JPH08182347A - 電流制御型ｐｗｍインバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 簡単な演算で、デッドタイムによる出力電圧
歪みを正確に補償する。 【構成】 電流指令信号と出力電流信号とによりＵ、
Ｖ、Ｗ３相の電圧指令が演算される。この電圧指令に対
しデッドタイムによる歪みを補償する補償電圧の生成に
おいて、ステップ６００で制御むだ時間に相当する位相
補償値θ’が演算され、位相補償された電流指令に対
し、正、負極性の判定を行なった後、ステップ６０２で
極性が正の場合はステップ６０３で歪み電圧ｖｆを補償
電圧Δｖｕとする。判定された極性が負の場合はステッ
プ６０４で歪み電圧−ｖｆを補償電圧Δｖｕとする。こ
の後ステップ６０５〜６０７ではＵ相と同様にＶ相の補
償電圧Δｖｖ、ステップ６０８〜６１０ではＷ相の補償
電圧Δｖｗが求められ出力される。これにより補償電圧
が簡単に求められ、出力電圧歪みを正確に補償できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電流制御型ＰＷＭイン
バータに係り、とくにデッドタイムを設けたときの出力
電流の波形歪みを補償するようにしたものに関する。

【０００２】

【従来の技術】ＰＷＭインバータにおいては、インバー
タを構成する正側および負側のスイッチング素子を交互
に導通制御して出力電圧を制御する。しかし、スイッチ
ング素子にはターンオフ時間によるスイッチングの遅れ
があるため、実際の制御においては正側および負側が同
時に導通しないように短絡防止期間（以下デッドタイム
と呼ぶ）が設けれている。このデッドタイムの影響でイ
ンバータの出力電圧に歪みが生じ、結果として出力電流
の波形が歪むという問題があった。

【０００３】電流制御型インバータにおける電流制御系
は通常アナログ回路で構成されており、フィードバック
ゲインが比較的高く設定できるため、デッドタイムによ
る電流波形の歪みが小さい。しかし近年、マイクロコン
ピュータの発達により電流制御およびＰＷＭパルスの生
成を含めてディジタル処理を行なうことが可能となり、
ディジタル処理によるインバータ制御回路の低コスト化
が進められている。フィードバックゲインがあまり大き
くとれないディジタル電流制御と、より高精度を目指す
アナログ電流制御には、出力電圧の歪み補償が必須とな
る。

【０００４】従来、この種の技術としては、例えば特公
平６−６２５７９号公報に開示されているものがある。
これは、図２０に示すようにインバータ（ＰＷＭ演算
器）の出力電流を電流センサ８１〜８３で検出し、この
検出電流信号の位相を位相進み補償器９で制御むだ時間
の分だけ進める。この位相進み補償で得られる補償電流
信号の極性により電圧指令を補償電圧演算器１１〜１３
で補正するものである。

【０００５】しかし、この従来の技術では、出力電流の
極性を実際の出力電流の値を検出して求めていたが、実
電流はＰＷＭインバータの場合脈動しており、またノイ
ズの影響もあって安定した検出が困難であり、正しい補
正ができないという問題があった。また上記の従来技術
では、電圧の出力タイミングにおける出力電流の極性に
のみ注目しているため、出力電流の極性による電圧の補
正が正確でないという問題もあった。

【０００６】また同公報には図２１に示されるような技
術も開示されている。ここでは、出力電流検出信号のゼ
ロクロス付近の位相を進めるための演算を行なってい
る。図２１中電流位相演算器１４における電流位相の計
算、電流検出信号補正器１７における各相電流の位相進
み演算、電流検出補正信号の振幅の演算などを含む電流
検出補正信号の演算、加算器１８〜２０における検出電
流とバイアス電流（補正電流）の和により検出電流の位
相を進めている。これらは、制御遅れを加味した電圧歪
み補償を行なうために新規に必要となる手段である。以
上のように電流位相演算、補正信号の振幅の演算などを
新たに必要とし、演算が複雑である。また補償電圧演算
器１１〜１３で検出電流を正、負、断続の３つのモード
として判定して電圧指令補正信号の演算を行なってい
る。ここで、断続と判断された場合は電圧補正信号がゼ
ロとされる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし上記のように補
償電圧を求めるに当たって、出力電流ゼロクロス付近の
位相を進めるための演算が複雑であり、演算量が増えた
りシステムが大きくなったりする問題点があった。また
電流がゼロ近傍の場合には補償電圧をゼロとしている
が、ゼロ近傍であっても電流の反転タイミングと出力電
圧の立ち上がりタイミング、立ち下がりタイミングの時
間的前後関係により補償すべき電圧が異なるため、補償
電圧をゼロとした場合には歪みが残ってしまう場合があ
るという問題点があった。そこで、本発明は、ＰＷＭイ
ンバータの電圧波形歪みの補正を正しく行なうことによ
り、出力電流波形を正弦波に近付ける電流制御型ＰＷＭ
インバータを提供することを目的としている。

【０００８】

【課題を解決するための手段】そこで、請求項１記載の
発明は、直流を交流に変換し短絡防止時間を設けた電流
制御型ＰＷＭインバータにおいて、電流指令信号の位相
を所定値だけ進める位相補正手段と、位相補正された電
流指令信号の極性により指令電圧を修正する電圧補償手
段とを有するものとした。

【０００９】請求項２記載の発明は、直流を交流に変換
し短絡防止時間を設けた電流制御型ＰＷＭインバータに
おいて、電流指令信号の位相を所定値だけ進める位相補
正手段と、該補正された電流指令信号の極性が変化する
時刻を予測する極性変化予測手段と、前記予測された極
性の変化時刻と前記位相補正された電流指令信号の極性
とにより電圧指令を修正する電圧補償手段とを有し、前
記電圧補償手段は、前記電流指令信号の極性が変化する
時刻のＰＷＭパルスに対する位置関係により電圧指令を
修正するものとした。

