JPH08196077A - 電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置 - Google Patents

電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置

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JPH08196077A
JPH08196077A JP7160706A JP16070695A JPH08196077A JP H08196077 A JPH08196077 A JP H08196077A JP 7160706 A JP7160706 A JP 7160706A JP 16070695 A JP16070695 A JP 16070695A JP H08196077 A JPH08196077 A JP H08196077A
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沢 秀 俊 金
Yoshihito Mino
義 仁 簑
Yasushi Yamanashi
梨 泰 山
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】入力電流が増大した場合でも、入力電流及び入
力電圧波形を良好に保持することのできる電力変換装置
及びこれを利用した空気調和装置を提供する。 【構成】複数のダイオードがブリッジ接続された整流部
と、この整流部の電源ラインにそれぞれ挿入されたリア
クトルと、このリアクトルの電源側に接続された星形接
続コンデンサと、整流部の直流側端子間に２個のスイッ
チング素子を直列接続してなるチョッパ回路と、整流部
の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、交流電源とリ
アクトルとの間の電源ライン間に接続された環状接続コ
ンデンサとを備え、平滑コンデンサで平滑された直流を
交流に変換して負荷に供給するインバータと、整流部の
出力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段
で検出された電流値が予め設定した基準値を超えると
き、チョッパ回路及びインバータの両方に保護信号を加
える保護回路とを付加する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高力率整流回路を用い
た電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図２３は、平成６年電気学会産業応用部
門全国大会講演論文集に「三相高力率コンバータ」とし
て掲載された高力率整流回路の回路図である。同図にお
いて、６個のダイオードＤ1 〜Ｄ6 がブリッジ接続され
ており、これらが整流部を構成している。この整流部の
交流側端子、すなわち、直列接続されたダイオード
Ｄ1，Ｄ2 の相互接合点、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の相互
接合点及びダイオードＤ5 ，Ｄ6 の相互接合点がそれぞ
れ、リアクトルＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 を介して、三相の交流
電源ＰＳに接続されている。また、リアクトルＬ1 ，Ｌ
2 ，Ｌ3 と交流電源ＰＳとの間の各電源ラインに一端が
接続され、他端が共通接続されてなる星形接続コンデン
サＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 が設けられている。一方、ダイオー
ドＤ1 ，Ｄ2 の直列回路、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の直列
回路、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 の直列回路を互いに並列接
続した両端、すなわち、整流部の直流側端子間に、ＩＧ
ＢＴ(insulated-gate bipolar transistor) を用いたト
ランジスタＴＸ1 ，ＴＸ2 の直列回路でなるチョッパ回
路が接続されると共に、これらのトランジスタＴＸ1 ，
ＴＸ2 の相互接合点が星形接続コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，
Ｃ3 の共通接続端、すなわち、中性点に接続されてい
る。また、整流部の直流側端子間に、平滑コンデンサＣ
DCと、負荷抵抗ＲL とが接続されている。
【０００３】この高力率整流回路の動作原理は公知であ
るので、その詳しい説明を省略するが、トランジスタＴ
Ｘ1 ，ＴＸ2 のゲートｇ1 ，ｇ2 に、電源周波数よりも
はるかに高い周波数のオン、オフ信号を加えて、トラン
ジスタＴＸ1 ，ＴＸ2 を交互にオン、オフさせたとき、
リアクトルＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 の電源側における相電流、
すなわち、入力電流を、図２４に示したように、歪分の
少ない正弦波に近付けることができるものである。そし
て、この高力率整流回路は、コンデンサ入力形整流回路
に、若干の素子を加えるだけで済み、その制御も電流値
等の検出やＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）のような複
雑な制御を必要としないため、簡易な構成で入力電流の
波形及び力率を改善できる特徴を有している。
【０００４】一方、この高力率整流回路を適用して負荷
に交流電力を供給する電力変換装置として、図２５に示
すものがあった。これは、図２３中の負荷抵抗ＲL を除
去し、その代わりにインバータ11を設けると共に、この
インバータに負荷としてのモータ12を接続している。こ
の場合、整流部とチョッパ回路とを接続する経路の直流
電流をホール素子を用いた変流器ＨＣＴで検出し、その
検出値に基づいて保護回路21が電流値を抑制する信号を
チョッパ制御回路22に加え、また、チョッパ回路とイン
バータ11とを接続する経路に電流検出用の抵抗器Ｒs を
設け、その両端に発生する電圧に基づいて保護回路23が
電流値を抑制する信号をインバータ制御回路24に加える
構成になっていた。これにより、入力電流の波形及び力
率を良好に保持しながら、装置全体の保護を図りつつ、
モータ12を可変速制御することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の高力率
整流回路は、入力電流が１〜２［Ａ］という比較的小さ
い範囲では、入力電流の波形及び力率を良好に保持する
ことができる。しかしながら、入力電流が大きくなる
と、電圧波形が歪んでしまうという問題があった。
【０００６】因みに、三相交流電源電圧の実効値を100
［Ｖ］、周波数を50［Ｈz ］、チョッパ回路のスイッチ
周波数を10［ｋＨz ］、星形接続コンデンサＣ1 ，
Ｃ2 ，Ｃ3 の容量を3300［μＦ］、負荷抵抗ＲL を187.
