JPH08186550A - 複素乗算方法 - Google Patents
複素乗算方法Info
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- JPH08186550A JPH08186550A JP6326936A JP32693694A JPH08186550A JP H08186550 A JPH08186550 A JP H08186550A JP 6326936 A JP6326936 A JP 6326936A JP 32693694 A JP32693694 A JP 32693694A JP H08186550 A JPH08186550 A JP H08186550A
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- JP
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- subcarrier
- component
- complex
- subcarriers
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 サブキャリアを発振するＮＣＯ（数値制御発
振器：正弦波テーブル）の個数を低減する。 【構成】 サブキャリア周波数ｆ１とサブキャリア周波
数ｆ４が直流について対称であり、サブキャリア周波数
ｆ２とサブキャリア周波数ｆ３が直流について対称であ
る場合に、周波数ｆ３及びｆ４を発振するためのＮＣＯ
を廃止する。周波数ｆ３に係る複素乗算器１６−３には
周波数ｆ２に係るＮＣＯ１２−２からサブキャリアを供
給し、周波数ｆ４に係る複素乗算器１６−４には周波数
ｆ１に係るＮＣＯ１２−１からサブキャリアを供給す
る。複素乗算器１６−３及び１６−４としては、サブキ
ャリアの直交成分を符号反転する機能を内蔵した複素乗
算器を使用する。
振器：正弦波テーブル）の個数を低減する。 【構成】 サブキャリア周波数ｆ１とサブキャリア周波
数ｆ４が直流について対称であり、サブキャリア周波数
ｆ２とサブキャリア周波数ｆ３が直流について対称であ
る場合に、周波数ｆ３及びｆ４を発振するためのＮＣＯ
を廃止する。周波数ｆ３に係る複素乗算器１６−３には
周波数ｆ２に係るＮＣＯ１２−２からサブキャリアを供
給し、周波数ｆ４に係る複素乗算器１６−４には周波数
ｆ１に係るＮＣＯ１２−１からサブキャリアを供給す
る。複素乗算器１６−３及び１６−４としては、サブキ
ャリアの直交成分を符号反転する機能を内蔵した複素乗
算器を使用する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数のサブキャリアを
使用してディジタル信号を伝送するマルチキャリア伝送
システムに関し、特にサブキャリア変調器及びサブキャ
リア復調器にて使用される複素乗算方法に関する。
使用してディジタル信号を伝送するマルチキャリア伝送
システムに関し、特にサブキャリア変調器及びサブキャ
リア復調器にて使用される複素乗算方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル伝送システムにおいては、正
弦波テーブル（ＮＣＯ：Numerical Controlled Oscilla
tor ）を発振器とする変調器及び復調器が使用される。
まず、送信側においては、ＮＣＯから出力される所定周
波数のキャリアが、伝送に適するよう帯域制限されたデ
ィジタル信号により変調され、所定の合成処理等を経た
上で伝送路に送出される。受信側においては、この信号
が準同期検波され、得られた信号が、ＮＣＯから出力さ
れる所定周波数のキャリアにより復調される。特に、マ
ルチキャリア伝送に当たっては、このような機能を有す
る変調器及び復調器にてＮＣＯが複数個用いられる。す
なわち、ディジタルＭＣＡシステム等では、各サブキャ
リア周波数に対応して複数個のＮＣＯを設け、各サブキ
ャリアをこれらのＮＣＯにて発生させる必要がある。
弦波テーブル（ＮＣＯ：Numerical Controlled Oscilla
tor ）を発振器とする変調器及び復調器が使用される。
まず、送信側においては、ＮＣＯから出力される所定周
波数のキャリアが、伝送に適するよう帯域制限されたデ
ィジタル信号により変調され、所定の合成処理等を経た
上で伝送路に送出される。受信側においては、この信号
が準同期検波され、得られた信号が、ＮＣＯから出力さ
れる所定周波数のキャリアにより復調される。特に、マ
ルチキャリア伝送に当たっては、このような機能を有す
る変調器及び復調器にてＮＣＯが複数個用いられる。す
なわち、ディジタルＭＣＡシステム等では、各サブキャ
リア周波数に対応して複数個のＮＣＯを設け、各サブキ
ャリアをこれらのＮＣＯにて発生させる必要がある。
【０００３】図７及び図８には、それぞれマルチキャリ
ア伝送システムの送信側及び受信側にて使用されるサブ
キャリア変調器及びサブキャリア復調器の構成が示され
ている。
ア伝送システムの送信側及び受信側にて使用されるサブ
キャリア変調器及びサブキャリア復調器の構成が示され
ている。
【０００４】図７に示される変調器においては、図示し
ない前段の回路にて帯域制限が施された４種類のディジ
タル信号が、４個設けられた複素乗算器１０−１〜１０
−４のうち対応するものに入力されている。入力される
４種類のディジタル信号は複素形式を有しており、図
上、同相成分Ｉｉと直交成分Ｑｉにて示されている（ｉ
＝１〜４）。複素乗算器１０−１〜１０−４には、一方
で、合計４個設けられているＮＣＯ１２−１〜１２−４
のうち対応するものから、所定周波数のサブキャリアが
入力される。各ＮＣＯ１２−１〜１２−４から対応する
複素乗算器１０−１〜１０−４に供給されるのは、複素
形式を有するサブキャリアである。各サブキャリアの周
波数をｆｉ（ｉ＝１〜４）で表すこととすると、ｉ番目