【００１０】請求項３記載の発明は、直流を交流に変換
し短絡防止時間を設けた電流制御型ＰＷＭインバータに
おいて、出力電流を検出する電流検出手段と、該出力電
流の方向を判別する際の基準値を演算する基準値演算手
段と、前記出力電流と前記基準値に基づき出力電流の方
向を判別する電流方向判別手段と、前記判別された出力
電流の方向に基づき指令電圧の補償電圧を演算する補償
電圧演算手段とを有し、出力電流の方向を判別する基準
値は、電流指令値の振幅、周波数、制御周期のなか少な
くとも１つを用いて演算され、電流方向の判別結果は所
定時間内に維持されるものとした。

【００１１】請求項５記載の発明は、直流を交流に変換
し短絡防止時間を設けた電流制御型ＰＷＭインバータに
おいて、出力電流を検出する電流検出手段と、該出力電
流の方向を判別する際の基準値を演算する基準値演算手
段と、前記出力電流と前記基準値に基づき出力電流の方
向を判別する電流方向判別手段と、前記判別された出力
電流の方向と前記基準値および前記出力電流に基づき指
令電圧の補償電圧を演算する補償電圧演算手段とを有
し、前記補償電圧演算手段は、前記基準値と前記出力電
流の大きさの差を演算し、出力電流の大きさ（比較値
１）が前記基準値の大きさ（比較値２）未満である場合
には、比較値１と比較値２の比より出力電流方向が反転
するタイミングを検出しこれに基づき指令電圧の補償電
圧を演算するものとした。

【００１２】

【作用】請求項１記載の発明では、位相補正手段は、出
力電圧に対し位相遅れの電流指令信号を位相進める補正
し、電圧補償手段は、位相補正された電流指令信号の極
性変化から補償電圧を演算し指令電圧を修正する。これ
により、デッドタイムによる出力電流歪みが補正され
る。請求項２記載の発明では、位相補正手段は、出力電
圧に対し位相遅れの電流指令信号を位相進める補正し、
極性予測手段は、その電流指令値の極性が変化する点の
ＰＷＭパルスに対するタイミングを予測し、電圧補償手
段は、前記極性の変化する時刻のＰＷＭパルスに対する
位置関係により補正電圧を演算し指令電圧を修正する。
これにより、補償電圧を発生するタイミングが正確で、
デッドタイムによる出力電流歪みが正確に補正される。

【００１３】請求項３記載の発明では、基準値演算手段
は、指令電流値の振幅、周波数、制御周期のなか少なく
とも１つを用いて制御遅れ時間で変化する出力電流の値
を演算して、その符号を変えた値を、補償電圧の方向を
判定する基準値とし、補償電圧演算手段は、この基準値
と検出電流を比較した結果に基づいて補償電流の方向を
与え、補償電圧を演算する。これにより、簡単な演算で
歪み電圧を正しく補償することができる。電流リップル
やノイズ、制御むだ時間の影響をなくした補償が可能と
なり、デッドタイムによる出力電流歪みが補償されると
ともに演算が非常に簡単になる。

【００１４】請求項５記載の発明では、基準値演算手段
は、指令電流値の振幅、周波数、制御周期のなか少なく
とも１つを用いて制御遅れ時間で変化する出力電流の値
を演算して、その符号を変えた値を、補償電圧の方向を
判定する基準値とし、補償電圧演算手段は、電流指令が
ゼロクロスする制御周期内での電流の変化量と検出電流
の比を演算し、その演算値から電流指令の方向が変化す
るタイミングを求める。これにより制御周期内で電流方
向が反転した場合にもデッドタイムによる電圧を正しく
補償できる。なおこのタイミングが出力電圧の立ち上が
り立ち下がりより早い場合には、サンプルポイントで判
別した電流方向に基づいて電圧補償値を演算し、出力電
圧の立ち上がりと立ち下がりの間では電圧補償をゼロと
し、出力電圧の立ち上がりと立ち下がりより遅い場合に
はサンプルポイントで判別した電流方向を逆にして電圧
補償値を演算すると、離散演算系に使用することもでき
る。

【００１５】

【実施例】以下、この発明を電気自動車の駆動源である
誘導電動機の制御に適用した実施例を図面に基づいて説
明する。図１は本発明の第１の実施例の構成を示す。
運転者はアクセルペダル３０を操作し、その操作量は、
位置センサ３１で検出される。その検出値は誘導電動機
４３へのトルク指令信号Ｔｅ^* 、磁束指令信号φ^* とし
て出力される。ベクトル制御演算器３２はそのトルク指
令信号Ｔｅ^* 、磁束指令信号φ^* から所定の演算によっ
て励磁電流指令ｉｄ^* 、トルク電流指令ｉｑ^* 、および
誘導電動機４３のすべり周波数ωｓｅを算出する。

【００１６】加算器３４ですべり周波数ωｓｅと回転速
センサ４４で検出された誘導電動機４３の回転速ωｒｅ
との和をとって１次周波数ω１が算出される。１次周波
数ω１はさらに積分器５０で積分され位相基準θが算出
される。座標変換器５１は式（１）の変換式により、電
流センサ８１、８２、８３が検出したインバータ出力電
流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを回転磁界座標系の励磁電流信号ｉ
ｄとトルク電流信号ｉｑに変換する。

【数１】 電流制御演算器５２は同じ回転座標系の励磁電流信号ｉ
ｄと励磁電流指令信号ｉｄ^* とに応じて誘導電動機４３
の電圧指令ｖｄ^* を出力する。電流制御演算器５３は同
じ回転座標系のトルク電流信号ｉｑとトルク電流指令信
号ｉｑ^* とに応じて誘導電動機４３の電圧指令ｖｑ^* を
出力する。座標変換器５４は位相基準θに基づいてｖｄ
^* 、ｖｑ^* を回転磁界座標から固定子座標の電圧指令ｖ
ｕ１^* 、ｖｖ１^* 、ｖｗ１^* に変換する。この変換式は
式（２）で表わされる