5 ［Ω］、リアクトルＬ1 ，Ｌ2，Ｌ3 の誘導係数を1.5
［ｍＨ］として、入力電流が10［Ａ］を超えたとき、
入力電流及び相電圧は図２６に示すようになる。これは
電源ラインから、星形接続コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3
を介して、負荷に電流が流れ込み、これによって電圧波
形が歪むと共に、この電圧の歪みによって電流も歪むと
いう発振現象を起こしたものと考えられる。この場合、
ラインインピーダンスＺ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 が発振の原因に
なっている。
【０００７】一方、図２５に示した電力変換装置は、ト
ランジスタＴＸ1 ，ＴＸ2 を保護するため、及び、イン
バータ11を構成するスイッチング素子、例えば、バイボ
ーラトランジスタを保護するために、二つの保護回路が
必要になり、その分だけ回路構成が複雑になるという問
題があった。さらにまた、従来の装置は負荷が軽い場合
に直流電圧が上昇し、過電圧によって部品破壊に到る場
合があり、何等かの改善が望まれていた。
【０００８】本発明の第１の目的は、負荷が重くなるに
従って入力電流が増大した場合でも、入力電流及び入力
電圧波形を良好に保持することのできる電力変換装置及
びこれを利用した空気調和装置を提供するにある。ま
た、本発明の第２の目的は、インバータを備えた場合で
も、スイッチング素子を保護する保護回路を共用して簡
易構成の電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置
を提供するにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の電力変
換装置は、複数のダイオードがブリッジ接続され、その
交流側端子が交流電源に接続される整流部と、この整流
部の電源ラインにそれぞれ挿入されたリアクトルと、一
端が交流電源とリアクトルとの間の各電源ラインに接続
され、他端が共通接続された星形接続コンデンサと、整
流部の直流側端子間に直列接続された２個のスイッチン
グ素子を含み、これらのスイッチング素子の相互接合点
が星形接続コンデンサの共通接続端に接続されたチョッ
パ回路と、整流部の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ
とを有し、チョッパ回路の２個のスイッチング素子を交
流電源の周波数よりも格段に高い周波数で交互にオン、
オフ制御し、整流部の直流側端子から直流電力を得ると
き、交流電源とリアクトルとの間の電源ライン間にそれ
ぞれ接続された環状接続コンデンサとを備えた構成とし
たものである。
【００１０】請求項２に記載の電力変換装置は、請求項
１の環状接続コンデンサの静電容量を、星形接続コンデ
ンサの静電容量より大きくしたものである。請求項３に
記載の電力変換装置は請求項１又は２の要素に、さら
に、チョッパ回路のスイッチング素子と同一定格のスイ
ッチング素子を用い、平滑コンデンサで平滑された直流
を交流に変換して負荷に供給するインバータと、整流部
の出力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手
段で検出された電流値が予め設定した基準値を超えると
き、チョッパ回路及びインバータの両方に保護信号を加
える保護回路とを付加したものである。
【００１１】請求項４に記載の電力変換装置は請求項１
又は２の要素に、さらに、チョッパ回路と同一定格のス
イッチング素子を用い、整流部から出力される直流を交
流に変換して負荷に供給するインバータと、平滑コンデ
ンサに流れる電流の変化分を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段で検出された電流変化分が予め設定し
た基準値を超えるとき、チョッパ回路及びインバータの
両方に保護信号を加える保護回路とを付加したものであ
る。請求項５に記載の電力変換装置は請求項１又は２に
記載の要素に、さらに、平滑コンデンサで平滑された直
流電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段で
検出された直流電圧が予め設定した基準値を超えないよ
うに、チョッパ回路の２個のスイッチング素子に対する
通電比もしくはスイッチング周波数を補正する保護回路
とを付加したものである。請求項６に記載の電力変換装
置は請求項１又は２に記載の要素に、さらに、整流部の
交流入力電流もしくは直流出力電流を検出する電流検出
手段と、この電流検出手段で検出された電流値が予め設
定した値を超えるまでチョッパ回路のスイッチング動作
を抑止する保護回路とを付加したものである。
【００１２】請求項７に記載の電力変換装置は請求項１
又は２の要素に、さらに、平滑コンデンサで平滑された
直流を交流に変換して負荷に供給するインバータと、イ
ンバータが動作を開始してから所定の時間を経過するま
で、もしくは、出力周波数が所定値を超えるまで、チョ
ッパ回路のスイッチング動作を抑止する保護回路とを付
加したものである。
【００１３】請求項８に記載の電力変換装置は請求項１
又は２の要素に、さらに、平滑コンデンサで平滑された
直流を交流に変換して負荷に供給するインバータと、負
荷に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検
出手段で検出された電流値が最小になるように、チョッ
パ回路のスイッチング素子の通電比を変更する保護回路
とを付加したものである。
【００１４】請求項９に記載の電力変換装置は請求項１
又は２に記載の要素に、さらに、チョッパ回路に用いる
ものよりも電流容量の小さいスイッチング素子を用い、
平滑コンデンサで平滑された直流を交流に変換して負荷
に供給するインバータと、整流部の出力電流を検出する
電流検出手段と、この電流検出手段で検出された電流値
が予め設定した基準値を超えるとき、チョッパ回路及び
インバータの両方に保護信号を加える保護回路とを設け
たものである。
【００１５】請求項１０に記載の電力変換装置は請求項
１又は２に記載の要素に、さらに、チョッパ回路に用い
るものよりも電流容量の小さいスイッチング素子を用
い、平滑コンデンサで平滑された直流を交流に変換して
負荷に供給するインバータと、平滑コンデンサに流れる
電流の変化分を検出する電流検出手段と、この電流検出
手段で検出された電流変化分が予め設定した基準値を超
えるとき、チョッパ回路及びインバータの両方に保護信
号を加える保護回路とを設けたものである。
【００１６】請求項１１に記載の空気調和装置は、交流
を直流に変換し、得られた直流を交流に変換して、冷凍
サイクル系統を形成する圧縮機駆動モータに供給するに
当たり、複数のダイオードがブリッジ接続され、その交
流側端子が交流電源に接続された整流部と、この整流部
の電源ラインにそれぞれ挿入されたリアクトルと、一端
が交流電源とリアクトルとの間の各電源ラインに接続さ
れ、他端が共通接続された星形接続コンデンサと、交流
電源とリアクトルとの間の電源ライン間にそれぞれ接続
された環状接続コンデンサと、整流部の直流側端子間に
直列接続された２個のスイッチング素子を含み、これら
のスイッチング素子の相互接合点が星形接続コンデンサ
の共通接続端に接続されたチョッパ回路と、整流部の出
力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサで
平滑された直流を交流に変換して圧縮機駆動モータに供
給するインバータとを備え、チョッパ回路の２個のスイ
ッチング素子を交流電源の周波数よりも格段に高い周波
数で交互にオン、オフ制御するようにしたものである。
【００１７】請求項１２に記載の空気調和装置は、請求
項１１に記載の空気調和装置のインバータが空調負荷の
変化に応じて交流出力周波数を変化させると共に、周波
数と電圧との関係を示すＶ／Ｆパターンに従って変化さ
