装置２０の２つの入力（そ
の一方は、反転入力である）に接続され、第２位相シフ
タもまた、２つのプロセッサチャンネルの間に分割され
た抵抗性成分および容量性成分を持つ２つの受動位相シ
フタセルを有する。さらに詳細に言えば、受動位相シフ
タセル１４は、対応する混合器の出力と加算装置２０と
の間に直列に接続された抵抗１６、および接地と加算装
置に接続された抵抗１６のわきとの間に接続されたキャ
パシタ１７を含むという意味で抵抗性−容量性セルであ
る。他方では、もう１つのチャンネルの受動位相シフタ
セル１５は、ここでは混合器の出力と加算装置との間に
直列に接続されたキャパシタ１９、および接地と加算装
置に接続されたキャパシタのわきとの間に接続された抵
抗１８であるという意味で容量性−抵抗性セルである。
相シフタ１３を経由して加算装置２０の２つの入力（そ
の一方は、反転入力である）に接続され、第２位相シフ
タもまた、２つのプロセッサチャンネルの間に分割され
た抵抗性成分および容量性成分を持つ２つの受動位相シ
フタセルを有する。さらに詳細に言えば、受動位相シフ
タセル１４は、対応する混合器の出力と加算装置２０と
の間に直列に接続された抵抗１６、および接地と加算装
置に接続された抵抗１６のわきとの間に接続されたキャ
パシタ１７を含むという意味で抵抗性−容量性セルであ
る。他方では、もう１つのチャンネルの受動位相シフタ
セル１５は、ここでは混合器の出力と加算装置との間に
直列に接続されたキャパシタ１９、および接地と加算装
置に接続されたキャパシタのわきとの間に接続された抵
抗１８であるという意味で容量性−抵抗性セルである。
【００１９】抵抗およびキャパシタのみを使用する受動
位相シフタは、数ＧＨｚまでのラジオ（無線）周波数の
応用に適している。しかしながら、より高い周波数に対
しては、特に、マイクロ波の周波数に対しては、成分の
より改良されたモデル化が（導入されたインダクタンス
および伝搬現像には）必要である。それにもかかわら
ず、以下により詳細に説明される動作原理は、これらの
他の受動成分の付加にもかかわらず同一のままである。
位相シフタは、数ＧＨｚまでのラジオ（無線）周波数の
応用に適している。しかしながら、より高い周波数に対
しては、特に、マイクロ波の周波数に対しては、成分の
より改良されたモデル化が（導入されたインダクタンス
および伝搬現像には）必要である。それにもかかわら
ず、以下により詳細に説明される動作原理は、これらの
他の受動成分の付加にもかかわらず同一のままである。
【００２０】図１に示される本発明の実施例において、
加算装置の一方の入力は反転入力である。図示例におい
て、これは位相シフタセル１４の出力に接続された入力
である。もちろん、それはもう１つ他の入力であっても
よい。また、反転入力は符号−によって図１に図式的に
表されている。これは、位相シフタセル１４の出力と加
算装置を形成するアダー（加算器）との間にインバータ
ーを挿入することによって得ることができる。あるい
は、加算装置の代わりに減算器を使用してもよい。
加算装置の一方の入力は反転入力である。図示例におい
て、これは位相シフタセル１４の出力に接続された入力
である。もちろん、それはもう１つ他の入力であっても
よい。また、反転入力は符号−によって図１に図式的に
表されている。これは、位相シフタセル１４の出力と加
算装置を形成するアダー（加算器）との間にインバータ
ーを挿入することによって得ることができる。あるい
は、加算装置の代わりに減算器を使用してもよい。
【００２１】加算装置２０の出力は、そこから影像信号
がすでに除去された、または事実上そうされた出力信号
ＳＳを供給する装置の信号出力２２に接続される。
がすでに除去された、または事実上そうされた出力信号
ＳＳを供給する装置の信号出力２２に接続される。
【００２２】ここに示される実施例は、一方のチャンネ
ル、この場合には混合器４を含むチャンネルにおいて電
圧制御利得増幅器２１の組み込みを必然的に伴う。増幅
器２１は対応する受動位相シフタセル１５の出力と加算
装置２０の対応入力との間に接続される。その利得制御
入力は固定された利得Ｋによって乗算された局部発振器
５の制御電圧を受信する。
ル、この場合には混合器４を含むチャンネルにおいて電
圧制御利得増幅器２１の組み込みを必然的に伴う。増幅
器２１は対応する受動位相シフタセル１５の出力と加算
装置２０の対応入力との間に接続される。その利得制御
入力は固定された利得Ｋによって乗算された局部発振器
５の制御電圧を受信する。
【００２３】図１に示される本発明の実施例は、高度に
図式的な模式で表されている。この図示例を基礎として
本発明を実施する方法は当業者には自明であろう。例え
ば、もしプロセッサチャンネルが通常微分信号を搬送す
るならば、混合器、加算装置および可変利得増幅器の入
力は、実際、微分入力対であろう。この場合、加算装置
の入力の１方での反転（図１）は、対応する入力での微
分対を形成する２つの線を相互変換することによって簡
単に達成される。さらに、図２に示されるように、セル
１４のような抵抗性−容量性セルは、実際、＋線および
−線に直列にそれぞれ接続される２個の抵抗１６ａおよ
び１６ｂと、接地と＋線および−線の各々との間にそれ
ぞれ接続される２個のキャパシタ１７ａおよび１７ｂと
を有するであろう。
図式的な模式で表されている。この図示例を基礎として