【数２】

【００１７】一方位相進め演算器５５は位相基準θを制
御むだ時間Δｔの分だけ進めた位相補償値θ’を出力す
る。電流極性判定器５６は位相補償値θ’および励磁電
流指令値ｉｄ^* 、トルク電流指令ｉｑ^* から出力電流の
極性を判定する。その判定結果によって補償電圧演算器
５７はデッドタイムによって歪んだ出力電圧を補償する
補償電圧（補償量）Δｖｕ、Δｖｖ、Δｖｗを出力す
る。電圧指令ｖｕ１^* 、ｖｖ１^* 、ｖｗ１^* に、デッド
タイムによる歪み電圧を補償する補償電圧Δｖｕ、Δｖ
ｖ、Δｖｗを加算器３７、３８、３９で加える。補償さ
れた電圧指令ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* がデッドタイムを
付加するデッドタイム作成器４０を通してＰＷＭ演算器
４１に入力される。ここで３相の相補ＰＷＭパルスＰ
ｕ、Ｐｕ’、Ｐｖ、Ｐｖ’、Ｐｗ、Ｐｗ’が作成され
る。各パルスは電力変換器４２で電力変換され誘導電動
機４３に出力される。

【００１８】次にデッドタイムによる歪み電圧の補償方
法を説明する。デッドタイムによる出力歪み電圧は、出
力電流の極性により決まり、出力電流が正のときは該当
する相の歪み電圧は正に、出力電流が負のときは該当す
る相の歪み電圧は負になり、歪み電圧の絶対値は出力電
流の大きさによらずほぼ一定である。したがって位相遅
れの出力電流に制御むだ時間の分だけ位相を進めた電流
指令補正値の極性に基づいて歪み電圧の補償を行なうこ
とによって、電流リップルやノイズ、制御むだ時間の影
響をなくした補償が可能となり、出力電流波形を正弦波
に近付けることができる。

【００１９】補償電圧を求める際の電流の極性判定は、
電流指令値を用いることができる。これは、まず位相基
準θと１次周波数ω１から、位相進め演算器５５で式
（３）に示す位相補償値θ’を求める。

【数３】 ここに、Δｔは制御むだ時間である。

【００２０】電流極性判定器５６では位相補償値θ’と
励磁電流信号ｉｄ^* 、トルク電流指令信号ｉｑ^* から式
（４）により電流位相θｉを求める。

【数４】 そして、−９０゜≦θｉ＜９０°の場合、Ｕ相電流は
正、それ以外はＵ相電流は負、３０゜≦θｉ＜２１０°
の場合、Ｖ相電流は正、それ以外はＶ相電流は負、１５
０゜≦θｉ＜３３０°の場合、Ｗ相電流は正、それ以外
はＷ相電流は負となる。補償電圧演算器５７は、電流極
性判定器５６の出力により補償電圧Δｖｕ、Δｖｖ、Δ
ｖｗを出力する。例えば、Ｕ相電流が正の場合、歪み電
圧＋ｖｆを補償電圧Δｖｕとし、Ｕ相電流が負の場合、
歪み電圧−ｖｆを補償電圧Δｖｕとする。

【００２１】図２は、図１の構成における電流制御およ
びＰＷＭパルス生成をマイコンで処理した場合のフロー
チャートを示す。 まず、ステップ５００で、ＰＷＭパ
ルスの出力を更新する信号が入力されると、ステップ５
０１で、電流センサ８１、８２、８３で検出された出力
電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを読み込み、ステップ５０２
において、式（１）を用いて出力電流信号ｉｕ、ｉｖ、
ｉｗを励磁電流信号ｉｄ、トルク電流信号ｉｑへ座標変
換を行なう。

【００２２】ステップ５０３〜５０５で、励磁電流指令
信号ｉｄ^* 、トルク電流指令信号ｉｑ^* を読み込み、ｉ
ｄ、ｉｑとにより電圧指令ｖｕ１^* 、ｖｖ１^* 、ｖｗ１
^* が演算される。ステップ５０６では、ｉｄ^* 、ｉｑ^*
及び位相進みの位相基準θ’から補償電圧Δｖｕ、Δｖ
ｖ、Δｖｗが演算される。ステップ５０７において、ｖ
ｕ１^* 、ｖｖ１^* 、ｖｗ１^* にΔｖｕ、Δｖｖ、Δｖｗ
を加えて歪みを補償した電圧指令信号ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、
ｖｗ^* が算出される。

【００２３】ステップ５０８では電圧指令信号ｖｕ^* 、
ｖｖ^* 、ｖｗ^* に基づきデッドタイムを含んだＵ、Ｖ、
Ｗ３相のＰＷＭ信号Ｐｕ、Ｐｕ’、Ｐｖ、Ｐｖ’、Ｐ
ｗ、Ｐｗ’が演算される。ステップ５０１、５０２が座
標変換器５１に該当し、ステップ５０３、５０４が電流
制御演算器５２、５３に、ステップ５０５が座標変換器
５４に該当する。ステップ５０７が加算器３７〜３９に
該当する。ステップ５０８がデッドタイム作成器４０お
よびＰＷＭ演算器４１に該当する。

【００２４】図３はステップ５０６の詳細を示す。 す
なわちまずステップ６００で位相補償値θ’が演算さ
れ、ステップ６０１で、電流指令の極性が判定された
後、ステップ６０２において、判定された極性が正の場
合はステップ６０３で歪み電圧ｖｆを補償電圧Δｖｕと
する。判定された極性が負の場合はステップ６０４で歪
み電圧−ｖｆを補償電圧Δｖｕとする。この後ステップ
６０５〜６０７ではＵ相と同様にＶ相の補償電圧Δｖ
ｖ、ステップ６０８〜６１０ではＷ相の補償電圧Δｖｗ
が求められ出力される。ステップ６００が位相進め演算
器５５に該当し、発明の位相補正手段を構成している。
ステップ６０１が電流極性判定器５６に該当し、ステッ
プ６０２〜６０１が補正電圧演算器５７に該当する。上
記６０１〜６１０が発明の電圧補償手段を構成してい
る。