せるものであって、チョッパ回路を構成する２個のスイ
ッチング素子が異常になったとき、これらのスイッチン
グ素子をオフ状態にしてインバータを運転し、かつ、圧
縮機駆動モータの磁束を維持し得る別のＶ／Ｆパターン
に従って周波数を変更するようにしたものである。
【００１８】請求項１３に記載の空気調和装置は、チョ
ッパ回路を構成するスイッチング素子として、インバー
タを構成するスイッチング素子よりも電流容量の大きい
ものを用い、チョッパ回路及びインバータの各スイッチ
ング素子を保護するか否かを判定するに当たり、電流の
基準値を共通に設定したことを特徴としている。
【００１９】請求項１４に記載の空気調和装置は、上記
いずれかの空気調和装置の整流部の入力電流が減少（又
は増大）したとき、チョッパ回路を構成するスイッチン
グ素子のスイッチング周波数及びオンデューテイ比の少
なくとも一方を減少（又は増大）させてインバータの入
力電圧をほぼ一定にすることを特徴としている。
【００２０】請求項１５に記載の空気調和装置は、請求
項１５に記載の空気調和装置のチョッパ回路の両端から
見た直列ＲＬＣ等価回路のインダクタンスをＬ、キャパ
シタンスをＣとしたとき、チョッパ回路のスイッチング
周波数ｆを次式の範囲に保持することを特徴としてい
る。
【００２１】
【数２】 請求項１６に記載の空気調和装置は、上記いずれかの空
気調和装置の整流部を構成するダイオードが低速用ダイ
オードであるとき、チョッパ回路と平滑コンデンサとを
接続する正及び負の各接続経路に、それぞれ高速用ダイ
オードを接続したことを特徴としている。
【００２２】
【作用】請求項１に記載の電力変換装置においては、整
流部の電源側に設けられるリアクトルと電源と間の電源
ライン間にそれぞれ接続された環状接続コンデンサを備
えているので、入力電流が増大した場合でも、ラインイ
ンピーダンスの影響を受け難くなり、これによって、入
力電流及び入力電圧波形を良好に保持することができ
る。請求項２に記載の電力変換装置においては、環状接
続コンデンサの静電容量を、星形接続コンデンサの静電
容量より大きくして、発振を確実に抑制している。
【００２３】請求項３に記載の電力変換装置において
は、チョッパ回路及びインバータを構成する各スイッチ
ング素子として同一定格のものを用いたので、一つの保
護回路を両者に共用することができる。請求項４に記載
の電力変換装置においては、平滑コンデンサに流れる電
流の変化分を検出しているので、ホール素子を使用して
いない汎用の変流器の使用が可能になり、請求項３のも
のと比べて装置コストを低減できる利点がある。請求項
５に記載の電力変換装置においては、平滑コンデンサで
平滑された直流電圧が予め設定した基準値を超えないよ
うにしている。請求項６に記載の電力変換装置において
は、整流部の交流入力電流もしくは直流出力電流が予め
設定した値を超えるまでチョッパ回路のスイッチング動
作を抑止するので、低負荷時の電圧上昇を抑えることが
できる。
【００２４】請求項７に記載の電力変換装置において
は、インバータが動作を開始してから所定の時間を経過
するまで、もしくは、出力周波数が所定値を超えるま
で、チョッパ回路のスイッチング動作を抑えるので、運
転初期の電圧上昇を抑止することができる。請求項８に
記載の電力変換装置においては、負荷に流れる電流を最
小にするので、一つの保護回路によりチョッパ回路及び
インバータを流れる電流を最小にしてその保護を図ると
同時に、電源効率を最大にすることができる。
【００２５】請求項９に記載の電力変換装置において
は、短絡電流に対応させてチョッパ回路に電流容量の大
きいスイッチング素子を、インバータにはこれよりも電
流容量の小さいスイッチング素子を用いているが、この
場合でも両者に共通の保護レベルを設定することによ
り、単一の保護回路によってチョッパ回路及びインバー
タの両方を保護することができる。請求項１０に記載の
電力変換装置においては、平滑コンデンサに流れる電流
の変化分を検出しているので、ホール素子を使用してい
ない汎用の変流器の使用が可能となり、請求項９のもの
と比べて装置コストを低減できる利点がある。
【００２６】請求項１１に記載の空気調和装置において
は、冷凍サイクル系統を形成する圧縮機駆動モータを駆
動するために、入力電圧波形の歪みを低く抑えることの
できる電力変換装置を用いているため、圧縮機駆動モー
タはもとより、室外送風機及び室内送風機の各駆動モー
タからの異常音の発生を抑える効果がある。請求項１２
に記載の空気調和装置においては、インバータを構成す
るスイッチング素子が異常になったとき応急的に運転す
る場合でも、これらのスイッチング素子をオフ状態にし
てインバータを運転し、かつ、圧縮機駆動モータの磁束
を維持し得る別のＶ／Ｆパターンに従って周波数を変更
することにより、効率の良い運転ができる。
【００２７】請求項１３に記載の空気調和装置において
は、短絡電流に対応させてチョッパ回路に電流容量の大
きいスイッチング素子を、インバータにこれよりも電流
容量の小さいスイッチング素子を用いているが、この場
合でも保護レベルを設定する単一の保護回路によってチ
ョッパ回路及びインバータの両方を保護することができ
る。請求項１４に記載の空気調和装置においては、整流
部の入力電流が減少（又は増大）したとき、チョッパ回
路を構成するスイッチング素子のスイッチング周波数及
びオンデューテイ比の少なくとも一方を減少（又は増
大）させてインバータの入力電圧をほぼ一定にするの
で、負荷が変化した場合でもインバータの入力電圧を一
定に保持することができる。
【００２８】請求項１５に記載の空気調和装置において
は、チョッパ回路の両端から見た直列ＲＬＣ等価回路の
インダクタンスＬ、キャパシタンスＣに基づいてスイッ
チング周波数を決定しているので、安定した制御ができ
る。請求項１６に記載の空気調和装置においては、整流
部を構成するダイオードが低速用ダイオードであると
き、チョッパ回路と平滑コンデンサとを接続する正及び
負の各接続経路に、それぞれ高速用ダイオードを接続し
たので、スイッチ周波数の高い領域でも所要の電圧を確
保することができる。
【００２９】
【実施例】以下、本発明を図面に示す実施例によって詳
細に説明する。図１は請求項１及び請求項２に記載の電
力変換装置に対応する実施例の構成を示す回路図であ
り、図中、従来装置を示した図２３と同一の要素には同
一の符号を付してその説明を省略する。これは、交流電
源ＰＳとリアクトルＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 との間の各電源ラ
イン間にコンデンサＣＸ1 ，ＣＸ2 ，ＣＸ3 を接続して
いる。これらのコンデンサは環状接続されているため、
環状接続コンデンサと称し、星形接続コンデンサＣ1 ，
Ｃ2 ，Ｃ3 と区別する。環状接続コンデンサＣＸ1，Ｃ
Ｘ2 ，ＣＸ3 は、負荷電流が増大した場合に発振の原因
となるラインインピーダンスＺ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 の影響を
実質的に無くしようとするもので、その静電容量を大き
くする程、電圧は安定化される。実験によれば、環状接
続コンデンサＣＸ1 ，ＣＸ2 ，ＣＸ3 の静電容量を、星
形接続コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 のそれより大きくす
ることによって電圧、電流波形の大幅な改善が図られる
ことが分った。図２はその時の入力電流及び相電圧の波
形であり、図２６に示した従来装置の入力電流及び相電
圧の波形と比較して、発振現象を抑制すると共に、歪率
を格段に小さくできている。
【００３０】図３は請求項３に記載の電力変換装置に対
応する実施例の構成を示す回路図であり、図中、従来装
置を示した図２３と同一の要素には同一の符号を付して
その説明を省略する。ここでは、インバータ11A を構成
するトランジスタＴＹとしてＩＧＢＴを用いると共に、