本発明を実施する方法は当業者には自明であろう。例え
ば、もしプロセッサチャンネルが通常微分信号を搬送す
るならば、混合器、加算装置および可変利得増幅器の入
力は、実際、微分入力対であろう。この場合、加算装置
の入力の１方での反転（図１）は、対応する入力での微
分対を形成する２つの線を相互変換することによって簡
単に達成される。さらに、図２に示されるように、セル
１４のような抵抗性−容量性セルは、実際、＋線および
−線に直列にそれぞれ接続される２個の抵抗１６ａおよ
び１６ｂと、接地と＋線および−線の各々との間にそれ
ぞれ接続される２個のキャパシタ１７ａおよび１７ｂと
を有するであろう。
【００２４】本発明の装置の作用を以下に説明する。第
１位相シフタ１０の位相シフタセル７は局部信号ＳＬに
関連するπ／２−φ１だけ混合器信号ＳＭ１の位相をシ
フトする。位相シフタセル８は局部信号ＳＬに関連する
−φ１だけ混合器信号ＳＭ２の位相をシフトする。当業
者にはφ１＝ａｒｃ ｔａｎ（Ｒ・Ｃ・２・π・ＦＬ）
であることはよく知られている。ここで、ａｒｃ ｔａ
ｎはアークタンジェント（ｔａｎ-1；逆正接）関数を示
し、ＦＬは局部信号周波数、Ｒは抵抗１０および１１の
抵抗値、Ｃはキャパシタ９および１２の容量値である。
それゆえに２つの混合器信号ＳＭ１およびＳＭ２の間の
位相シフトは、π／２に等しく、局部信号ＳＬの周波数
ＦＬの値および位相シフタセルの抵抗およびキャパシタ
の値に依存しない。
１位相シフタ１０の位相シフタセル７は局部信号ＳＬに
関連するπ／２−φ１だけ混合器信号ＳＭ１の位相をシ
フトする。位相シフタセル８は局部信号ＳＬに関連する
−φ１だけ混合器信号ＳＭ２の位相をシフトする。当業
者にはφ１＝ａｒｃ ｔａｎ（Ｒ・Ｃ・２・π・ＦＬ）
であることはよく知られている。ここで、ａｒｃ ｔａ
ｎはアークタンジェント（ｔａｎ-1；逆正接）関数を示
し、ＦＬは局部信号周波数、Ｒは抵抗１０および１１の
抵抗値、Ｃはキャパシタ９および１２の容量値である。
それゆえに２つの混合器信号ＳＭ１およびＳＭ２の間の
位相シフトは、π／２に等しく、局部信号ＳＬの周波数
ＦＬの値および位相シフタセルの抵抗およびキャパシタ
の値に依存しない。
【００２５】一方、２つの信号ＳＭ１とＳＭ２との間の
振幅差を代表する、あるいは、位相シフタ６によって導
入された減衰を代表する、信号ＳＭ１とＳＭ２の絶対値
の比｜ＳＭ１｜／｜ＳＭ２｜は、積Ｒ・Ｃ・２・π・Ｆ
Ｌに等しく、それゆえに局部周波数ＦＬの値および成分
の値に依存する。さらに、それらの間に与えられた位相
シフトを持つ第２位相シフタ１３に入る信号は、π／２
の付加的な相互位相差を位相シフタ１３に残す。こうし
て、第２位相シフタ１３は２つのプロセッサチャンネル
間に付加的な矩象（位相が９０°異なる状態）関係を導
入する。しかしながら、第２位相シフタ６でのように、
この付加的な位相シフトは、信号周波数（この場合は中
間周波数）および抵抗値および容量値に依存しない。
振幅差を代表する、あるいは、位相シフタ６によって導
入された減衰を代表する、信号ＳＭ１とＳＭ２の絶対値
の比｜ＳＭ１｜／｜ＳＭ２｜は、積Ｒ・Ｃ・２・π・Ｆ
Ｌに等しく、それゆえに局部周波数ＦＬの値および成分
の値に依存する。さらに、それらの間に与えられた位相
シフトを持つ第２位相シフタ１３に入る信号は、π／２
の付加的な相互位相差を位相シフタ１３に残す。こうし
て、第２位相シフタ１３は２つのプロセッサチャンネル
間に付加的な矩象（位相が９０°異なる状態）関係を導
入する。しかしながら、第２位相シフタ６でのように、
この付加的な位相シフトは、信号周波数（この場合は中
間周波数）および抵抗値および容量値に依存しない。
【００２６】こうして、各チャンネル上の位相シフタセ
ルの各位相シフタ６および１３内への包含は、第２位相
シフタの出力において最終的に得られた位相シフトを、
それぞれの周波数に関連する色々な成分のセンタリン
グ、もしくは、換言すれば、使用される抵抗およびキャ
パシタの値の不正確さに依存させない。この利点は、各
位相シフタの構造がプロセッサチャンネル間に分割され
るやいなや、各プロセッサチャンネル上において、抵抗
性−容量性セルの次に容量性−抵抗性セルが続くか、ま
たはその逆か、もしくは同じ形式の２つのセルが続くか
のいずれかであるという事実に独立に得られる。
ルの各位相シフタ６および１３内への包含は、第２位相
シフタの出力において最終的に得られた位相シフトを、
それぞれの周波数に関連する色々な成分のセンタリン
グ、もしくは、換言すれば、使用される抵抗およびキャ
パシタの値の不正確さに依存させない。この利点は、各
位相シフタの構造がプロセッサチャンネル間に分割され
るやいなや、各プロセッサチャンネル上において、抵抗
性−容量性セルの次に容量性−抵抗性セルが続くか、ま
たはその逆か、もしくは同じ形式の２つのセルが続くか
のいずれかであるという事実に独立に得られる。
【００２７】しかしながら、各位相シフタは、それぞれ
の周波数の値および使用される抵抗およびキャパシタの
値に依存する量だけ信号で減衰させるので、各々のプロ
セッサチャンネル上において容量性−抵抗性セル（例え
ばセル６）の次に抵抗性−容量性セル（例えばセル１
４）が続く構成、およびその逆（セル８および１５）と
するのが好ましい。この組み合わせは、比（Ｒ・Ｃ・Ｆ