【００２５】本実施例は以上のように構成され、電流指
令値に対して制御むだ時間Δｔの分だけ位相を進めた電
流指令値の極性を用いて、デッドタイムによる歪み電圧
を補正することにより、電流検出の際の電流リップルや
ノイズ、および電流検出遅れや出力電圧の制御遅れの影
響を受けない出力電圧の歪み補正を行なうことができ
る。なお、本実施例では電流指令値の位相から電流極性
を求めることを示したが、この他に、回転磁界座標から
固定子座標への座標変換により電流指令値の符号から求
めることもできる。すなわち式（５）にしたがって、位
相遅れを補償された電流指令値ｉｕ’^* 、ｉｖ’^* 、ｉ
ｗ’^* を求める。その各々の極性が電流指令値の極性と
なって出力電圧の歪みを補償する方法である。

【数５】

【００２６】図４は、本発明の第２の実施例を示す。こ
の実施例は図１に示した第１の実施例に補償電圧演算器
５７の代わりに補償電圧演算器５７Ａとゼロクロス予測
演算器５８を設けたものである。そのほかの構成は第１
の実施例と同様である。デッドタイムによる歪み電圧は
デッドタイム区間、すなわちＰＷＭパルスの立ち上がり
あるいは立ち下がり時の出力電流の極性によって決ま
る。したがって電流指令値のゼロクロス点の時刻を予測
し、その時点でのＰＷＭパルスの極性に基づいて歪み電
圧の補償を行なうことにより、ＰＷＭパルスの出力電流
波形をさらに正弦波に近付けることができる。

【００２７】ゼロクロス予測演算器５８は、電流位相θ
ｉと１次周波数ω１とから各相電流ゼロクロス点が発生
するかどうかを判定し、もし発生する場合、次式に基づ
きゼロクロス点発生するまでの時間Ｔｚｕ、Ｔｚｖ、Ｔ
ｚｗを求める。ここで、０≦θｉ＜３６０°とし、Ｕ相
の場合、０≦２７０°−θｉ＜ω１・Δｔならば、ゼロ
クロス点が発生して、

【数６】 ０≦９０°−θｉ＜ω１・Δｔならば、ゼロクロス点が
発生して、

【数７】 となる。Ｖ相の場合、０≦３０°−θｉ＜ω１・Δｔな
らば、ゼロクロス点が発生して、

【数８】 ０≦２１０°−θｉ＜ω１・Δｔならば、ゼロクロス点
が発生して、

【数９】 となる。Ｗ相の場合、０≦１５０°−θｉ＜ω１・Δｔ
ならば、ゼロクロス点が発生して、

【数１０】 ０≦３３０°−θｉ＜ω１・Δｔならば、ゼロクロス点
が発生して、

【数１１】 となる。

【００２８】補償演算器５７Ａは、電流極性判定器５６
の出力とゼロクロス点が発生するまでの時間Ｔｚｕ、Ｔ
ｚｖ、Ｔｚｗとにより補償電圧Δｖｕ、Δｖｖ、Δｖｗ
を演算し出力する。１周期分のＰＷＭパルスが図５のよ
うな場合で、ゼロクロス点がそのＰＷＭ周期内にあると
きは、ゼロクロス点の位置がａ、ｂ、ｃのどの区間にあ
るかによってデッドタイムによる歪み電圧の量が図６に
示すように異なる。ａ、ｂ、ｃの判定は次式による。こ
こで、直流電源電圧をｖｄｃとする。Ｕ相の場合、

【数１２】 ならば、ａ区間、

【数１３】 ならば、ｂ区間、

【数１４】 ならば、ｃ区間である。Ｖ相の場合、

【数１５】 ならば、ａ区間、

【数１６】 ならば、ｂ区間、

【数１７】 ならば、ｃ区間である。Ｗ相の場合

【数１８】 ならば、ａ区間、

【数１９】 ならば、ｂ区間、

【数２０】 ならば、ｃ区間である。上記の判定結果に応じて例え
ば、Ｕ相電流に対する１周期分の補償電圧Δｖｕは図７
に示すように決定される。

【００２９】図８は、デッドタイムによる出力電圧の歪
みをマイコンで処理した場合のフローチャートを示す。
すなわちステップ７００で、位相補償値θ’が演算さ
れ、ステップ７０１で指令電流極性判定と電流位相θｉ
の演算が行なわれた後、ステップ７０２において、判定
された極性が正の場合ステップ７０３へ進み、ここでゼ
ロクロス点が発生するか否かの判定が行なわれる。発生
した場合はステップ７０５で、ゼロクラス点の位置に応
じて図５中のａ位置にならば歪み電圧−ｖｆを補償電圧
Δｖｕとし、ｂ位置にならば０をΔｖｕとし、ｃ位置に
ならば歪み電圧＋ｖｆをΔｖｕとする。ゼロクロス点が
発生しない場合は、ステップ７０７では歪み電圧＋ｖｆ
を補償電圧Δｖｕとする。

【００３０】そしてステップ７０２で極性が負の場合は
ステップ７０４へ進んで、ここでゼロクロスが発生した
と判定されればステップ７０６で、ゼロクロス点の位置
に応じてａ位置にならば、歪み電圧＋ｖｆをΔｖｕと
し、ｂ位置にならば０をΔｖｕとし、ｃ位置にならば、
歪み電圧−ｖｆをΔｖｕとする。発生しないと判定され
ればステップ７０８で、歪み電圧−ｖｆを補償電圧Δｖ
ｕとする。以後Ｖ相、Ｗ相についても上記と同様な手法
で歪み電圧が正確に求められ補償電圧を適量に決定する
ことができる。ステップ７０２、７０３、７０４がゼロ
クロス予測演算器５８に該当し、ステップ７０５、７０
６、７０７、７０８、…が補償電圧演算器５７Ａに該当
する。そしてこの実施例では上記ステップ７０１〜７０
８、…が発明の電圧補償手段を構成している。

【００３１】この実施例によれば、電流指令値に対して
制御むだ時間の分だけ位相を進めた電流指令値の極性を
用いて、デッドタイムによる歪み電圧を補正することに
より、電流検出の際の電流リップルやノイズ、および電
流検出遅れや電圧の制御遅れの影響を受けない出力電圧
の歪み補正を行なうことができるとともに、電流のゼロ
クロス点のタイミングを考慮した補正を行なうことによ
り、正確な出力電圧の歪み補正を行なうことができる。