のサブキャリアの同相成分はｃｏｓ（２πｆｉｔ）、直
交成分はｓｉｎ（２πｆｉｔ）と表される（ｔ：時
刻）。各複素乗算器１０−１〜１０−４は、これらディ
ジタル信号（Ｉｉ，Ｑｉ）及びサブキャリア（ｃｏｓ
（２πｆｉｔ），ｓｉｎ（２πｆｉｔ））に基づき変調
信号を生成し、図示しない後段の合成回路等へ出力す
る。この信号は、周波数変換及び直交変調された上で伝
送路に送出される。
ない前段の回路にて帯域制限が施された４種類のディジ
タル信号が、４個設けられた複素乗算器１０−１〜１０
−４のうち対応するものに入力されている。入力される
４種類のディジタル信号は複素形式を有しており、図
上、同相成分Ｉｉと直交成分Ｑｉにて示されている（ｉ
＝１〜４）。複素乗算器１０−１〜１０−４には、一方
で、合計４個設けられているＮＣＯ１２−１〜１２−４
のうち対応するものから、所定周波数のサブキャリアが
入力される。各ＮＣＯ１２−１〜１２−４から対応する
複素乗算器１０−１〜１０−４に供給されるのは、複素
形式を有するサブキャリアである。各サブキャリアの周
波数をｆｉ（ｉ＝１〜４）で表すこととすると、ｉ番目
のサブキャリアの同相成分はｃｏｓ（２πｆｉｔ）、直
交成分はｓｉｎ（２πｆｉｔ）と表される（ｔ：時
刻）。各複素乗算器１０−１〜１０−４は、これらディ
ジタル信号（Ｉｉ，Ｑｉ）及びサブキャリア（ｃｏｓ
（２πｆｉｔ），ｓｉｎ（２πｆｉｔ））に基づき変調
信号を生成し、図示しない後段の合成回路等へ出力す
る。この信号は、周波数変換及び直交変調された上で伝
送路に送出される。
【０００５】伝送路に送出された信号は、受信側の直交
検波回路１４にて準同期検波される。直交検波回路１４
の出力、すなわちそれぞれ複素形式を有する４種類の信
号は、４個の複素乗算器１６−１〜１６−４のうち対応
するものに入力される。複素乗算器１６−１〜１６−４
には、一方で、合計４個設けられているＮＣＯ１８−１
〜１８−４のうち対応するものから、所定周波数のサブ
キャリアが入力される。各ＮＣＯ１８−１〜１８−４か
ら対応する複素乗算器１６−１〜１６−４に供給される
のは、複素形式を有するサブキャリアである。この場合
も、送信側と同様、ｉ番目のサブキャリアの同相成分は
ｃｏｓ（２πｆｉｔ）、直交成分はｓｉｎ（２πｆｉ
ｔ）と表される。各複素乗算器１６−１〜１６−４は、
これら準同期検波出力信号（Ｉｉ，Ｑｉ）及びサブキャ
リア（ｃｏｓ（２πｆｉｔ），ｓｉｎ（２πｆｉｔ））
に基づき復調信号を生成し、図示しない後段の回路へ出
力する。
検波回路１４にて準同期検波される。直交検波回路１４
の出力、すなわちそれぞれ複素形式を有する４種類の信
号は、４個の複素乗算器１６−１〜１６−４のうち対応
するものに入力される。複素乗算器１６−１〜１６−４
には、一方で、合計４個設けられているＮＣＯ１８−１
〜１８−４のうち対応するものから、所定周波数のサブ
キャリアが入力される。各ＮＣＯ１８−１〜１８−４か
ら対応する複素乗算器１６−１〜１６−４に供給される
のは、複素形式を有するサブキャリアである。この場合
も、送信側と同様、ｉ番目のサブキャリアの同相成分は
ｃｏｓ（２πｆｉｔ）、直交成分はｓｉｎ（２πｆｉ
ｔ）と表される。各複素乗算器１６−１〜１６−４は、
これら準同期検波出力信号（Ｉｉ，Ｑｉ）及びサブキャ
リア（ｃｏｓ（２πｆｉｔ），ｓｉｎ（２πｆｉｔ））
に基づき復調信号を生成し、図示しない後段の回路へ出
力する。
【０００６】これらの回路を構成するＮＣＯや複素乗算
器は、いずれも、同様の原理にて構成できる。まず、Ｎ
ＣＯ１２−１〜１２−４及び１８−１〜１８−４は、図
９に示されるように、生成すべきサブキャリアの同相成
分ｃｏｓ（２πｆｉｔ）を同相成分テーブル２０Ｉに
て、直交成分ｓｉｎ（２πｆｉｔ）を直交成分テーブル
２０Ｑにて発生させる。但し、この図では、ＮＣＯの個
数がＮ個に一般化されている。同相成分テーブル２０Ｉ
及び直交成分テーブル２０Ｑの内容は、それぞれ、発生
させるべきサブキャリア周波数ｆｉの余弦波又は正弦波
をサンプリングした値である。サンプリング周波数は、
伝送速度の他サブキャリア数Ｎに応じて設定される。
器は、いずれも、同様の原理にて構成できる。まず、Ｎ
ＣＯ１２−１〜１２−４及び１８−１〜１８−４は、図
９に示されるように、生成すべきサブキャリアの同相成
分ｃｏｓ（２πｆｉｔ）を同相成分テーブル２０Ｉに
て、直交成分ｓｉｎ（２πｆｉｔ）を直交成分テーブル
２０Ｑにて発生させる。但し、この図では、ＮＣＯの個
数がＮ個に一般化されている。同相成分テーブル２０Ｉ
及び直交成分テーブル２０Ｑの内容は、それぞれ、発生
させるべきサブキャリア周波数ｆｉの余弦波又は正弦波
をサンプリングした値である。サンプリング周波数は、
伝送速度の他サブキャリア数Ｎに応じて設定される。
【０００７】複素乗算器１０−１〜１０−４及び１６−
１〜１６−４は、それぞれ、図１０又は図１１に示され
る構成を有している。まず、複素乗算器１０−１〜１０
−４は、４個の乗算器１０ａ〜１０ｄ、１個の加算器１
０ｅ及び１個の減算器１０ｆから構成されている。乗算
器１０ａは、入力される複素信号の同相成分Ｉｉを、Ｎ
ＣＯから供給されるサブキャリアの同相成分ｃｏｓ（２
πｆｉｔ）に乗ずる。乗算器１０ｂは、同じ複素信号の
直交成分Ｑｉを、同じサブキャリアの直交成分ｓｉｎ
（２πｆｉｔ）に乗ずる。減算器１０ｆは、乗算器１０
ａの出力から乗算器１０ｂの出力を減じ、その結果得ら
れる信号を実数部出力として後段の回路に与える。その
一方、乗算器１０ｃは、複素信号の同相成分Ｉｉをサブ
キャリアの直交成分ｓｉｎ（２πｆｉｔ）に乗ずる。乗
算器１０ｄは、複素信号の直交成分Ｑｉをサブキャリア
の同相成分ｃｏｓ（２πｆｉｔ）に乗ずる。加算器１０
ｅは、乗算器１０ｃの出力と乗算器１０ｄの出力を加算
し、その結果得られる信号を虚数部出力として後段の回
路に与える。従って、複素乗算器１０−１〜１０−４に