Ｌ）／（Ｒ’・Ｃ’・ＦＩ）に等しい加算装置の入力で
の信号ＳＩＤ１およびＳＩＤ２の減衰｜ＳＩＤ１｜／｜
ＳＩＤ２｜を引き起こす。ここで、ＲおよびＣはそれぞ
れ第１位相シフタの抵抗値および容量値を示し、Ｒ’お
よびＣ’はそれぞれ第２位相シフタの抵抗値および容量
値を示す。理論上の抵抗値および容量値Ｒ、Ｃ、Ｒ’お
よびＣ’は、ＦＬおよびＦＩに対して選択された値に１
に等しい比、すなわち無減衰を得させるように、自然に
選定される。
の周波数の値および使用される抵抗およびキャパシタの
値に依存する量だけ信号で減衰させるので、各々のプロ
セッサチャンネル上において容量性−抵抗性セル（例え
ばセル６）の次に抵抗性−容量性セル（例えばセル１
４）が続く構成、およびその逆（セル８および１５）と
するのが好ましい。この組み合わせは、比（Ｒ・Ｃ・Ｆ
Ｌ）／（Ｒ’・Ｃ’・ＦＩ）に等しい加算装置の入力で
の信号ＳＩＤ１およびＳＩＤ２の減衰｜ＳＩＤ１｜／｜
ＳＩＤ２｜を引き起こす。ここで、ＲおよびＣはそれぞ
れ第１位相シフタの抵抗値および容量値を示し、Ｒ’お
よびＣ’はそれぞれ第２位相シフタの抵抗値および容量
値を示す。理論上の抵抗値および容量値Ｒ、Ｃ、Ｒ’お
よびＣ’は、ＦＬおよびＦＩに対して選択された値に１
に等しい比、すなわち無減衰を得させるように、自然に
選定される。
【００２８】この減衰は、抵抗値および容量値の不正確
さに（第１近似では）事実上依存しない。その理由は、
まず
さに（第１近似では）事実上依存しない。その理由は、
まず
【数１】 であるからであり、第２に抵抗値の相対的変動は実質的
に同一であり、容量値の相対的変動も同様である。
に同一であり、容量値の相対的変動も同様である。
【００２９】位相シフタセルのこの特別な配置に関連し
て、加算装置２０の１つの入力は反転入力でなければな
らない。混合器３の出力における中間周波数ＦＩでの中
間信号ＳＩ１は、実際、−π／２＋φ１に等しい位相を
持つ変換信号および−φ１に等しい位相を持つ変換影像
信号を有する。中間信号ＳＩ２も、また、φ１に等しい
位相をもつ変換信号および−φ１に等しい位相を持つ影
像信号を有する。
て、加算装置２０の１つの入力は反転入力でなければな
らない。混合器３の出力における中間周波数ＦＩでの中
間信号ＳＩ１は、実際、−π／２＋φ１に等しい位相を
持つ変換信号および−φ１に等しい位相を持つ変換影像
信号を有する。中間信号ＳＩ２も、また、φ１に等しい
位相をもつ変換信号および−φ１に等しい位相を持つ影
像信号を有する。
【００３０】第２位相シフタ１３の出力での信号ＳＩＤ
１は−π／２＋φ１−φ２に等しい位相を持つ入用信号
およびπ／２−φ１−φ２に等しい位相を持つ影像信号
を有し、信号ＳＩＤ２はφ１＋π／２＋φ２に等しい位
相を持つ入用信号および−φ１＋π／２−φ２に等しい
位相を持つ影像信号を有する。第２位相シフタの出力で
の２つの影像信号は同位相であるのに対し、２つの入用
信号は逆位相であり、その結果、加算装置の入力の１つ
は反転入力でなければならないことに注意せよ。
１は−π／２＋φ１−φ２に等しい位相を持つ入用信号
およびπ／２−φ１−φ２に等しい位相を持つ影像信号
を有し、信号ＳＩＤ２はφ１＋π／２＋φ２に等しい位
相を持つ入用信号および−φ１＋π／２−φ２に等しい
位相を持つ影像信号を有する。第２位相シフタの出力で
の２つの影像信号は同位相であるのに対し、２つの入用
信号は逆位相であり、その結果、加算装置の入力の１つ
は反転入力でなければならないことに注意せよ。
【００３１】もちろん、もし、第２位相シフタ１３が第
１位相シフタと類似の構造を持つとしたら、すなわち、
位相シフタセル１４もセル７のように容量性−抵抗性セ
ルである（この場合には、位相シフタセル１５はセル８
のように抵抗性−容量性セルである）としたら、加算装
置の入力の１方を反転する必要はないであろう。
１位相シフタと類似の構造を持つとしたら、すなわち、
位相シフタセル１４もセル７のように容量性−抵抗性セ
ルである（この場合には、位相シフタセル１５はセル８
のように抵抗性−容量性セルである）としたら、加算装
置の入力の１方を反転する必要はないであろう。
【００３２】ちょうどここで述べた２つの位相シフタの
特殊な配置が成分値の変動の問題に満足すべき解答を与
えるけれども、２つの信号ＳＩＤ１およびＳＩＤ２の振
幅の間の差は、まだ局部発振器の周波数ＦＬに依存す
る。
特殊な配置が成分値の変動の問題に満足すべき解答を与
えるけれども、２つの信号ＳＩＤ１およびＳＩＤ２の振
幅の間の差は、まだ局部発振器の周波数ＦＬに依存す
る。
【００３３】そのような振幅の任意の変動を補償するた
めに、加算装置２０の２入力間の微分利得は、局部発振
器５の制御電圧を用いて変えられ（所定利得Ｋによって
乗算され）、増幅器２１の利得が制御される。それゆえ
に、増幅器２１の利得の変動の範囲は、局部信号の周波
数の変動の範囲と一致することができる。
めに、加算装置２０の２入力間の微分利得は、局部発振
器５の制御電圧を用いて変えられ（所定利得Ｋによって
乗算され）、増幅器２１の利得が制御される。それゆえ
に、増幅器２１の利得の変動の範囲は、局部信号の周波
数の変動の範囲と一致することができる。
【００３４】また、増幅器２１の利得を制御する電圧に
電圧Ｖ0 を付加することは、第２位相シフタネットワー