【００３２】図９は本発明の第３の実施例を示す。 運
転者はアクセルペダル３０を操作し、その操作量は、位
置センサ３１で検出される。その検出値は誘導電動機４
３へのトルク指令信号Ｔｅ^* 、磁束指令信号φ^* として
出力される。ベクトル制御演算器３２はそのトルク指令
信号Ｔｅ^* 、磁束指令信号φ^* とから所定の演算によっ
て励磁電流指令ｉｄ^* 、トルク電流指令ｉｑ^* 、および
誘導電動機４３のすべり周波数ωｓｅを算出する。加算
器３４ですべり周波数ωｓｅと回転速センサ４４で検出
された誘導電動機４３の回転速ωｒｅとの和をとって１
次周波数ω１が算出される。

【００３３】１次周波数ω１はさらに積分器３５で積分
され位相基準θが算出される。座標変換器３３は位相基
準θにより回転座標系の励磁電流指令ｉｄ^* 、トルク電
流ｉｑ^* に対して座標変換を行なって３相の電流指令ｉ
ｕ^* 、ｉｖ^* 、ｉｗ^* を出力する。電流制御器３６は電
流指令ｉｕ^* 、ｉｖ^* 、ｉｗ^* と電流センサ８１、８
２、８３が検出した３相の駆動電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと
から電圧指令ｖｕ１^* 、ｖｖ１^* 、ｖｗ１^* を算出す
る。

【００３４】一方電流方向判別器４５では励磁電流指令
ｉｄ^* 、トルク電流指令ｉｑ^* 、すべり周波数ω１に基
づいて制御遅れを補償した電流基準値ｉuth 、ｉvth 、
ｉwth が算出される。この電流基準値は補償電圧を作成
するために必要な電流方向を求めるために必要なもので
ある。電流極性判別器４６は電流基準値ｉuth 、ｉvth
、ｉwth と検出される出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとか
らその差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを算出する。補償電圧
演算器４７はΔｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗから補償すべき補
償電圧Δｕｕ、Δｕｖ、Δｕｗを演算する。

【００３５】電流制御器３６で算出された電圧指令ｖｕ
１^* 、ｖｖ１^* 、ｖｗ１^* に、加算器３７、３８、３９
で補償電圧Δｖｕ、Δｖｖ、Δｖｗが加算される。補償
された電圧指令ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* がデッドタイム
を付加するデッドタイム作成器４０を通してＰＷＭ演算
器４１に入力される。ここで３相の相補ＰＷＭパルスＰ
ｕ、Ｐｕ’、Ｐｖ、Ｐｖ’、Ｐｗ、Ｐｗ’が作成され
る。各パルスは電力変換器４２で電力変換され誘導電動
機４３に出力される。

【００３６】図１０は、電力変換器４２の出力部の１相
を示す。図において電源側パワー素子Ａのゲートに加わ
られる信号ｖupper とグランド側パワー素子Ｂに加えら
れる信号ｖlower には、図１１に示すように同時オフの
時間ｔｄｔがある。そのため、インバータの出力電圧ｖ
0 （ここでは電力変換器４２の出力）は、図１１のよう
に出力電流ｉ0 の方向によってデッドタイム分だけ異な
る電圧となる。（ａ）はｉ0 が正、（ｂ）はｉ0 が負の
場合を示している。これを補償するためには、出力電流
の大きさやあらゆる時間での位相は必要なく、電流の方
向のみで十分である。制御遅れ分を考慮した場合におい
ても、遅れ分を考慮した電流の方向のみが分かればよ
い。

【００３７】そこで、制御遅れ時間で変化する出力電流
の値を演算して、その符号を変えた値を、方向を判断す
るための基準値とする。この基準値と検出電流を比較し
た結果を電流の方向を与える信号とする。また、この基
準値の符号が変化した直後に電流方向を誤って判定する
ことを防止するため、基準値の変化には遅れを設けてお
く。以上により、簡単な演算で制御遅れを加味したデッ
ドタイム補償を正しく行なうことができる。

【００３８】次に補償電圧Δｖｕ、Δｖｖ、Δｖｗの演
算について説明する。Ｕ、Ｖ、Ｗ３相のいずれにも同じ
演算を行なうので、ここでＵ相のみを説明する。Ｕ相電
流指令ｉｕ^* は、式（２１）で表わすことができる。

【数２１】 式（２１）を微分すれば、式（２２）のようになる。

【数２２】 電流ｉｕ^* がゼロクロスするのは、ωｔ＝ｎπ、（ｎ＝
…、−１、０、１、…）のときである。

【００３９】したがって、電流がゼロとなる近傍での電
流変化は式（２３）で表わすことができる。

【数２３】 ここで制御遅れをＴｓとすると、制御遅れ時間で変化す
る電流は式（２４）となる。

【数２４】 したがって、これを電流方向判別の基準として、検出電
流との大小関係を判別すれば、制御遅れＴｓだけ早く電
流方向反転タイミングを判別でき、補償電圧が求められ
る。

【００４０】図１２は、図９の構成における作動の流れ
を示すフローチャートである。すなわちステップ１００
で位置センサ３１の検出値をトルク指令信号Ｔｅ^* とし
て読み込まれるとともに、ステップ１０１で磁束指令φ
^* として読み込まれる、ステップ１０２では、トルク指
令信号Ｔｅ^* 、磁束指令φ^* に対しベクトル制御演算を
実行し励磁電流指令値ｉｄ^* 、トルク電流指令値ｉ
ｑ^* 、すべり周波数ωｓｅが求められる。ステップ１０
３で、回転速センサ４４から誘導電動機４３の回転速ω
ｒｅが読み込まれ、ステップ１０４において、すべり周
波数ωｓｅと誘導電動機４３の回転速ωｒｅの和をとっ
て１次周波数ω１を算出し、積分演算によって位相基準
θが求められる。ステップ１０５では、位相基準θによ
り励磁電流指令値ｉｄ^* 、トルク電流指令値ｉｑ^* に対
して座標変換を行なって、電流指令値ｉｕ^* 、ｉｖ^* 、
ｉｗ^* を算出する。ステップ１０６において、電流セン
サ８１、８２、８３により検出された誘導電動機４３の
出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを読み込み、ステップ１０７
で、電流指令ｉｕ^* 、ｉｖ^* 、ｉｗ^* とにより電圧指令
ｖｕ１^* 、ｖｖ１^* 、ｖｗ１^* を算出する。