チョッパ回路を構成するトランジスタＴＸ1 ，ＴＸ2と
同一定格のものを用いている。周知の如く、インバータ
11A はトランジスタ直列接続回路を含んでおり、このト
ランジスタとしてチョッパ回路を構成するトランジスタ
ＴＸ1 ，ＴＸ2 と同一定格のＩＧＢＴを用いたとすれ
ば、許容最大電流を判定する閾値を同じに設定すること
ができる。そこで、チョッパ回路の前段の直流電流をホ
ール素子を用いた変流器ＨＣＴによって検出し、保護回
路21A は電流検出値が予め設定した値を超えたとき、電
流値を抑制する信号をチョッパ制御回路22及びインバー
タ制御回路24の両方に加える構成になっている。これに
より、例えば、図２３に示した電流検出用の抵抗Ｒs 及
び保護回路23が不要化され、回路構成が一段と簡易化さ
れる。
【００３１】図４は請求項４に記載の電力変換装置に対
応する実施例の構成を示す回路図であり、図中、図３と
同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略す
る。図３に示した実施例ではチョッパ回路及びインバー
タの両方に流れる電流を変流器ＨＣＴで検出して保護回
路21A に加えているが、図４に示した実施例では平滑コ
ンデンサＣDCに流れる電流の変化分を変流器ＣＴで検出
して保護回路21B に加えている点で両者は相違する。一
般に、チョッパ回路を構成するトランジスタＴＸ1 ，Ｔ
Ｘ2 、あるいは、インバータ11A を構成するトランジス
タが短絡状態になって大きな電流が流れるとき、インピ
ータンスの大きいリアクトルＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 及び整流
部のダイオードＤ1 〜Ｄ6 を通して流れる前に、平滑コ
ンデンサＣDCに蓄積された電荷の放電が行われる。変流
器ＣＴはその過渡電流、すなわち、電流の変化分を検出
して保護回路21B に加える。そこで、保護回路21B は検
出された電流の変化分が予め設定した値を超えたとき
に、チョッパ制御回路22及びインバータ制御回路24の両
方に電流値を抑制する信号を与える。
【００３２】この構成によれば、図３に示したホール素
子を用いた変流器ＨＣＴの代わりに、交流電流を検出す
る汎用の変流器ＣＴを用いることができ、装置コストの
低減が図られる。しかして、この実施例によれば、図３
の実施例に対する効果の他に、装置コストを一層低減で
きるメリットがある。
【００３３】図５は請求項５に記載の電力変換装置に対
応する実施例の構成を示す回路図であり、図中、図４と
同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略す
る。これは、図４中の変流器ＣＴを除去し、その代わり
に直流電圧を検出する電圧検出器25を設け、この電圧検
出器25の電圧検出信号を保護回路21C に加える。そこ
で、保護回路21C は電圧検出値が予め設定した基準値を
超えないように、チョッパ回路の通電比もしくは周波数
の変更指令を与えるように構成されている。
【００３４】図６はこれに対応する保護回路21c の処理
手順を示すフローチャートである。すなわち、ステップ
101 で検出された電圧値を読取り、ステップ102 にてこ
の電圧値が基準値を超えるか否かを判定し、もし、超え
ていなければステップ103 にて、図７(a) に示すよう
に、デューティ比を５０％に保持し、これとは反対に超
えている場合にはステップ104 にて、図７(b) に示すよ
うに、デューティ比を３０％に下げる処理をする。これ
によって、入力電流が増大した場合でも、入力電流及び
入力電圧波形を良好に保持し、また、直流電圧を基準値
以下に保持するので、チョッパ回路のみならず、インバ
ータ11A を構成するスイッチング素子も同時に保護する
ことができ、１個の保護回路を共用することができる。
なお、本実施例はチョッパ回路の通電比を変えたが、こ
の代わりに、オン、オフ周波数を変更してチョッパ回路
及びインバータを電圧上昇から保護することもできる。
【００３５】図８は請求項６に記載の電力変換装置に対
応する実施例の構成を示す回路図であり、図中、図４と
同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略す
る。ここでは、整流部の入力電流を変流器ＣＴで検出
し、その検出信号を保護回路21Dに加える。保護回路21D
は検出電流が予め設定した値を超えるまでスイッチン
グ動作をしないようにする保護信号をチョッパ制御回路
22に与える。図８に示した電力変換装置の負荷を変化さ
せたとき、整流部の入力電流と直流電圧との間には、図
９の実線Ｐに示したように、逆比例の関係にある。従っ
て、入力電流が小さくなるほど直流電圧は上昇する。図
８に示した実施例はこの電圧上昇に対してチョッパ及び
インバータを構成する各スイッチング素子を保護するも
ので、入力電流が一定値Ｉcon より小さい範囲ではチョ
ッパ回路のトランジスタＴＸ1 ，ＴＸ2 に対するスイッ
チング動作を停止する。なお、一定値Ｉcon は、直流電
圧が定格負荷時の電圧より僅かに高くなる電圧に対応す
る値に設定する。
【００３６】図１０はこれに対応する保護回路21D の処
理手順を示すフローチャートである。すなわち、ステッ
プ201 で検出された電圧値を読取り、ステップ202 にて
この電圧値が一定値Ｉcon を超えるか否かを判定し、も
し、超えていなければステップ203 にてトランジスタＴ
Ｘ1 ，ＴＸ2 のスイッチングを抑止し、一定値Ｉconを
超えている場合にはステップ204 にて、トランジスタＴ
Ｘ1 ，ＴＸ2 に対するスイッチング動作を行なわしめ
る。この結果、直流電圧と入力電流とは、図９の一点鎖
線Ｑに示す関係となり、軽負荷時の電圧上昇からチョッ
パ回路及びインバータを保護することができる。なお、
この実施例では整流部の入力電流を検出しているので変
流器ＣＴを用いたが、整流部の出力電流を検出し、その
検出値を保護回路21D に加えるようにしても上述したと
同様な保護が行われることになり、この場合にはホール
素子を用いた変流器ＨＣＴを使用すればよい。
【００３７】図１１は請求項７に記載の電力変換装置に
対応する実施例の構成を示す回路図であり、図中、図１
０と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略
する。ここでは、インバータ制御回路24がインバータ11
A の制御動作を開始してモータ12を駆動している信号を
保護回路21E に加える。保護回路21E はモータの起動か
ら一定時間を超えるまでスイッチング動作をしないよう
にする保護信号をチョッパ制御回路22に与える。この場
合、一定時間として前述の電流値Ｉcon に対応する値を
設定する。
【００３８】図１２はこれに対応する保護回路21E の処
理手順を示すフローチャートである。すなわち、ステッ
プ301 でモータの起動から一定時間を超えたか否かを判
定し、もし、超えていなければステップ302 にてトラン
ジスタＴＸ1 ，ＴＸ2 のスイッチングを抑止し、一定値
時間を超えている場合にはステップ303 にて、トランジ
スタＴＸ1 ，ＴＸ2 に対するスイッチング動作を行なわ
せる。これにより、始動時の電圧上昇からチョッパ回路
及びインバータを保護することができる。なお、この実
施例ではインバータの起動信号を入力して、一定時間を
経過するまでトランジスタＴＸ1 ，ＴＸ2 に対するスイ
ッチングを抑止したが、インバータの制御に当たり、出
力周波数を時間にほぼ比例させることから、経過時間の
代わりに出力周波数が一定値を超えたか否かを判定し、
周波数が一定値に到達するまでトランジスタＴＸ1 ，Ｔ
Ｘ2 に対するスイッチングを抑止しても同様な効果が得
られる。
【００３９】図１３は請求項８に記載の電力変換装置に
対応する実施例の構成を示す回路図であり、図中、図１
１と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略