よって得られる出力は
１〜１６−４は、それぞれ、図１０又は図１１に示され
る構成を有している。まず、複素乗算器１０−１〜１０
−４は、４個の乗算器１０ａ〜１０ｄ、１個の加算器１
０ｅ及び１個の減算器１０ｆから構成されている。乗算
器１０ａは、入力される複素信号の同相成分Ｉｉを、Ｎ
ＣＯから供給されるサブキャリアの同相成分ｃｏｓ（２
πｆｉｔ）に乗ずる。乗算器１０ｂは、同じ複素信号の
直交成分Ｑｉを、同じサブキャリアの直交成分ｓｉｎ
（２πｆｉｔ）に乗ずる。減算器１０ｆは、乗算器１０
ａの出力から乗算器１０ｂの出力を減じ、その結果得ら
れる信号を実数部出力として後段の回路に与える。その
一方、乗算器１０ｃは、複素信号の同相成分Ｉｉをサブ
キャリアの直交成分ｓｉｎ（２πｆｉｔ）に乗ずる。乗
算器１０ｄは、複素信号の直交成分Ｑｉをサブキャリア
の同相成分ｃｏｓ（２πｆｉｔ）に乗ずる。加算器１０
ｅは、乗算器１０ｃの出力と乗算器１０ｄの出力を加算
し、その結果得られる信号を虚数部出力として後段の回
路に与える。従って、複素乗算器１０−１〜１０−４に
よって得られる出力は
【数１】 実数部：Ｉｉｃｏｓ（２πｆｉｔ）−Ｑｉｓｉｎ（２πｆｉｔ） 虚数部：Ｑｉｃｏｓ（２πｆｉｔ）＋Ｉｉｓｉｎ（２πｆｉｔ） …（１） となる。
【０００８】この式は、複素信号（Ｉｉ＋ｊＱｉ）と複
素サブキャリアｅｘｐ（ｊ２πｆｉｔ）の積を、実数部
と虚数部に別けて表したものである（ｊ：虚数単位）。
すなわち、複素乗算器１０−１〜１０−４は、
素サブキャリアｅｘｐ（ｊ２πｆｉｔ）の積を、実数部
と虚数部に別けて表したものである（ｊ：虚数単位）。
すなわち、複素乗算器１０−１〜１０−４は、
【数２】 （Ｉｉ＋ｊＱｉ）ｅｘｐ（ｊ２πｆｉｔ） ＝（Ｉｉ＋ｊＱｉ）×（ｃｏｓ（２πｆｉｔ）＋ｊｓｉｎ（２πｆｉｔ）） ＝｛Ｉｉｃｏｓ（２πｆｉｔ）−Ｑｉｓｉｎ（２πｆｉｔ）｝ ＋ｊ｛Ｑｉｃｏｓ（２πｆｉｔ）＋Ｉｉｓｉｎ（２πｆｉｔ）｝ …（２） の式に基づく複素数演算を行っている。
【０００９】同様に、複素乗算器１６−１〜１６−４
は、４個の乗算器１６ａ〜１６ｄ、１個の加算器１６ｅ
及び１個の減算器１６ｆから構成されている。乗算器１
６ａ〜１６ｄは、それぞれ、乗算器１０ａ〜１０ｄと同
様の演算を実行する。加算器１６ｅは、乗算器１６ａの
出力と乗算器１６ｂの出力を加算し、その結果得られる
信号を整数部出力として後段の回路に与える。その一
方、減算器１６ｆは、乗算器１６ｄの出力から乗算器１
０ｃの出力を減じ、その結果得られる信号を虚数部出力
として後段の回路に与える。従って、複素乗算器１６−
１〜１６−４によって得られる出力は
は、４個の乗算器１６ａ〜１６ｄ、１個の加算器１６ｅ
及び１個の減算器１６ｆから構成されている。乗算器１
６ａ〜１６ｄは、それぞれ、乗算器１０ａ〜１０ｄと同
様の演算を実行する。加算器１６ｅは、乗算器１６ａの
出力と乗算器１６ｂの出力を加算し、その結果得られる
信号を整数部出力として後段の回路に与える。その一
方、減算器１６ｆは、乗算器１６ｄの出力から乗算器１
０ｃの出力を減じ、その結果得られる信号を虚数部出力
として後段の回路に与える。従って、複素乗算器１６−
１〜１６−４によって得られる出力は
【数３】 実数部：Ｉｉｃｏｓ（２πｆｉｔ）＋Ｑｉｓｉｎ（２πｆｉｔ） 虚数部：Ｑｉｃｏｓ（２πｆｉｔ）−Ｉｉｓｉｎ（２πｆｉｔ） …（３） となる。
【００１０】この式は、複素信号（Ｉｉ＋ｊＱｉ）と複
素サブキャリアｅｘｐ（−ｊ２πｆｉｔ）の積を、実数
部と虚数部に別けて表したものである。すなわち、複素
乗算器１６−１〜１６−４は、
素サブキャリアｅｘｐ（−ｊ２πｆｉｔ）の積を、実数
部と虚数部に別けて表したものである。すなわち、複素
乗算器１６−１〜１６−４は、
【数４】 （Ｉｉ＋ｊＱｉ）ｅｘｐ（−ｊ２πｆｉｔ） ＝（Ｉｉ＋ｊＱｉ）×（ｃｏｓ（２πｆｉｔ）−ｊｓｉｎ（２πｆｉｔ）） ＝｛Ｉｉｃｏｓ（２πｆｉｔ）＋Ｑｉｓｉｎ（２πｆｉｔ）｝ ＋ｊ｛Ｑｉｃｏｓ（２πｆｉｔ）−Ｉｉｓｉｎ（２πｆｉｔ）｝ …（４） の式に基づく複素数演算を行っている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような方
法にて複素乗算を行い複素信号の変調又は復調を行うこ
ととすると、ＮＣＯ等の発振器をサブキャリアの個数分
だけ設けなければならず、回路規模が大きくなる。ま
た、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いて
回路を実現した場合、ＮＣＯの正弦波テーブルを実現す
るためのメモリ資源が多く必要となるため、プログラム
や他のデータが使用できるメモリ領域が制約を受ける。
法にて複素乗算を行い複素信号の変調又は復調を行うこ
ととすると、ＮＣＯ等の発振器をサブキャリアの個数分
だけ設けなければならず、回路規模が大きくなる。ま
た、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いて
回路を実現した場合、ＮＣＯの正弦波テーブルを実現す
るためのメモリ資源が多く必要となるため、プログラム
や他のデータが使用できるメモリ領域が制約を受ける。
【００１２】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、周波数軸上でのサ
ブキャリアの配置に着目することにより、ＮＣＯ等の発
振器の個数を低減し、ひいては回路規模の縮小やメモリ
資源の節約を実現することを目的とする。
とを課題としてなされたものであり、周波数軸上でのサ
ブキャリアの配置に着目することにより、ＮＣＯ等の発
振器の個数を低減し、ひいては回路規模の縮小やメモリ
資源の節約を実現することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明に係る第１の複素乗算方法は、それぞ