【００４１】ステップ１０８において、出力電流方向判
別基準値を演算し、ステップ１０９で、出力電流の方向
を判断し、その判断結果によりステップ１１０で、電圧
指令補償電圧Δｖｕ、Δｖｖ、Δｖｗを演算する。ステ
ップ１１１で、電圧指令ｖｕ１^* 、ｖｖ１^* 、ｖｗ１^*
に、補償電圧Δｖｕ、Δｖｖ、Δｖｗが加算され、補償
電圧指令ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* が演算される。ステッ
プ１１２で、デッドタイム付加演算して、ステップ１１
３で、補償電圧指令信号ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* に基づ
いてＰＷＭパルス演算をする。ステップ１１４で電力変
換を行なうパワー素子のゲートに駆動のパルスを出力す
る。

【００４２】図１３は、上記ステップ１０８〜１１０の
詳細を示す。まずステップ１０００で、式（２５）より
電流ゼロクロス点での電流変化量Δｉumogを求める。次
にステップ１００１において、電流変化量Δｉumogより
電流の方向が反転したと判別した後基準値を変化させる
までの遅延時間ｋ・Ｔｓを計算する。ｋは固定値でもよ
いが、キャリア周波数ωｃ／１次出力周波数ω１に比例
する値のほうが望ましい。

【数２５】

【００４３】ステップ１００２で、電流方向判別基準値
ｉuth （ｎ）＝Δｉumog（ｎ）−２Δｉumog（ｎ−ｋ）
・ｓｇｎの演算を行なう。ステップ１００３では、電流
ｉｕと基準値ｉuth の差Δｉｕを求める。その差からス
テップ１００４で、電流ｉｕの正負極性を判定し、判定
結果が正であるならば、ステップ１００５で、電流方向
を示すフラグをセットし、ｓｇｎが１となる。ステップ
１００６では、補償電圧Δｖｕ（ｎ）＝−ｖｄｃ・Ｔｓ
・ｔｄｔの演算が行なわれる。ステップ１００４での結
果が負であるならば、ステップ１００８で、フラグをク
リアし、ｓｇｎが０となる。ステップ１００９では、補
償電圧Δｖｕ（ｎ）＝ｖｄｃ・Ｔｓ・ｔｄｔの演算が行
なわれる。その後ステップ１００７で、求められた補償
電圧Δｖｕは出力される。なおｖｄｃは直流電源電圧
で、ｔｄｔはデッドタイムである。

【００４４】図１４は、上記演算によって得られた補償
電圧Δｖｕと出力電流ｉｕ、電流方向判別基準値ｉuth
の関係を示す。上記ステップ１０６が発明電流検出手段
を、ステップ１０００〜１００２が基準値演算手段を、
ステップ１００３、１００４、１００５、１００８が電
流方向判別手段を、ステップ１００６、１００９が補償
量演算手段を構成している。

【００４５】本実施例は以上のように構成され、電流方
向判別値ｉuth と補償電圧Δｖｕを求めることによって
制御遅れ時間Ｔｓだけ早く電流方向反転のタイミングを
推定できる。これによってデッドタイムによる電圧歪み
の補償を簡単にかつ正しく行なうことができる。また制
御周期内で電流が変化する場合の電流方向反転タイミン
グを演算し、そのタイミングと出力電圧の立ち上がり、
立ち下がりタイミングの前後関係により補償電圧を異な
る適切な値とする構成であるときに電流がゼロクロス近
傍のデッドタイムによる電圧歪みをなくすことができ
る。なお、電流方向判別基準値ｉuth に変化遅れ時間ｋ
・Ｔｓを設けているから、電流ゼロクロス直後に新しい
基準値と検出電流の大小関係が反転したと誤判定するの
が防がれる。

【００４６】次に図９に示した第３の実施励の電流方向
判別器４５、電流極性判別器４６、補償電圧演算器４７
を４５’、４６’、４７’に置き換え第４の実施例とし
て説明する。離散系の制御システムでは、サンプリング
ポイントでの電流しか分からない。図１５に出力電流の
サンプリングポイントを点で示したが、出力電流がゼロ
クロスする制御周期内での電流の変化量Δｉ0 と検出電
流ｉ0 の比から、電流の方向が変化するタイミング（ｔ
０／Ｔｓ）を求めることができる。なお、Ｔｓはサンプ
リング時間、ｔ０は出力電流ゼロクロス時間である。図
１６に示すようにこのタイミングが出力電圧の立ち上が
りｔup立ち下がりｔdownより早いｉ01の場合にはサンプ
ルポイントで判別した電流方向に基づいて補償電圧を演
算し、ｔupとｔdownの間のｔ02の場合、補償電圧Δｖｕ
を零とし、ｔup、ｔdownより遅いｉ03の場合にはサンプ
ルポイントで判別した電流方向を逆にして補償電圧を演
算する。これにより制御周期内で電流方向が反転した場
合にもデッドタイムによる電圧歪みを正しく補償でき
る。

【００４７】図１７は、電流方向が反転する制御周期区
間の出力電圧と出力電流の関係を示す。出力電流はＣＡ
ＳＥ１の場合（ｔ01≧ｔdown）、補償電圧はサンプリン
グした電流値から求めた値とする。ＣＡＳＥ２の場合
（ｔup≦ｔ02＜ｔdown）、補償電圧は零とする。これ
は、出力電圧立ち上がり立ち下がりときに加えるべき補
償電圧の大きさが等しく符号が逆の場合と、いずれも零
の場合がある。１制御周期で考えると、補償電圧はゼロ
でよいからである。ＣＡＳＥ３の場合（ｔ03＜ｔup）、
補償電圧はサンプリングした電流値から求めた補償電圧
の符号を反転させた値とする。これは出力電圧が立ち上
がるとき、立ち下がるときにはすでに電流が反転してい
るからである。