する。ここでは、モータ12に流れる電流を変流器ＣＴで
検出し、その検出信号を保護回路21F に加える。保護回
路21F は検出電流が最小になるようにトランジスタＴＸ
1 ，ＴＸ2 の通電比を変える信号を保護回路22に加え
る。図１４はこれに対応する保護回路21F の処理手順を
示すフローチャートである。すなわち、ステップ401 で
モータの電流値を検出し、ＩMOとして記憶し、次のステ
ップ402 で直流電圧を僅かに上昇させる信号、すなわ
ち、デューティ比を大きくする信号を出力し、続いて、
ステップ403 ではその時のモータの電流値を検出し、Ｉ
M1として記憶する。次に、ステップ404 でＩMOとＩM1と
を比較し、ＩM1＜ＩMOであれば上記ステップ401 〜404
の処理を繰り返し、ＩM1≦ＩMOであればステップ405 以
下の処理を実行する。
【００４０】ステップ405 では直流電圧を僅かに下降さ
せる信号、すなわち、デューティ比を小さくする信号を
出力し、続いて、ステップ406 ではその時のモータの電
流値を検出し、ＩM2として記憶する。そして、ステップ
407 でＩM1とＩM2とを比較し、ＩM2＜ＩM1であれば上記
ステップ405 〜407 の処理を繰り返し、ＩM2≧ＩM1であ
ればステップ401 以下の処理を実行する。
【００４１】図１５はこれらの処理に対応するモータ電
流と直流電圧との関係を示している。すなわち、ステッ
プ401 〜404 の処理を繰り返した場合には、特性曲線Ｒ
の左から右に向かってモータ電流を最小にする処理が行
われ、反対に、ステップ405〜407 の処理を繰り返した
場合には、特性曲線Ｒの右から左に向かってモータ電流
を最小にする処理が行われる。この結果、一つの保護回
路によりチョッパ回路及びインバータに流れる電流を最
小にしてその保護を図ると同時に、電源効率を最大にす
ることができる。
【００４２】なお、上記各実施例では、三相交流電源に
適用する電力変換装置について説明したが、本発明はこ
れに限定されるものではなく、単相交流電源、あるい
は、四相以上の多相交流電源にも適用可能である。
【００４３】ところで、上述した電力変換装置が有する
利点、すなわち、入力電流が増大した場合でもラインイ
ンピーダンスの影響を受け難く、入力電流及び入力電圧
波形を良好に保持し得、かつ、発振を確実に抑え得る点
は、これを利用する装置にも大きな恩恵を与える。例え
ば、インバータを用いて能力制御する空気調和装置に適
用した場合、電圧波形が安定するために、室外送風機及
び室内送風機をそれぞれ駆動するモータから発生する異
常騒音を抑えることができる。以下、上述した電力変換
装置を利用した空気調和装置の実施例について説明す
る。
【００４４】図１６は請求項１１に記載の空気調和装置
に対応する実施例の構成を示す回路図である。これは、
図５に示した電力変換装置を用いて冷凍サイクル系統を
形成する圧縮機を駆動する構成になっており、同一の要
素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここで
は、インバータ11A の出力によって圧縮機31を駆動する
モータ32に供給している。ここで、圧縮機31は四方弁3
3，室内熱交換器34、膨張弁35及び室外熱交換器36によ
って周知の冷凍サイクルを形成し、室内熱交換器34の熱
交換を促進するために室内送風機37が、室外熱交換器36
の熱交換を促進するために室外送風機38がそれぞれ設け
られている。これはＡ矢印方向に冷媒を循環させて暖房
モード運転をする場合を例示しており、冷房モード運転
する場合には四方弁33を切換えてＡ矢印とは逆方向に冷
媒を循環させることになる。また、インバータ11A は空
調負荷に応じて出力周波数を変えると共に、予め定めた
電圧と周波数との関係を示す、いわゆる、Ｖ／Ｆパター
ンに従って周波数を制御するようになっている。この空
調負荷に対応した圧縮機31の能力制御運転及びＶ／Ｆパ
ターンについては公知であるのでその説明を省略する。
【００４５】かかる構成によれば、入力電流が増大した
としても、電源側の電圧波形の歪みが低く抑えられるの
で、電圧波形歪みに起因するモータの異常騒音の発生を
抑えることができる。特に、空気調和装置の室内ユニッ
トにおいては、電圧波形の歪みによって発生する室内送
風機37のモータの異常騒音が室内に漏れて快適性を乱す
ことがあったが、この騒音を抑えたことにより快適性が
維持され、商品品質の向上が図られる。また、室外ユニ
ットの室外送風機38のモータの異常騒音の発生も抑えら
れる。さらにまた、入力電流の波形歪みも少なくなるの
で、外部からのノイズの影響も受け難く、誤動作の割合
を少なくすることができ、信頼性をも向上させる効果が
ある。
【００４６】また、空気調和装置に上述した電力変換装
置を適用した場合には高力率運転が可能になる効果もあ
る。すなわち、ダイオードＤ1 〜Ｄ6 をブリッジ接続し
てなる整流部の力率は、能力を可変した場合の平均で９
２〜９４％であった。図１６に示した構成を採用したこ
とにより整流部の力率は９８〜９９％まで高められ、約
６％程度向上することになる。特に、低能力時では力率
が低くて十分な能力を発揮できなかったが、この実施例
によれば、低能力時から高能力時まで高力率での運転が
可能となる。
【００４７】図１７は請求項１２〜１５に記載の空気調
和装置に対応する実施例の構成を示す回路図である。こ
れは、図４に示した電力変換装置を用いて冷凍サイクル
系統を形成する圧縮機を駆動する構成になっており、同
一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
そして、図４中の保護回路21B に代わって、その機能を
異にする保護回路21G を備えている。また、インバータ
11A には前述した冷凍サイクル系統を構成する圧縮機31
を駆動するモータ32が接続されている。この場合、トラ
ンジスタＴＸ1 、ＴＸ2 でなるチョッパ回路は、確か
に、入力電流が増大した場合にも、その電圧波形及び電
流波形の歪みを低減するものではあるが、これらのトラ
ンジスタＴＸ1 、ＴＸ2 をオン、オフ動作させた時に過
大電流が流れることがある。このような状態でこれを保
護すれば、すなわち、トランジスタＴＸ1 、ＴＸ2 をオ
フ状態に保持すれば、インバータ11A の直流入力電圧が
低下することが実験によって明らかになっている。この
ように、チョッパ回路を保護した状態でも、インバータ
11A が正常であることを条件にして応急運転できれば好
都合である。この運転をバックアップ運転と呼ぶことに
する。図１７に示した保護回路21G はかかるバックアッ
プ運転を指令する機能をも併せ持つものである。周知の
如く、インバータ11A は指令された周波数に対して、電
圧と周波数との比が一定になる、いわゆる、Ｖ／Ｆパタ
ーンに従って出力周波数及び出力電圧を制御している。
もし、インバータの入力電圧が低下した場合にも圧縮機
31に同一の能力を持たせるためにはＶ／Ｆパターンを変
えなければならない。
【００４８】保護回路21G は平滑コンデンサＣDCに流れ
る突発的な電流を検出したとき、チヨッパ回路を構成す
るトランジスタＴＸ1 、ＴＸ2 が故障したものか、ある
いは、インバータ11A を構成するトランジスタＴＹが故
障したものかを判断し、若し、トランジスタＴＸ1 、Ｔ
Ｘ2 が異常で、トランジスタＴＹが正常と判断した場合
には、トランジスタＴＸ1 、ＴＸ2 を保護する指令をチ
ョッパ制御回路22に加え、Ｖ／Ｆパターンを変更してイ
ンバータを運転する指令をインバータ制御回路24に与え
る構成になっている。なお、Ｖ／Ｆパターンの変更とは
それ以前の磁束（二次磁束）を確保するものである。
【００４９】図１８は保護回路21G の機能をマイクロコ
ンピュータに持たせた場合の処理手順を示すフローチャ
ートである。すなわち、ステップ501 で通常の運転指令
を出力しており、ステップ502 にて保護レベルを超えた