ク１３に独立に、中間周波数の後の調整による信号ＳＩ
Ｄ１およびＳＩＤ２の振幅間の差に対して補償すること
になり、そして第２位相シフタネットワーク１３は、最
初に選択された中間周波数に対して調整される、そして
混合器３および４の利得間の任意の差に対して補償す
る。
電圧Ｖ0 を付加することは、第２位相シフタネットワー
ク１３に独立に、中間周波数の後の調整による信号ＳＩ
Ｄ１およびＳＩＤ２の振幅間の差に対して補償すること
になり、そして第２位相シフタネットワーク１３は、最
初に選択された中間周波数に対して調整される、そして
混合器３および４の利得間の任意の差に対して補償す
る。
【図１】 本発明の中間周波数に変換された信号の影像
信号除去装置の一実施例を示す線図である。
信号除去装置の一実施例を示す線図である。
【図２】 微分信号を搬送するプロセッサチャンネル上
で使用することのできる、図１の装置の位相シフタセル
をより詳細に示す線図である。
で使用することのできる、図１の装置の位相シフタセル
をより詳細に示す線図である。
１ 中間周波数に変換された信号の影像信号除去装置 ２ 信号入力 ３、４ 混合器（マルチプライヤ） ５ 局部発振器 ６ 第１位相シフタ ７、８、１４、１５ 位相シフタセル ９、１２、１７、１７ａ、１７ｂ、１９ キャパシタ １０、１１、１６、１６ａ、１６ｂ、１８ 抵抗 １３ 第２位相シフタ ２０ 加算装置 ２１ 電圧制御利得増幅器 ２２ 信号出力 ＳＥ 入力信号 ＦＢ 信号周波数 ＦＩ 中間周波数 ＳＬ 局部（発振器）信号 ＳＭ１、ＳＭ２ 混合器信号 ＦＬ 局部（発振器）周波数 ＳＳ 出力信号 ＳＩ１、ＳＩ２ 中間信号 ＳＩＤ１、ＳＩＤ２ 信号 Ｖ0 電圧
Claims (4)
- 【請求項１】所定中間周波数に変換された信号の影像信
号を排除する装置であって、信号の周波数および中間周
波数に応じて選択された周波数で局部信号を供給する局
部発振器と、 抵抗成分および容量成分を含み、かつそれぞれ前記発振
器の出力に接続され、位相が９０°異なる状態の２種の
混合器信号を供給する、２個の受動位相シフタセルを持
つ第１位相シフタと、 各々が前記信号およびこの信号の影像信号を含む入力信
号、および前記２種の混合器信号のそれぞれの１種を受
信し、前記中間周波数で２種の中間信号を供給する２個
の混合器と、 抵抗成分および容量成分を有し、それぞれ前記２個の混
合器の出力に接続されて、前記２種の中間信号の間にさ
らに位相が９０°異なる関係を導く、２個の受動位相シ
フタセルを有する第２位相シフタと、 前記第２位相シフタの前記２個の受動位相シフタセルの
出力に接続された加算装置を有する影像信号除去手段
と、を有することを特徴とする中間周波数に変換された
信号の影像信号除去装置。 - 【請求項２】前記混合器の一方に接続された前記２個の
位相シフタの前記２個の受動位相シフタセルの一方が抵
抗性−容量性セルを含み、その他方が容量性−抵抗性セ
ルを含み、他方の混合器に接続された前記２個の位相シ
フタの前記２個の受動位相シフタセルの一方が容量性−
抵抗性セルを含み、その他方が抵抗性−容量性セルを含
み、前記加算装置の一つの入力が反転入力である請求項
１に記載の中間周波数に変換された信号の影像信号除去
装置。 - 【請求項３】前記影像信号除去手段が前記加算装置の１
つの入力と前記第２位相シフタの対応する受動位相シフ
タセルの出力との間に接続された電圧制御された利得の
増幅器を含み、前記利得が前記局部発振器の制御電圧に
よって制御される請求項１に記載の中間周波数に変換さ
れた信号の影像信号除去装置。 - 【請求項４】前記増幅器が局部発振器の制御電圧および
選択された外部電圧によって制御される請求項３に記載
の中間周波数に変換された信号の影像信号除去装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9406894A FR2720880B1 (fr) | 1994-06-06 | 1994-06-06 | Dispositif de suppression du signal image d'un signal de base transposé à une fréquence intermédiaire. |
| FR9406894 | 1994-06-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08167861A true JPH08167861A (ja) | 1996-06-25 |
Family
ID=9463914
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7137913A Withdrawn JPH08167861A (ja) | 1994-06-06 | 1995-06-05 | 中間周波数に変換された信号の影像信号除去装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5678220A (ja) |
| EP (1) | EP0687059B1 (ja) |
| JP (1) | JPH08167861A (ja) |
| DE (1) | DE69518277T2 (ja) |
| FR (1) | FR2720880B1 (ja) |