れ同相成分及び直交成分を含む複数のサブキャリアを発
生させ、それぞれ同相成分及び直交成分を含む複数の複
素信号を入力し、各サブキャリアの同相成分を対応する
複素信号の同相成分に乗ずる一方で当該サブキャリアの
直交成分を対応する複素信号の直交成分に乗ずる複素乗
算方法において、直流について周波数軸上で対称となる
第１及び第２サブキャリアが上記複数のサブキャリアに
含まれている場合に、第２サブキャリアを第１サブキャ
リアに基づき発生させることを特徴とする。
るために、本発明に係る第１の複素乗算方法は、それぞ
れ同相成分及び直交成分を含む複数のサブキャリアを発
生させ、それぞれ同相成分及び直交成分を含む複数の複
素信号を入力し、各サブキャリアの同相成分を対応する
複素信号の同相成分に乗ずる一方で当該サブキャリアの
直交成分を対応する複素信号の直交成分に乗ずる複素乗
算方法において、直流について周波数軸上で対称となる
第１及び第２サブキャリアが上記複数のサブキャリアに
含まれている場合に、第２サブキャリアを第１サブキャ
リアに基づき発生させることを特徴とする。
【００１４】この方法は、さらに、第１サブキャリアの
同相成分及び直交成分を発生させる発振器を使用し、第
１サブキャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相成
分として使用し、第１サブキャリアの直交成分を周波数
反転することにより第２サブキャリアの直交成分を発生
させることを特徴とする。この方法は、あるいは、第１
サブキャリアの同相成分及び直交成分並びに第２サブキ
ャリアの直交成分を発生させる発振器を使用し、第１サ
ブキャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相成分と
して使用することを特徴とする。
同相成分及び直交成分を発生させる発振器を使用し、第
１サブキャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相成
分として使用し、第１サブキャリアの直交成分を周波数
反転することにより第２サブキャリアの直交成分を発生
させることを特徴とする。この方法は、あるいは、第１
サブキャリアの同相成分及び直交成分並びに第２サブキ
ャリアの直交成分を発生させる発振器を使用し、第１サ
ブキャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相成分と
して使用することを特徴とする。
【００１５】本発明に係る第２の複素乗算方法は、それ
ぞれ同相成分及び直交成分を含む複数のサブキャリアを
発生させ、それぞれ同相成分及び直交成分を含む複数の
複素信号を入力し、各サブキャリアの同相成分を対応す
る複素信号の同相成分に乗ずる一方で当該サブキャリア
の直交成分を対応する複素信号の直交成分に乗ずる複素
乗算方法において、直流について周波数軸上で対称とな
る第１及び第２サブキャリアが上記複数のサブキャリア
に含まれている場合に、第１及び第２サブキャリアのう
ち第１サブキャリアのみを発生させ、第２サブキャリア
に対応する複素信号に関しては、第１サブキャリアの同
相成分を対応する複素信号の同相成分に乗ずる一方で第
１サブキャリアの直交成分を符号反転した信号を対応す
る複素信号の直交成分に乗ずることを特徴とする。
ぞれ同相成分及び直交成分を含む複数のサブキャリアを
発生させ、それぞれ同相成分及び直交成分を含む複数の
複素信号を入力し、各サブキャリアの同相成分を対応す
る複素信号の同相成分に乗ずる一方で当該サブキャリア
の直交成分を対応する複素信号の直交成分に乗ずる複素
乗算方法において、直流について周波数軸上で対称とな
る第１及び第２サブキャリアが上記複数のサブキャリア
に含まれている場合に、第１及び第２サブキャリアのう
ち第１サブキャリアのみを発生させ、第２サブキャリア
に対応する複素信号に関しては、第１サブキャリアの同
相成分を対応する複素信号の同相成分に乗ずる一方で第
１サブキャリアの直交成分を符号反転した信号を対応す
る複素信号の直交成分に乗ずることを特徴とする。
【００１６】本発明に係るマルチキャリア伝送システム
は、送信すべきデータを示す複数の複素信号について本
発明の複素乗算方法を実行することによりマルチキャリ
ア信号を生成するサブキャリア変調器と、上記マルチキ
ャリア信号について本発明の複素乗算方法を実行するこ
とにより復調信号を生成するサブキャリア復調器と、を
有することを特徴とする。
は、送信すべきデータを示す複数の複素信号について本
発明の複素乗算方法を実行することによりマルチキャリ
ア信号を生成するサブキャリア変調器と、上記マルチキ
ャリア信号について本発明の複素乗算方法を実行するこ
とにより復調信号を生成するサブキャリア復調器と、を
有することを特徴とする。
【００１７】
【作用】本発明に係る第１の複素乗算方法においては、
直流について周波数軸上で対称となる第１及び第２サブ
キャリアが上記複数のサブキャリアに含まれている場合
に、第２サブキャリアが第１サブキャリアに基づき生成
される。例えば、第１サブキャリアの同相成分を第２サ
ブキャリアの同相成分として使用する一方で、第１サブ
キャリアの直交成分を周波数反転することにより第２サ
ブキャリアの直交成分を発生させる。あるいは、第１サ
ブキャリアの同相成分及び直交成分並びに第２サブキャ
リアの直交成分を単一の発振器にて発生させ、第１サブ
キャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相成分とし
て使用する。このようにしてサブキャリアを生成するこ
とにより、直流について周波数軸上で対称となる第１及
び第２サブキャリアのうち第２サブキャリアについて
は、発振器の少なくとも一部を省略できる。これによ
り、ＮＣＯ等の発振器の個数が低減され、ひいては回路
規模の縮小やメモリ資源の節約が実現される。