電流が検出されると、ステップ503 でトランジスタＴＸ
1 、ＴＸ2 及びＴＹの両方をオフ状態にする。次に、ス
テップ505 でトランジスタＴＸ1 、ＴＸ2 のみを動作さ
せ、ステップ505 にて保護回路が動作するか否かを判定
する。保護回路が動作すれば、トランジスタＴＸ1 、Ｔ
Ｘ2 は異常で、トランジスタＴＹは正常であるため、ス
テップ506 にてバックアップモード運転を指令する。一
方、トランジスタＴＸ1 、ＴＸ2 のみを動作させても保
護回路が動作しない場合には、ステップ507 にてトラン
ジスタＴＹのみを動作させ、ステップ508 で保護回路が
動作するか否かを判定する。保護回路が動作すればトラ
ンジスタＴＹが異常であるからインバータ11A の停止指
令を出力し、反対に、保護回路が動作しないときには、
ステップ501 に戻って通常の運転指令を出力する。
【００５０】かくして、この実施例によれば、一つの保
護回路により、チョッパ回路及びインバータの両方の保
護が可能で、しかも、チョッパ回路のトランジスタのみ
が故障した場合には応急的なバックアップ運転により所
要の空調能力が得られる。
【００５１】上述した図４の実施例では、チョッパ回路
のトランジスタとＴＸ1 、ＴＸ2 と、インバータ11A を
構成するトランジスタＴＹとを同一定格としたことによ
り、保護レベルが共通な一つの保護回路で済むとして説
明した。しかしながら、これらのトランジスタに流れる
電流の平均値を考慮した場合には、むしろ、トランジス
タＴＸ1 、ＴＸ2 としてトランジスタＴＹよりも電流容
量の大きいものを用いることが耐久性の点で有効であ
る。すなわち、トランジスタＴＸ1 、ＴＸ2 は負荷電流
を互いに半分づつ分担しているが、インバータ11A を構
成するトランジスタが三相ブリッジ接続されておれば、
負荷電流を３個のトランジスタで１／３づつ分担するこ
とになる。
【００５２】因みに、これらのトランジスタの短絡電流
波形は、図１９に示すように、トランジスタＴＸに流れ
る電流は大きく、トランジスタＴＹに流れる電流は小さ
い。本実施例ではトランジスタＴＸとしてトランジスタ
ＴＹよりも電流容量の大きいものを用い、トランジスタ
ＴＹの短絡電流よりも低く、通常の運転レベルＲＬより
も高い共通の保護レベルＧＬを設定している。このよう
に構成したことにより、耐久性の高い空気調和装置が得
られる。
【００５３】一方、図１６、図１７の空気調和装置を構
成する電力変換装置のうち、交流入力電流と平滑コンデ
ンサＣDCの両端の直流電圧とは図２０(a) の特性曲線Ｖ
Ｄに示した如く、スイッチング周波数を一定に保持した
状態では、電流値が増える（又は減る）ほど電圧が低く
（又は高く）なる特性を有している。この対策として、
図２０(b) に示した如く、電流値の減少に応じてチヨッ
パ回路のスイッチング周波数を変化させる方法がある。
図２１はこの方法によって直流電圧を一定に保持する実
施例であり、図５に示した電力変換装置を用いて冷凍サ
イクル系統を形成する圧縮機を駆動する構成になってお
り、図５と同一の要素には同一の符号を付してその説明
を省略する。ここでは、チョッパ制御回路22A が保護回
路21C を介して平滑コンデンサＣDCの両端電圧を取込
み、この電圧が一定になるようにスイッチング周波数ｆ
を制御する機能をも備えている。また、この実施例では
スイッチング周波数ｆの増大に対処すべく、平滑コンデ
ンサＣDCに接続されるチョッパ回路の正、負各接続経路
に大きな電圧変化率に応答する高速ダイオードＨＤが接
続されている。すなわち、整流部を構成するダイオード
Ｄ1 〜Ｄ6 が低速用（一般用）であるとき、チョッパ回
路のトランジスタＴＸ1 、ＴＸ2 のスイッチング周波数
の増大に応答しきれないためであり、もし、整流部を構
成するダイオードＤ1 〜Ｄ6 が高速用であれば、高速ダ
イオードＨＤは不要である。
【００５４】この場合、チョッパ回路のスイッチング周
波数の範囲を以下のようにして決定する。トランジスタ
ＴＸ1 、ＴＸ2 をスイッチＳとしてこれよりも電源側に
設けられる星形接続コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 、環状
接続コンデンサＣＸ1 ，ＣＸ2 ，ＣＸ3 及びリアクトル
Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 等の要素を簡易化された等価回路で表
現すると、図２２(a) に示したように、スイッチＳを含
むＲＬＣの直列接続回路に直流電源Ｅを接続した等価回
路で表される。ここで、Ｒはほぼゼロであるから次式の
振動の条件を満足すると考えられる。
【００５５】
【数３】 そこで、α，βを次のように定義する。
【００５６】
【数４】 このα，βを用いることによって、スイッチ投入後に流
れる電流ｉは次式によって表される。
【００５７】
【数５】 ここで、抵抗値Ｒはほぼゼロであるから次式が成立す
る。
【００５８】
【数６】 したがって、電流ｉの変化を示すと図２２(b) のように
なる。また、Ｒ＝０とすれば、(3) 式は次のように書換
えられる。
【００５９】
【数７】 この(5) 式に示す電流ｉが流れ始めてから０に戻る時刻
は図２２(c) に示すようにπである。この時刻πになる
以前にコンデンサＣを充電しなければならないとする
と、次式が成立する。
【００６０】
【数８】 さらに、(6) 式を変形すると次式が得られる。
【００６１】
【数９】 (7) 式を満足するように、Ｌ，Ｃに対応する周波数ｆを
選定すればよい。すなわち、図２２(d) の斜線の範囲を
超えないようにする。例えば、Ｌ＝０，５ｍＨ、Ｃ＝５
μＦであればスイング周波数ｆは６．３ＫＨｚ以上にす
る必要があり、Ｌ＝０，２ｍＨ、Ｃ＝３μＦであればス
イッチング周波数ｆは１３ＫＨｚ以上にする必要があ
る。図２１に示したチョッパ制御回路22A はこれらのこ
とを考慮してスイッチング周波数ｆを決定する。これに
よって、電圧を安定的に制御できる効果がある。
【００６２】なお、スイッチング周波数を高く（又は低
く）する代わりに、各スイッチン素子のオンデューティ
比を大きく（又は小さく）するようにしてもよい。ある
いは、スイッチング素子の周波数を大きく変え難い場合
には、このスイッチング周波数オンデューティ比の両方
を変えるようにしてもよい。
【００６３】
【発明の効果】以上の説明によって明らかなように、請
求項１に記載の電力変換装置によれば、リアクトルの電
源側に環状接続コンデンサを備えているので、入力電流
が増大した場合でも、ラインインピーダンスの影響を受
け難くなり、これによって、入力電流及び入力電圧波形
を良好に保持することができる。請求項２に記載の電力
変換装置によれば、さらに、発振を確実に抑えるという
効果が得られる。
【００６４】請求項３に記載の電力変換装置によれば、
入力電流及び入力電圧波形を良好に保持する他、一つの
保護回路でチョッパ回路及びインバータの両方を保護す
ることができる効果がある。請求項４に記載の電力変換
装置によれば、請求項３の効果に加えて、装置コストを
低減できる利点がある。
【００６５】請求項５に記載の電力変換装置によれば、
入力電流及び入力電圧波形を良好に保持する他、直流電
圧を基準値以下に抑えるという手法で、一つの保護回路
でチョッパ回路及びインバータの両方を保護することが
できる効果がある。請求項６に記載の電力変換装置によ
れば、入力電流及び入力電圧波形を良好に保持する他、
整流部の入力電流もしくは出力電流が一定値を超えるま
でチョッパ回路のスイッチング動作を抑止することによ
り、一つの保護回路でチョッパ回路及びインバータの両
方を保護することができる効果がある。
【００６６】請求項７に記載の電力変換装置によれば、
入力電流及び入力電圧波形を良好に保持する他、所定の
電流が流れると予測される時点まで、チョッパ回路のス
イッチング動作を抑えて、運転初期の電圧上昇を防ぎ、
その結果、一つの保護回路でチョッパ回路及びインバー