Families Citing this family (48)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6078799A (en) * | 1998-06-09 | 2000-06-20 | Lucent Technologies, Inc. | System and method for calibrating single sideband receiver reject image product |
| US6314279B1 (en) * | 1998-06-29 | 2001-11-06 | Philips Electronics North America Corporation | Frequency offset image rejection |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US7295826B1 (en) | 1998-10-21 | 2007-11-13 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with gain control functionality, and applications thereof |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7027786B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-04-11 | Parkervision, Inc. | Carrier and clock recovery using universal frequency translation |
| US6636730B2 (en) * | 1998-12-23 | 2003-10-21 | Telasic Communications, Inc. | Wideband IF image rejecting receiver |
| GB2345230B (en) * | 1998-12-23 | 2003-10-29 | Nokia Mobile Phones Ltd | Radio receiver and a filter for the radio receiver |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US7209725B1 (en) | 1999-01-22 | 2007-04-24 | Parkervision, Inc | Analog zero if FM decoder and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US7006805B1 (en) | 1999-01-22 | 2006-02-28 | Parker Vision, Inc. | Aliasing communication system with multi-mode and multi-band functionality and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6704558B1 (en) * | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US6873836B1 (en) | 1999-03-03 | 2005-03-29 | Parkervision, Inc. | Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US7110435B1 (en) | 1999-03-15 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Spread spectrum applications of universal frequency translation |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7072390B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7054296B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-05-30 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) technology and applications including techniques of universal frequency translation |
| US7082171B1 (en) | 1999-11-24 | 2006-07-25 | Parkervision, Inc. | Phase shifting applications of universal frequency translation |
| US6963734B2 (en) | 1999-12-22 | 2005-11-08 | Parkervision, Inc. | Differential frequency down-conversion using techniques of universal frequency translation technology |