【００４８】以下制御の流れを図１８、１９に基づいて
説明する。ステップ２０００〜２００３までは図１２で
示した第３の実施例中のステップ１０００〜１００３と
同様な内容である。すなわち、式（２５）より電流ゼロ
クロス点での電流変化量Δｉumogを求め、電流変化量Δ
ｉumogより電流の方向が反転したと判別した後基準値を
変化させるまでの遅延時間ｋ・Ｔｓを計算する。電流方
向判別基準値ｉuth （ｎ）の演算を行なって、出力電流
ｉｕとの差Δｉｕを求める。

【００４９】ステップ２００４では、電流方向判別基準
値と今回の出力電流値Δｉｕとの比Ｒｉｕを演算して、
Ｒｉｕよりステップ２００５、２００６において今制御
周期内で出力電流が反転するか否かの判断を行なう。反
転しない場合は、ステップ２０１１へ進む。

【００５０】反転した場合には、ステップ２００７で、
ｔ０＝Ｒｉｎ・Ｔｓの式を用いて出力電流ｉｕがゼロと
なる時間ｔ０を求める。ステップ２００８において、式
（２６）を用いて出力の立ち上がりタイミングｔup、立
ち下がりタイミングｔdownを求める。

【数２６】 ステップ２００９、２０１０においては、ｔ０と立ち上
がりタイミングｔup、立ち下がりタイミングｔdownの時
間的前後関係を求める。ｔ０はｔdown、ｔupより小さい
ときはステップ２０１６へ進み、ｔ０はｔdownより小さ
く、ｔupより大きいときはステップ２０１９へ進み、ｔ
downより大きいときはステップ２０１１へ進む。

【００５１】ステップ２０１１では、電流Δｉｕの正負
極性を判定し、判定結果が正であるならば、ステップ２
０１２で、電流方向を示すフラグをセットし、ｓｇｎが
１となる。ステップ２０１３では、補償電圧Δｖｕ
（ｎ）＝ｖｄｃ・Ｔｓ・ｔｄｔの演算が行なわれて演算
値が出力される。ステップ２０１１での結果が負である
ならば、ステップ２０１４で、フラグをクリアし、ｓｇ
ｎが０となる。ステップ２０１５では、補償電圧Δｖｕ
（ｎ）＝−ｖｄｃ・Ｔｓ・ｔｄｔの演算が行なわれて、
演算値が出力される。

【００５２】ステップ２０１６では、電流Δｉｕの正負
極性を判定し、判定結果が正であるならばステップ２０
１７では、補償電圧Δｖｕ（ｎ）＝−ｖｄｃ・Ｔｓ・ｔ
ｄｔの演算が行なわれて演算値が出力される。判定結果
が負であるならば補償電圧Δｖｕ（ｎ）＝ｖｄｃ・Ｔｓ
・ｔｄｔの演算が行なわれて演算値が出力される。ステ
ップ２０１９では、電流Δｉｕの正負極性を判定せず、
補償電圧Δｖｕ（ｎ）＝ｖｄｃ・Ｔｓ・ｔｄｔの演算の
みが行なわれて演算値が出力される。ここでは、ステッ
プ２０００〜２００２が基準値演算手段を、ステップ２
００３〜２０１４が電流方向判別手段を、ステップ２０
１５〜２０１９が補償量演算手段を構成している。

【００５３】本実施例は以上のように構成され、電流指
令がゼロクロスする制御周期内での電流の変化量と検出
電流の比Δｉｕから電流の方向が変化するタイミングを
求め、このタイミングが出力電圧の立ち上がり立ち下が
りより早い場合には、サンプルポイントで判別した電流
方向に基づいて補償電圧を演算し、出力電圧の立ち上が
りと立ち下がりの間では電圧補償をゼロとし、出力電圧
の立ち上がりと立ち下がりより遅い場合にはサンプルポ
イントで判別した電流方向を逆にして補償電圧を演算す
る。これにより制御周期内で電流方向が反転した場合に
もデッドタイムによる電圧を正しく補償できる。

【００５４】また離散時間系のシステムにおいても、出
力電圧のＨ、Ｌの出力時間を補正すればよい。その補正
では電流が正の場合にはＨの出力時間をデッドタイムｔ
ｄｔ分だけ長くし、電流が負の場合にはＬの出力時間を
ｔｄｔだけ短くすればよい。なお、本実施例では、誘導
電動機のベクトル制御に適用した例を用いて説明した
が、これに限らず、同期電動機の制御に応用することも
容易である。すなわち、同期電動機を制御する場合、電
流指令値ｉｄ^* 、ｉｑ^* およびすべり周波数ωｓｅを演
算するベクトル制御演算器３２がことなるのみであり、
それ以外の構成は共通であるからである。

【００５５】

【発明の効果】本発明は以上示したように構成され、出
力電圧に対し位相遅れの電流指令信号の位相を進める補
正し、その電流指令信号の極性変化から補償電圧を演算
し電圧指令を修正する。これにより、デッドタイムによ
る出力電流歪みが補正される。ノイズの少ない出力電流
が得られる。そしてその電流指令補正値の極性が変化す
る点のＰＷＭパルスに対するタイミングを考慮して電圧
補正値を演算し電圧指令を修正することにより、デッド
タイムによる出力電流歪みが正確に補正され、より正弦
波に近づいた出力電流が得られる。

【００５６】また制御遅れ時間で変化する電流の値を演
算して、その符号を変えた値を、方向を判定するための
基準値とし、この基準値と検出電流を比較した結果を補
償電流の方向を与える信号とすることにより、簡単な演
算で歪み電圧を正しく補償することができる。電流リッ
プルやノイズ、制御むだ時間の影響をなくした補償が可
能となり、デッドタイムによる出力電流歪みが補償され
るとともに演算が非常に簡単になる。