タの両方を保護することができる効果がある。請求項８
に記載の電力変換装置によれば、入力電流及び入力電圧
波形を良好に保持する他、負荷に流れる電流を最小にす
る一つの保護回路によりチョッパ回路及びインバータの
保護を図り得、さらに、電源効率を最大にする効果が得
られる。
【００６７】請求項９に記載の電力変換装置によれば、
短絡電流に対応させてチョッパ回路とインバータとで電
流容量の異なるものを用いたとしても、両者に共通の保
護レベルを設定することにより、単一の保護回路によっ
てチョッパ回路及びインバータの両方を保護することが
できる。請求項１０に記載の電力変換装置によれば、平
滑コンデンサに流れる電流の変化分を検出しているの
で、汎用の変流器の使用が可能になって装置コストを低
減することができる。
【００６８】請求項１１に記載の空気調和装置によれ
ば、入力電圧波形の歪みを低く抑えることのできる電力
変換装置を用いているため、圧縮機駆動モータはもとよ
り、室外送風機及び室内送風機の各駆動モータからの異
常音の発生を抑える効果がある。請求項１２に記載の空
気調和装置によれば、チョッパ回路を構成するスイッチ
ング素子が異常になったときでも、これらのスイッチン
グ素子をオフ状態にしてインバータを運転し、かつ、別
のＶ／Ｆパターンに従って周波数を変更することによ
り、効率の良い応急的な運転ができる。
【００６９】請求項１３に記載の空気調和装置によれ
ば、チョッパ回路とインバータとで電流容量の異なるス
イッチング素子を用いたとしても、共通の保護レベルを
設定した単一の保護回路によりチョッパ回路及びインバ
ータの両方を保護することができる。請求項１４に記載
の空気調和装置によれば、整流部の入力電流に応じてチ
ョッパ回路のスイッチング周波数及びオンデューテイ比
の少なくとも一方を変更してインバータの入力電圧をほ
ぼ一定にするので、負荷が変化した場合でも精度の高い
能力制御ができる。
【００７０】請求項１５に記載の空気調和装置によれ
ば、チョッパ回路の両端から見た直列ＲＬＣ等価回路の
インダクタンスＬ、キャパシタンスＣに基づいてスイッ
チング周波数を決定しているので、安定した制御ができ
る。請求項１６に記載の空気調和装置によれば、整流部
を構成するダイオードが低速用ダイオードであるとき、
チョッパ回路と平滑コンデンサとを接続する正及び負の
各接続経路に、それぞれ高速用ダイオードを接続したの
で、スイッチ周波数の高い領域でも所要の電圧を確保す
ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１及び請求項２に記載の電力変換装置に
対応する実施例の構成を示す回路図。
【図２】図１に示した実施例の動作を説明するための入
力電流及び相電圧の波形図。
【図３】請求項３に記載の電力変換装置に対応する実施
例の構成を示す回路図。
【図４】請求項４に記載の電力変換装置に対応する実施
例の構成を示す回路図。
【図５】請求項５に記載の電力変換装置に対応する実施
例の構成を示す回路図。
【図６】図５に示した実施例の動作を説明するために、
主要な構成要素の処理手順を示すフローチャート。
【図７】図５に示した実施例の動作を説明するために、
主要な構成要素の電流波形図。
【図８】請求項６に記載の電力変換装置に対応する実施
例の構成を示す回路図。
【図９】図８に示した実施例の動作を説明するために、
入力電流と直流電圧との関係を示した線図。
【図１０】図８に示した実施例の動作を説明するため
に、主要な構成要素の処理手順を示すフローチャート。
請求項３に記載の電力変換装置に対応する実施例の構成
を示す回路図。
【図１１】請求項７に記載の電力変換装置に対応する実
施例の構成を示す回路図。
【図１２】図１１に示した実施例の動作を説明するため
に、主要な構成要素の処理手順を示すフローチャート。
【図１３】請求項８に記載の電力変換装置に対応する実
施例の構成を示す回路図。
【図１４】図１３に示した実施例の動作を説明するため
に、主要な構成要素の処理手順を示すフローチャート。
【図１５】図１３に示した実施例の動作を説明するため
に、直流電圧とモータ電流との関係を示した線図。
【図１６】請求項１１に記載の空気調和装置に対応する
実施例の構成を示す回路図。
【図１７】請求項１２〜１５に記載の空気調和装置に対
応する実施例の構成を示す回路図。
【図１８】図１７に示した実施例の動作を説明するため
に、主要な構成要素の処理手順を示すフローチャート。
【図１９】図１７に示した実施例の動作を説明するため
に、主要部の電流と時間との関係を示した線図。
【図２０】図１７に示した実施例の動作を説明するため
に、主要部の電圧と電流との関係及び周波数と電流との
関係をそれぞれ示した線図。
【図２１】請求項１２〜１５に記載の空気調和装置に対
応する実施例の構成を示す回路図。
【図２２】図２１に示した実施例の主要な要素のスイッ
チング周波数を説明するための説明図。
【図２３】従来の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図２４】図２３に示した電力変換装置の動作を説明す
るための波形図。
【図２５】従来のもう一つ他の電力変換装置の構成を示
す回路図。
【図２６】従来の電力変換装置の重負荷時の動作を説明
するための波形図。
【符号の説明】
Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 リアクトル Ｄ1 〜Ｄ6 整流部を構成するダイオード Ｃ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 星形接続コンデンサ ＣＸ1 ，ＣＸ2 ，ＣＸ3 環状接続コンデンサ ＣDC 平滑コンデンサ ＴＸ1 ，ＴＸ2 チョッパ回路を構成するトランジスタ ＴＹ インバータを構成するトランジスタ Ｚ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 ラインインピーダンス １１Ａ インバータ １２ モータ ２１Ａ〜２１Ｆ 保護回路 ２２ チョッパ制御回路 ２４ インバータ制御回路 ２５ 電圧検出器 ３１ 圧縮機 ３２ 圧縮機駆動モータ ３３ 四方弁 ３４ 室内熱交換器 ３６ 室外熱交換器 ３７ 室内送風機 ３８ 室外送風機

Claims (16)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数のダイオードがブリッジ接続され、そ
    の交流側端子が交流電源に接続される整流部と、この整
    流部の電源ラインにそれぞれ挿入されたリアクトルと、
    一端が前記交流電源と前記リアクトルとの間の前記各電
    源ラインに接続され、他端が共通接続された星形接続コ
    ンデンサと、前記整流部の直流側端子間に直列接続され
    た２個のスイッチング素子を含み、これらのスイッチン
    グ素子の相互接合点が前記星形接続コンデンサの共通接
    続端に接続されたチョッパ回路と、前記整流部の出力電
    圧を平滑する平滑コンデンサとを有し、前記チョッパ回
    路の２個のスイッチング素子を前記交流電源の周波数よ
    りも格段に高い周波数で交互にオン、オフ制御し、前記
    整流部の直流側端子から直流電力を得る電力変換装置に
    おいて、 前記交流電源と前記リアクトルとの間の前記電源ライン
    間にそれぞれ接続された環状接続コンデンサを備えたこ
    とを特徴とする電力変換装置。
  2. 【請求項２】前記環状接続コンデンサの静電容量を、前
    記星形接続コンデンサの静電容量より大きくしたことを
    特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 【請求項３】前記チョッパ回路と同一定格のスイッチン
    グ素子を用い、前記平滑コンデンサで平滑された直流を
    交流に変換して負荷に供給するインバータと、前記整流