| US7292835B2 (en) | 2000-01-28 | 2007-11-06 | Parkervision, Inc. | Wireless and wired cable modem applications of universal frequency translation technology |
| US6738612B1 (en) | 2000-04-06 | 2004-05-18 | International Business Machines Corporation | Image trap filter |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7554508B2 (en) | 2000-06-09 | 2009-06-30 | Parker Vision, Inc. | Phased array antenna applications on universal frequency translation |
| US6990326B2 (en) * | 2000-07-05 | 2006-01-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Image suppression filter circuit |
| US6675004B1 (en) * | 2000-08-25 | 2004-01-06 | Interwave Communications International Ltd. | Method and apparatus for receive channel noise suppression |
| US7010559B2 (en) | 2000-11-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for a parallel correlator and applications thereof |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| US20020183033A1 (en) * | 2001-04-05 | 2002-12-05 | Sarnoff Corporation | Commutating image-reject mixer |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7085335B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-08-01 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| KR100412541B1 (ko) * | 2001-12-11 | 2003-12-31 | 한국전자통신연구원 | 고주파 수신기 |
| US6975848B2 (en) | 2002-06-04 | 2005-12-13 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for DC offset removal in a radio frequency communication channel |
| US7321640B2 (en) | 2002-06-07 | 2008-01-22 | Parkervision, Inc. | Active polyphase inverter filter for quadrature signal generation |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2964622A (en) * | 1957-10-21 | 1960-12-13 | Sylvania Electric Prod | Image suppressed superheterodyne receiver |
| US3575660A (en) * | 1968-10-03 | 1971-04-20 | Hazeltime Corp | Electronic image rejection apparatus |
| US4243955A (en) * | 1978-06-28 | 1981-01-06 | Motorola, Inc. | Regulated suppressed carrier modulation system |
| JPS58101510A (ja) * | 1981-12-11 | 1983-06-16 | Nec Corp | マイクロ波集積回路周波数変換器 |
| CH658558A5 (en) * | 1983-08-02 | 1986-11-14 | Autophon Ag | Evaluator for recognising high frequency signal of a specified frequency |
| JPH0638567B2 (ja) * | 1985-02-08 | 1994-05-18 | 株式会社日立製作所 | 周波数変換器 |