直流について周波数軸上で対称となる第１及び第２サブ
キャリアが上記複数のサブキャリアに含まれている場合
に、第２サブキャリアが第１サブキャリアに基づき生成
される。例えば、第１サブキャリアの同相成分を第２サ
ブキャリアの同相成分として使用する一方で、第１サブ
キャリアの直交成分を周波数反転することにより第２サ
ブキャリアの直交成分を発生させる。あるいは、第１サ
ブキャリアの同相成分及び直交成分並びに第２サブキャ
リアの直交成分を単一の発振器にて発生させ、第１サブ
キャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相成分とし
て使用する。このようにしてサブキャリアを生成するこ
とにより、直流について周波数軸上で対称となる第１及
び第２サブキャリアのうち第２サブキャリアについて
は、発振器の少なくとも一部を省略できる。これによ
り、ＮＣＯ等の発振器の個数が低減され、ひいては回路
規模の縮小やメモリ資源の節約が実現される。
【００１８】本発明に係る第２の複素乗算方法において
は、直流について周波数軸上で対称となる第１及び第２
サブキャリアが上記複数のサブキャリアに含まれている
場合に、第１及び第２サブキャリアのうち第１サブキャ
リアのみが生成される。第２サブキャリアに対応する複
素信号に関しては、第１サブキャリアの同相成分を対応
する複素信号の同相成分に乗ずる一方で第１サブキャリ
アの直交成分を符号反転した信号を対応する複素信号の
直交成分に乗ずるようにする。このようにしてサブキャ
リアを生成しまた複素数演算を行うことにより、直流に
ついて周波数軸上で対称となる第１及び第２サブキャリ
アのうち第２サブキャリアについては、発振器を省略で
きる。これにより、ＮＣＯ等の発振器の個数が低減さ
れ、ひいては回路規模の縮小やメモリ資源の節約が実現
される。
は、直流について周波数軸上で対称となる第１及び第２
サブキャリアが上記複数のサブキャリアに含まれている
場合に、第１及び第２サブキャリアのうち第１サブキャ
リアのみが生成される。第２サブキャリアに対応する複
素信号に関しては、第１サブキャリアの同相成分を対応
する複素信号の同相成分に乗ずる一方で第１サブキャリ
アの直交成分を符号反転した信号を対応する複素信号の
直交成分に乗ずるようにする。このようにしてサブキャ
リアを生成しまた複素数演算を行うことにより、直流に
ついて周波数軸上で対称となる第１及び第２サブキャリ
アのうち第２サブキャリアについては、発振器を省略で
きる。これにより、ＮＣＯ等の発振器の個数が低減さ
れ、ひいては回路規模の縮小やメモリ資源の節約が実現
される。
【００１９】本発明に係るマルチキャリア伝送システム
においては、送信側及び受信側それぞれにて上述の複素
乗算方法による変調又は復調が実行される。従って、シ
ステム全体としても、装置の小形化、メモリ資源の節約
に伴う多機能化等が実現される。
においては、送信側及び受信側それぞれにて上述の複素
乗算方法による変調又は復調が実行される。従って、シ
ステム全体としても、装置の小形化、メモリ資源の節約
に伴う多機能化等が実現される。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図７〜図１１に示される従来例
と同様の構成には同一の符号を付し説明を省力する。
基づき説明する。なお、図７〜図１１に示される従来例
と同様の構成には同一の符号を付し説明を省力する。
【００２１】図１には、以下の説明において仮定するサ
ブキャリア配置が示されている。この図においては、サ
ブキャリア１〜４の周波数ｆ１〜ｆ４が、直流（メイン
キャリア相当）について対称に配置されている。すなわ
ちｆ３＝−ｆ２、ｆ４＝−ｆ１が成立している。本発明
は、このように直流について周波数軸上で対称なサブキ
ャリアが存在している場合に、この対をなすサブキャリ
アのうち一方に係るＮＣＯ等の発振器を少なくとも一部
省略可能とする発明である。但し、本発明は、全てのサ
ブキャリアが直流について対称となるサブキャリア配置
に限定されるものではない。また、サブキャリアの個数
等にも限定を要するものではない。
ブキャリア配置が示されている。この図においては、サ
ブキャリア１〜４の周波数ｆ１〜ｆ４が、直流（メイン
キャリア相当）について対称に配置されている。すなわ
ちｆ３＝−ｆ２、ｆ４＝−ｆ１が成立している。本発明
は、このように直流について周波数軸上で対称なサブキ
ャリアが存在している場合に、この対をなすサブキャリ
アのうち一方に係るＮＣＯ等の発振器を少なくとも一部
省略可能とする発明である。但し、本発明は、全てのサ
ブキャリアが直流について対称となるサブキャリア配置
に限定されるものではない。また、サブキャリアの個数
等にも限定を要するものではない。
【００２２】図２には本発明の第１実施例におけるサブ
キャリア変調器の構成が、図３にはサブキャリア復調器
の構成が、それぞれ示されている。この実施例において
は、複素乗算器１０−３及び１０−４並びに１６−３及
び１６−４に対応するＮＣＯは設けられていない。複素
乗算器１０−３及び１６−３には、それぞれ、ＮＣＯ１
２−２又は１８−２の出力が供給されており、複素乗算
器１０−４及び１６−４にはＮＣＯ１２−１又は１８−
１の出力が供給されている。その際、反転回路２２−
３、２２−４、２４−３及び２４−４により、ＮＣＯの
出力のうち直交成分が極性反転されている。
キャリア変調器の構成が、図３にはサブキャリア復調器
の構成が、それぞれ示されている。この実施例において
は、複素乗算器１０−３及び１０−４並びに１６−３及
び１６−４に対応するＮＣＯは設けられていない。複素
乗算器１０−３及び１６−３には、それぞれ、ＮＣＯ１
２−２又は１８−２の出力が供給されており、複素乗算
器１０−４及び１６−４にはＮＣＯ１２−１又は１８−
１の出力が供給されている。その際、反転回路２２−
３、２２−４、２４−３及び２４−４により、ＮＣＯの