    部の出力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出
    手段で検出された電流値が予め設定した基準値を超える
    とき、前記チョッパ回路及び前記インバータの両方に保
    護信号を加える保護回路とを備えたことを特徴とする請
    求項１又は２に記載の電力変換装置。
  4. 【請求項４】前記チョッパ回路と同一定格のスイッチン
    グ素子を用い、前記整流部から出力される直流を交流に
    変換して負荷に供給するインバータと、前記平滑コンデ
    ンサに流れる電流の変化分を検出する電流検出手段と、
    この電流検出手段で検出された電流変化分が予め設定し
    た基準値を超えるとき、前記チョッパ回路及び前記イン
    バータの両方に保護信号を加える保護回路とを備えたこ
    とを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  5. 【請求項５】前記平滑コンデンサで平滑された直流電圧
    を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段で検出さ
    れた直流電圧が予め設定した基準値を超えないように、
    前記チョッパ回路の２個のスイッチング素子に対する通
    電比もしくはスイッチング周波数を補正する保護回路と
    を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力
    変換装置。
  6. 【請求項６】前記整流部の交流入力電流もしくは直流出
    力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で
    検出された電流値が予め設定した値を超えるまで前記チ
    ョッパ回路のスイッチング動作を抑止する保護回路とを
    備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変
    換装置。
  7. 【請求項７】前記平滑コンデンサで平滑された直流を交
    流に変換して負荷に供給するインバータと、前記インバ
    ータが動作を開始してから所定の時間を経過するまで、
    もしくは、出力周波数が所定値を超えるまで、前記チョ
    ッパ回路のスイッチング動作を抑止する保護回路とを備
    えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換
    装置。
  8. 【請求項８】前記平滑コンデンサで平滑された直流を交
    流に変換して負荷に供給するインバータと、前記負荷に
    流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手
    段で検出された電流値が最小になるように、前記チョッ
    パ回路のスイッチング素子の通電比を変更する保護回路
    とを備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の電
    力変換装置。
  9. 【請求項９】前記チョッパ回路に用いるものよりも電流
    容量の小さいスイッチング素子を用い、前記平滑コンデ
    ンサで平滑された直流を交流に変換して負荷に供給する
    インバータと、前記整流部の出力電流を検出する電流検
    出手段と、この電流検出手段で検出された電流値が予め
    設定した基準値を超えるとき、前記チョッパ回路及び前
    記インバータの両方に保護信号を加える保護回路とを備
    えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換
    装置。
  10. 【請求項１０】前記チョッパ回路に用いるものよりも電
    流容量の小さいスイッチング素子を用い、前記平滑コン
    デンサで平滑された直流を交流に変換して負荷に供給す
    るインバータと、前記平滑コンデンサに流れる電流の変
    化分を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で検
    出された電流変化分が予め設定した基準値を超えると
    き、前記チョッパ回路及び前記インバータの両方に保護
    信号を加える保護回路とを備えたことを特徴とする請求
    項１又は２に記載の電力変換装置。
  11. 【請求項１１】交流を直流に変換し、得られた直流を交
    流に変換して、冷凍サイクル系統を形成する圧縮機駆動
    モータに供給する空気調和装置において、 複数のダイオードがブリッジ接続され、その交流側端子
    が前記交流電源に接続された整流部と、この整流部の電
    源ラインにそれぞれ挿入されたリアクトルと、一端が前
    記交流電源と前記リアクトルとの間の前記各電源ライン
    に接続され、他端が共通接続された星形接続コンデンサ
    と、前記交流電源と前記リアクトルとの間の前記電源ラ
    イン間にそれぞれ接続された環状接続コンデンサと、前
    記整流部の直流側端子間に直列接続された２個のスイッ
    チング素子を含み、これらのスイッチング素子の相互接
    合点が前記星形接続コンデンサの共通接続端に接続され
    たチョッパ回路と、前記整流部の出力電圧を平滑する平
    滑コンデンサと、前記平滑コンデンサで平滑された直流
    を交流に変換して前記圧縮機駆動モータに供給するイン
    バータとを備え、前記チョッパ回路の２個のスイッチン
    グ素子を前記交流電源の周波数よりも格段に高い周波数
    で交互にオン、オフ制御することを特徴とする空気調和
    装置。
  12. 【請求項１２】前記インバータが空調負荷の変化に応じ
    て交流出力周波数を変化させると共に、周波数と電圧と
    の関係を示すＶ／Ｆパターンに従って変化させるもので
    あって、前記チョッパ回路を構成する２個のスイッチン
    グ素子が異常になったとき、これらのスイッチング素子
    をオフ状態にして前記インバータを運転し、かつ、前記
    圧縮機駆動モータの磁束を維持し得る別のＶ／Ｆパター
    ンに従って周波数を変更することを特徴とする請求項１
    １に記載の空気調和装置。
  13. 【請求項１３】前記チョッパ回路を構成するスイッチン
    グ素子として、前記インバータを構成するスイッチング
    素子よりも電流容量の大きいものを用い、前記チョッパ
    回路及び前記インバータの各スイッチング素子を保護す
    るか否かを判定するに当たり、電流の基準値を共通に設
    定したことを特徴とする請求項１１又は１２に記載の空
    気調和装置。
  14. 【請求項１４】前記整流部の入力電流が減少（又は増
    大）したとき、前記チョッパ回路を構成するスイッチン
    グ素子のスイッチング周波数及びオンデューテイ比の少
    なくとも一方を減少（又は増大）させて前記インバータ
    の入力電圧をほぼ一定にすることを特徴とする請求項１
    １乃至１３のいずれかに記載の空気調和装置。
  15. 【請求項１５】前記チョッパ回路の両端から見た直列Ｒ
    ＬＣ等価回路のインダクタンスをＬ、キャパシタンスを
    Ｃとしたとき、前記チョッパ回路のスイッチング周波数
    ｆを次式の範囲に保持することを特徴とする請求項１４
    に記載の空気調和装置。 【数１】
  16. 【請求項１６】前記整流部を構成するダイオードが低速
    用ダイオードであるとき、前記チョッパ回路と平滑コン
    デンサとを接続する正及び負の各接続経路に、それぞれ
    高速用ダイオードを接続したことを特徴とする請求項１
    １乃至１５のいずれかに記載の空気調和装置。
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Effective date: 20030430