| DE3613536A1 (de) * | 1986-04-22 | 1987-10-29 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zur regelung eines einseitenband-aufwaertsmischers sowie anordnung hierzu |
| US5140198A (en) * | 1989-08-30 | 1992-08-18 | Seiko Corporation | Image canceling mixer circuit on an integrated circuit chip |
| GB2236225A (en) * | 1989-09-23 | 1991-03-27 | Emi Plc Thorn | Superhetorodyne circuit |
-
1994
- 1994-06-06 FR FR9406894A patent/FR2720880B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-05-24 US US08/449,616 patent/US5678220A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-05-31 DE DE69518277T patent/DE69518277T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1995-05-31 EP EP95401263A patent/EP0687059B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1995-06-05 JP JP7137913A patent/JPH08167861A/ja not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5678220A (en) | 1997-10-14 |
| FR2720880B1 (fr) | 1996-08-02 |
| DE69518277T2 (de) | 2000-12-21 |
| EP0687059B1 (fr) | 2000-08-09 |
| EP0687059A1 (fr) | 1995-12-13 |
| DE69518277D1 (de) | 2000-09-14 |
| FR2720880A1 (fr) | 1995-12-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH08167861A (ja) | 中間周波数に変換された信号の影像信号除去装置 | |
| US5942935A (en) | Filter circuit | |
| JPH05505069A (ja) | 集積回路チップ上のイメージ除去ミキサー回路 | |
| WO1999016179A2 (en) | Improvements in or relating to phasing receivers | |
| JP3887018B2 (ja) | 通信受信機 | |
| EP1236285B1 (en) | Receiver circuit | |
| US6982584B2 (en) | Phase quadrature and slaved working frequency signal generator | |
| JP3974786B2 (ja) | 信号生成回路 | |
| JP2003218641A5 (ja) | ||
| US6388605B1 (en) | Circuit for generating and/or detecting a radar signal | |
| JPH01190015A (ja) | ミキサ回路 | |
| RU2062547C1 (ru) | Преобразователь частоты с подавлением зеркального канала | |
| JPH0730463A (ja) | 直交変調器 | |
| JP3343223B2 (ja) | イメージ抑圧ミクサ | |
| EP0432895B1 (en) | Phase splitter arrangement | |
| JP2520337B2 (ja) | 直交変調器 | |
| US6680639B1 (en) | Phase shifting arrangement for generating mutually orthogonal signals | |
| JPH1141063A (ja) | 自動移相制御回路 | |
| AU3146599A (en) | Demodulator circuits | |
| JPH07115602A (ja) | Ａｆｔ検波回路 | |
| JPH0159624B2 (ja) | ||
| JP2003518796A (ja) | 低開ループ利得演算増幅器を具備する誤差が低減された直角多相フィルタ | |
| JP4518576B2 (ja) | 等振幅加算回路 | |
| JPH11284490A5 (ja) | ||
| JPH08298438A (ja) | 半導体集積回路装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020806 |