出力のうち直交成分が極性反転されている。
【００２３】このような構成によっても、前述の従来例
と同様の変調又は復調出力を得ることができる。例え
ば、反転回路２２−３の出力はＮＣＯ１２−２の出力を
反転した信号、すなわち周波数が−ｆ２の信号であり、
その一方でｆ３＝−ｆ２であるから、結果として複素乗
算器１０−３においては前述の従来例と同様の信号が処
理対象とされることになる。従って、この実施例によれ
ば、変調器及び復調器それぞれにおいて従来合計４個ず
つ使用されていたＮＣＯのうち２個が廃止されることに
なり、その一方で新たに設けられるのは２個の反転回路
のみであるから、回路規模の縮小、メモリ資源の節約等
が実現される。なお、ＮＣＯ出力のうち直交成分のみに
ついて反転回路を設けているのは、仮に同相成分につい
て反転を施したとしても値が変わらないことによる（ｃ
ｏｓ（−２πｆｉｔ）＝ｃｏｓ（２πｆｉｔ））。
と同様の変調又は復調出力を得ることができる。例え
ば、反転回路２２−３の出力はＮＣＯ１２−２の出力を
反転した信号、すなわち周波数が−ｆ２の信号であり、
その一方でｆ３＝−ｆ２であるから、結果として複素乗
算器１０−３においては前述の従来例と同様の信号が処
理対象とされることになる。従って、この実施例によれ
ば、変調器及び復調器それぞれにおいて従来合計４個ず
つ使用されていたＮＣＯのうち２個が廃止されることに
なり、その一方で新たに設けられるのは２個の反転回路
のみであるから、回路規模の縮小、メモリ資源の節約等
が実現される。なお、ＮＣＯ出力のうち直交成分のみに
ついて反転回路を設けているのは、仮に同相成分につい
て反転を施したとしても値が変わらないことによる（ｃ
ｏｓ（−２πｆｉｔ）＝ｃｏｓ（２πｆｉｔ））。
【００２４】図４には、本発明の第２実施例においてＮ
ＣＯとして使用される回路の内部構成が示されている。
前述の第１実施例においては、ＮＣＯとして従来例と同
様同相成分テーブル２０Ｉ及び直交成分テーブル２０Ｑ
を備える構成が使用されていたが、この実施例では、同
相成分テーブル２０Ｉ及び直交成分テーブル２０Ｑのほ
か直交成分テーブル（極性反転）２０Ｑ´が各ＮＣＯに
内蔵されている。また、変調器又は復調器の全体回路と
しては、図２及び図３から各反転回路を除去した構成を
使用している。
ＣＯとして使用される回路の内部構成が示されている。
前述の第１実施例においては、ＮＣＯとして従来例と同
様同相成分テーブル２０Ｉ及び直交成分テーブル２０Ｑ
を備える構成が使用されていたが、この実施例では、同
相成分テーブル２０Ｉ及び直交成分テーブル２０Ｑのほ
か直交成分テーブル（極性反転）２０Ｑ´が各ＮＣＯに
内蔵されている。また、変調器又は復調器の全体回路と
しては、図２及び図３から各反転回路を除去した構成を
使用している。
【００２５】このようにＮＣＯ内部に同相成分テーブル
を２個設け（２０Ｑ及び２０Ｑ´）、その一方の出力を
例えば複素乗算器１０−１へ、他方の出力を複素乗算器
１０−４へと出力することにより、第１実施例と同様の
機能を、反転回路を使用することなく実現することがで
きる。
を２個設け（２０Ｑ及び２０Ｑ´）、その一方の出力を
例えば複素乗算器１０−１へ、他方の出力を複素乗算器
１０−４へと出力することにより、第１実施例と同様の
機能を、反転回路を使用することなく実現することがで
きる。
【００２６】図５には本発明の第３実施例に係るサブキ
ャリア変調器の構成が、図６にはサブキャリア復調器の
構成が、それぞれ示されている。この実施例において
は、変調器側において複素乗算器１０−３及び１０−４
に代え複素乗算器１６−３及び１６−４が、復調器側に
おいて複素乗算器１６−３及び１６−４に代え複素乗算
器１０−３及び１０−４が、それぞれ使用されている。
すなわち、前述の式（２）中のｆｉに−ｆｉを代入する
と式（４）が得られることに基づき、ＮＣＯの個数を４
個から２個に低減している。従って、この実施例におい
ても、前述の各実施例と同様の効果が得られる。これに
加え、反転回路の追加やＮＣＯの構成の変更等も必要な
く、従来から使用されていた図１０及び図１１に係る複
素乗算器の使用部位を変更するのみで足りるから、開発
等に要するコストも比較的小さくて済む。
ャリア変調器の構成が、図６にはサブキャリア復調器の
構成が、それぞれ示されている。この実施例において
は、変調器側において複素乗算器１０−３及び１０−４
に代え複素乗算器１６−３及び１６−４が、復調器側に
おいて複素乗算器１６−３及び１６−４に代え複素乗算
器１０−３及び１０−４が、それぞれ使用されている。
すなわち、前述の式（２）中のｆｉに−ｆｉを代入する
と式（４）が得られることに基づき、ＮＣＯの個数を４
個から２個に低減している。従って、この実施例におい
ても、前述の各実施例と同様の効果が得られる。これに
加え、反転回路の追加やＮＣＯの構成の変更等も必要な
く、従来から使用されていた図１０及び図１１に係る複
素乗算器の使用部位を変更するのみで足りるから、開発
等に要するコストも比較的小さくて済む。
【００２７】なお、上述の各実施例においては、周波数
ｆ３及びｆ４のサブキャリアに関してＮＣＯを廃止する
ようにしていたが、周波数ｆ１又はｆ２に関してＮＣＯ
を廃止するようにしても構わない。周波数ｆ１に関して
ＮＣＯを廃止する場合には周波数ｆ１に係るＮＣＯを設
ける必要があり、周波数ｆ２に係るＮＣＯを廃止するた
めには周波数ｆ３に係るＮＣＯを設ける必要がある。ま
た、前述の第３実施例において、周波数ｆ１に係るＮＣ
Ｏに代え周波数ｆ４に係るＮＣＯを設けることとした場
合、周波数ｆ１に係る複素乗算器を図１１に示される構
成とし、周波数ｆ４に係る複素乗算器を図１０に示され
る構成とする必要があるのはいうまでもない。
ｆ３及びｆ４のサブキャリアに関してＮＣＯを廃止する
ようにしていたが、周波数ｆ１又はｆ２に関してＮＣＯ