【００５７】なお電流指令がゼロクロスする制御周期内
での電流の変化量と検出電流の比から電流の方向が変化
するタイミングを求め、このタイミングが出力電圧の立
ち上がりが立ち下がりより早い場合には、サンプルポイ
ントで判別した電流方向に基づいて補償電圧を演算し、
出力電圧の立ち上がりと立ち下がりの間では電圧補償を
ゼロとし、出力電圧の立ち上がりと立ち下がりより遅い
場合にはサンプルポイントで判別した電流方向を逆にし
て補償電圧を演算することにより、制御周期内で電流方
向が反転した場合にもデッドタイムによる電圧を正しく
補償できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】第１の実施例における電流制御およびＰＷＭパ
ルス生成をマイコンで処理した場合のフローチャートで
ある。

【図３】補償電圧の演算を詳細に示すフローチャートで
ある。

【図４】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

【図５】ゼロクロス点とＰＷＭパルスの関係を示す図で
ある。

【図６】電流極性、ゼロクロス点および歪み電圧の関係
を示す図である。

【図７】Ｕ相電流の極性、遅れ時間および歪み電圧の関
係を示す図である。

【図８】デッドタイムによる出力電圧の歪みをマイコン
で処理した場合のフローチャートである。

【図９】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。

【図１０】電圧変換器における１相の出力部を示す。

【図１１】デッドタイムとデッドタイムによる出力電圧
歪みの説明図である。

【図１２】第３の実施例における電流制御およびＰＷＭ
パルス生成をマイコンで処理した場合のフローチャート
である。

【図１３】補償電圧の算出を詳細に示すフローチャート
である。

【図１４】補償電圧、出力電流および電流方向判別基準
値の関係を示す図である。

【図１５】電流の方向が変化するタイミングの説明図で
ある。

【図１６】電流の方向タイミングとＰＷＭパルスの位置
関係を示す図である。

【図１７】電流方向が反転する制御周期区間の出力電圧
と出力電流の関係を示す図である。

【図１８】演算の流れを示すフローチャートである。

【図１９】演算の流れを示すフローチャートである。

【図２０】従来例を示す図である。

【図２１】第２の従来例を示す図である。

【符号の説明】

１、４１ ＰＷＭ演算器 ２、４３ 誘導電動機 ３ 周波数演算器 ４、５０ 積分器 ５、６、５２、５３ 電流制御演算器 ７、３３、５１、５４ 座標変換器 ９ 位相進み補償器 １４ 電流位相演算部 １８、１９、２０、２１、２２ 加算器 ２３、３４、３７、３８、３９ 加算器 ３０ アクセルペダル ３１ 位置センサ ３２ ベクトル制御演算器 ４０ デッドタイム作成器 ４１ ＰＷＭ演算器 ４２ 電力変換器 ４５ 電流方向判別器 ４６ 電流極性判別器 ４７ 補償電圧演算器 ５５ 位相進め演算器 ５６ 電流極性判定器 ５７ 補償電圧演算器 ５８ ゼロクロス予測演算器 ４４ 回転速センサ ８１、８２、８３ 電流センサ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流を交流に変換し短絡防止時間を設け
   た電流制御型ＰＷＭインバータにおいて、電流指令信号
   の位相を所定値だけ進める位相補正手段と、位相補正さ
   れた電流指令信号の極性により指令電圧を修正する電圧
   補償手段とを有することを特徴とする電流制御型ＰＷＭ
   インバータ。
2. 【請求項２】 直流を交流に変換し短絡防止時間を設け
   た電流制御型ＰＷＭインバータにおいて、電流指令信号
   の位相を所定値だけ進める位相補正手段と、該補正され
   た電流指令信号の極性が変化する時刻を予測する極性変
   化予測手段と、前記予測された極性の変化時刻と前記位
   相補正された電流指令信号の極性とにより電圧指令を修
   正する電圧補償手段とを有し、前記電圧補償手段は、前
   記電流指令信号の極性が変化する時刻のＰＷＭパルスに
   対する位置関係により電圧指令を修正することを特徴と
   する電流制御型ＰＷＭインバータ。
3. 【請求項３】 直流を交流に変換し短絡防止時間を設け
   た電流制御型ＰＷＭインバータにおいて、出力電流を検
   出する電流検出手段と、該出力電流の方向を判別する際
   の基準値を演算する基準値演算手段と、前記出力電流と
   前記基準値に基づき出力電流の方向を判別する電流方向
   判別手段と、前記判別された出力電流の方向に基づき指
   令電圧の補償電圧を演算する補償電圧演算手段とを有
   し、出力電流の方向を判別する基準値は、電流指令値の
   振幅、周波数、制御周期のなか少なくとも１つを用いて
   演算され、電流方向の判別結果は所定時間内に維持され
   ることを特徴とする電流制御型ＰＷＭインバータ。
4. 【請求項４】 前記の電流方向判別結果が維持される時
   間は出力周波数に反比例する値であることを特徴請求項
   ３記載の電流制御型ＰＷＭインバータ。
5. 【請求項５】 直流を交流に変換し短絡防止時間を設け
   た電流制御型ＰＷＭインバータにおいて、出力電流を検
   出する電流検出手段と、該出力電流の方向を判別する際
   の基準値を演算する基準値演算手段と、前記出力電流と
   前記基準値に基づき出力電流の方向を判別する電流方向
   判別手段と、前記判別された出力電流の方向と前記基準
   値および前記出力電流に基づき指令電圧の補償電圧を演
   算する補償電圧演算手段とを有し、前記補償電圧演算手
   段は、前記基準値と前記出力電流の大きさの差を演算
   し、出力電流の大きさ（比較値１）が前記基準値の大き
   さ（比較値２）未満である場合には、比較値１と比較値
   ２の比より出力電流方向が反転するタイミングを検出し
   これに基づき指令電圧の補償電圧を演算することを特徴
   とする電流制御型ＰＷＭインバータ。
6. 【請求項６】 上記補償電圧は、１制御周期内において
   出力電流反転タイミングが出力電圧の立ち上がりタイミ
   ング、立ち下がりタイミングのいずれより早い場合は電
   流サンプリング点での電流方向に基づいた値とし、立ち
   上がりタイミングと立ち下がりタイミングの間である場
   合にはゼロとし、立ち上がりタイミング、立ち下がりタ
   イミングのいずれより遅い場合には、電流サンプリング
   点での方向と逆方向に判別した値とすること特徴とする
   請求項５記載の電流制御型ＰＷＭインバータ。