を廃止するようにしても構わない。周波数ｆ１に関して
ＮＣＯを廃止する場合には周波数ｆ１に係るＮＣＯを設
ける必要があり、周波数ｆ２に係るＮＣＯを廃止するた
めには周波数ｆ３に係るＮＣＯを設ける必要がある。ま
た、前述の第３実施例において、周波数ｆ１に係るＮＣ
Ｏに代え周波数ｆ４に係るＮＣＯを設けることとした場
合、周波数ｆ１に係る複素乗算器を図１１に示される構
成とし、周波数ｆ４に係る複素乗算器を図１０に示され
る構成とする必要があるのはいうまでもない。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る第１
の複素乗算方法によれば、直流について周波数軸上で対
称となる第１及び第２サブキャリアが上記複数のサブキ
ャリアに含まれている場合に、第２サブキャリアを第１
サブキャリアに基づき生成するようにしたため、第２サ
ブキャリアについて発振器の少なくとも一部を省略で
き、ＮＣＯ等の発振器の個数低減、ひいては回路規模の
縮小やメモリ資源の節約を実現できる。特に、第１サブ
キャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相成分とし
て使用する一方で、第１サブキャリアの直交成分を周波
数反転することにより第２サブキャリアの直交成分を発
生させるようにした場合、第２サブキャリア用の発振器
が全く不要となり周波数反転手段を設けるだけでよいか
ら、回路規模が小さくて済む。また、第１サブキャリア
の同相成分及び直交成分並びに第２サブキャリアの直交
成分を単一の発振器にて発生させ、第１サブキャリアの
同相成分を第２サブキャリアの同相成分として使用する
ようにした場合、２個の発振器を用いた場合に比べ小規
模の単一の発振器にて第１及び第２サブキャリアを共に
発生させることができるから、回路規模が小さくて済
む。
の複素乗算方法によれば、直流について周波数軸上で対
称となる第１及び第２サブキャリアが上記複数のサブキ
ャリアに含まれている場合に、第２サブキャリアを第１
サブキャリアに基づき生成するようにしたため、第２サ
ブキャリアについて発振器の少なくとも一部を省略で
き、ＮＣＯ等の発振器の個数低減、ひいては回路規模の
縮小やメモリ資源の節約を実現できる。特に、第１サブ
キャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相成分とし
て使用する一方で、第１サブキャリアの直交成分を周波
数反転することにより第２サブキャリアの直交成分を発
生させるようにした場合、第２サブキャリア用の発振器
が全く不要となり周波数反転手段を設けるだけでよいか
ら、回路規模が小さくて済む。また、第１サブキャリア
の同相成分及び直交成分並びに第２サブキャリアの直交
成分を単一の発振器にて発生させ、第１サブキャリアの
同相成分を第２サブキャリアの同相成分として使用する
ようにした場合、２個の発振器を用いた場合に比べ小規
模の単一の発振器にて第１及び第２サブキャリアを共に
発生させることができるから、回路規模が小さくて済
む。
【００２９】本発明に係る第２の複素乗算方法によれ
ば、直流について周波数軸上で対称となる第１及び第２
サブキャリアが上記複数のサブキャリアに含まれている
場合に、第１及び第２サブキャリアのうち第１サブキャ
リアのみを生成し、第２サブキャリアに対応する複素信
号に関しては、第１サブキャリアの同相成分を対応する
複素信号の同相成分に乗ずる一方で第１サブキャリアの
直交成分を符号反転した信号を対応する複素信号の直交
成分に乗ずるようにしたため、直流について周波数軸上
で対称となる第１及び第２サブキャリアのうち第２サブ
キャリアについて、発振器を省略でき、ＮＣＯ等の発振
器の個数低減、ひいては回路規模の縮小やメモリ資源の
節約を実現できる。
ば、直流について周波数軸上で対称となる第１及び第２
サブキャリアが上記複数のサブキャリアに含まれている
場合に、第１及び第２サブキャリアのうち第１サブキャ
リアのみを生成し、第２サブキャリアに対応する複素信
号に関しては、第１サブキャリアの同相成分を対応する
複素信号の同相成分に乗ずる一方で第１サブキャリアの
直交成分を符号反転した信号を対応する複素信号の直交
成分に乗ずるようにしたため、直流について周波数軸上
で対称となる第１及び第２サブキャリアのうち第２サブ
キャリアについて、発振器を省略でき、ＮＣＯ等の発振
器の個数低減、ひいては回路規模の縮小やメモリ資源の
節約を実現できる。
【００３０】本発明に係るマルチキャリア伝送システム
によれば、送信側及び受信側それぞれにて上述の複素乗
算方法による変調又は復調を実行するようにしたため、
システム全体としても、装置の小形化、メモリ資源の節
約に伴う多機能化等を実現できる。
によれば、送信側及び受信側それぞれにて上述の複素乗
算方法による変調又は復調を実行するようにしたため、
システム全体としても、装置の小形化、メモリ資源の節
約に伴う多機能化等を実現できる。
【図１】 本発明の各実施例において想定するサブキャ
リア配置を示す図である。
リア配置を示す図である。
【図２】 本発明の第１実施例におけるサブキャリア変
調器の構成を示すブロック図である。
調器の構成を示すブロック図である。
【図３】 この実施例におけるサブキャリア復調器の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図４】 本発明の第２実施例におけるＮＣＯの構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図５】 本発明の第３実施例におけるサブキャリア変
調器の構成を示すブロック図である。
調器の構成を示すブロック図である。
【図６】 この実施例におけるサブキャリア復調器の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図７】 一従来例に係るサブキャリア変調器の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図８】 この従来例におけるサブキャリア復調器の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図９】 ＮＣＯの一般的な構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図１０】 従来において変調器用に使用されていた複
素乗算器の構成を示すブロック図である。
素乗算器の構成を示すブロック図である。
【図１１】 従来において復調器用に使用されていた複
素乗算器の構成を示すブロック図である。
素乗算器の構成を示すブロック図である。
１０−１〜１０−４，１６−１〜１６−４ 複素乗算
器、１０ａ〜１０ｄ，１６ａ〜１６ｄ 乗算器、１０
ｅ，１６ｅ 加算器、１０ｆ，１６ｆ 減算器、１２−
１〜１２−４，１８−１〜１８−４ ＮＣＯ、１４ 直
交検波回路、２０Ｉ同相成分テーブル、２０Ｑ 直交成
分テーブル、２０Ｑ´ 直交成分テーブル（極性反
転）、２２−３，２２−４，２４−３，２４−４ 反転
回路、ｆ１〜ｆ４ サブキャリア周波数。
器、１０ａ〜１０ｄ，１６ａ〜１６ｄ 乗算器、１０
ｅ，１６ｅ 加算器、１０ｆ，１６ｆ 減算器、１２−
１〜１２−４，１８−１〜１８−４ ＮＣＯ、１４ 直
交検波回路、２０Ｉ同相成分テーブル、２０Ｑ 直交成
分テーブル、２０Ｑ´ 直交成分テーブル（極性反
転）、２２−３，２２−４，２４−３，２４−４ 反転
回路、ｆ１〜ｆ４ サブキャリア周波数。
Claims (5)
- 【請求項１】 それぞれ同相成分及び直交成分を含む複
数のサブキャリアを発生させ、それぞれ同相成分及び直
交成分を含む複数の複素信号を入力し、各サブキャリア
の同相成分を対応する複素信号の同相成分に乗ずる一方
で当該サブキャリアの直交成分を対応する複素信号の直
交成分に乗ずる複素乗算方法において、 直流について周波数軸上で対称となる第１及び第２サブ
キャリアが上記複数のサブキャリアに含まれている場合
に、第２サブキャリアを第１サブキャリアに基づき発生
させることを特徴とする複素乗算方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の複素乗算方法において、 第１サブキャリアの同相成分及び直交成分を発生させる
発振器を使用し、 第１サブキャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相
成分として使用し、 第１サブキャリアの直交成分を周波数反転することによ
り第２サブキャリアの直交成分を発生させることを特徴
とする複素乗算方法。 - 【請求項３】 請求項１記載の複素乗算方法において、 第１サブキャリアの同相成分及び直交成分並びに第２サ
ブキャリアの直交成分を発生させる発振器を使用し、 第１サブキャリアの同相成分を第２サブキャリアの同相
成分として使用することを特徴とする複素乗算方法。 - 【請求項４】 それぞれ同相成分及び直交成分を含む複
数のサブキャリアを発生させ、それぞれ同相成分及び直
交成分を含む複数の複素信号を入力し、各サブキャリア
の同相成分を対応する複素信号の同相成分に乗ずる一方
で当該サブキャリアの直交成分を対応する複素信号の直
交成分に乗ずる複素乗算方法において、 直流について周波数軸上で対称となる第１及び第２サブ
キャリアが上記複数のサブキャリアに含まれている場合
に、第１及び第２サブキャリアのうち第１サブキャリア
のみを発生させ、 第２サブキャリアに対応する複素信号に関しては、第１
サブキャリアの同相成分を対応する複素信号の同相成分
に乗ずる一方で第１サブキャリアの直交成分を符号反転
した信号を対応する複素信号の直交成分に乗ずることを
特徴とする複素乗算方法。 - 【請求項５】 送信すべきデータを示す複数の複素信号
について請求項１乃至４記載の複素乗算方法を実行する
ことによりマルチキャリア信号を生成するサブキャリア
変調器と、 上記マルチキャリア信号について請求項１乃至４記載の
複素乗算方法を実行することにより復調信号を生成する
サブキャリア復調器と、 を有することを特徴とするマルチキャリア伝送システ
ム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6326936A JPH08186550A (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | 複素乗算方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6326936A JPH08186550A (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | 複素乗算方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08186550A true JPH08186550A (ja) | 1996-07-16 |
Family
ID=18193432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6326936A Pending JPH08186550A (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | 複素乗算方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08186550A (ja) |
-
1994
- 1994-12-28 JP JP6326936A patent/JPH08186550A/ja active Pending
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