JPH06101932B2 - Ｐｗｍ形コンバ−タの制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍ形コンバ−タの制御装置Info
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- JPH06101932B2 JPH06101932B2 JP61002877A JP287786A JPH06101932B2 JP H06101932 B2 JPH06101932 B2 JP H06101932B2 JP 61002877 A JP61002877 A JP 61002877A JP 287786 A JP287786 A JP 287786A JP H06101932 B2 JPH06101932 B2 JP H06101932B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はPWM制御方式のコンバータに係り、特に交流入
力波形の正弦波化に好適なコンバータの制御装置に関す
る。
力波形の正弦波化に好適なコンバータの制御装置に関す
る。
コンバータ装置は、誘導電動機制御用のインバータ装置
などと組合わせて広く使用されているが、このとき、交
流電源側からは極力、歪んだ電流を取らないようにする
ことが望ましい。
などと組合わせて広く使用されているが、このとき、交
流電源側からは極力、歪んだ電流を取らないようにする
ことが望ましい。
ところで、このコンバータ装置は、例えば、第２図に示
すように、三相全波整流回路の６個の整流素子としてト
ランジスタ（逆阻止機能を有するGTOや、ダイオードとG
TO或いはトランジスタの直列接続素子などの半導体スイ
ツチ素子なら何でもよい）51〜56を用い、これらのトラ
ンジスタ51〜56にPWM制御パルスを供給してスイツチン
グ動作をさせることにより、直流リアクトル４を介し
て、三相交流電源から負荷６に直流電力を供給するよう
にしたものである。なお、この第２図は電流形コンバー
タの例で、図中の２は過電圧抑制用のコンデンサであ
る。
すように、三相全波整流回路の６個の整流素子としてト
ランジスタ（逆阻止機能を有するGTOや、ダイオードとG
TO或いはトランジスタの直列接続素子などの半導体スイ
ツチ素子なら何でもよい）51〜56を用い、これらのトラ
ンジスタ51〜56にPWM制御パルスを供給してスイツチン
グ動作をさせることにより、直流リアクトル４を介し
て、三相交流電源から負荷６に直流電力を供給するよう
にしたものである。なお、この第２図は電流形コンバー
タの例で、図中の２は過電圧抑制用のコンデンサであ
る。
しかして、このようなコンバータ装置のPWM制御装置と
しては、例えば、昭和60年電気学会全国大会発表の論文
502−「正弦波入出力電流形GTOインバータシステム」本
部他３名−などによつて提案されているように、交流電
源の周波数よりも充分に高い周波数の三角波状の搬送波
信号と、所要の直流側出力電圧によつてその波高値が変
化する変調波信号とを比較し、その大小関係によつてPW
M制御用のパルスパターンを得る方式が従来から一般的
であつた。
しては、例えば、昭和60年電気学会全国大会発表の論文
502−「正弦波入出力電流形GTOインバータシステム」本
部他３名−などによつて提案されているように、交流電
源の周波数よりも充分に高い周波数の三角波状の搬送波
信号と、所要の直流側出力電圧によつてその波高値が変
化する変調波信号とを比較し、その大小関係によつてPW
M制御用のパルスパターンを得る方式が従来から一般的
であつた。
他方、このような、アナログ的な方式に代えて、マイク
ロコンピユータなどを用い、デジタル的に制御する方式
も提案されている。
ロコンピユータなどを用い、デジタル的に制御する方式
も提案されている。
しかしながら、上記従来方式のうち、前者のアナログ的
な方式のものでは、その構成に搬送波発生回路、変調波
発生回路、比較回路などが必要で回路構成が複雑になる
ばかりか、このようなパルス制御装置をアナログ回路で
構成したのでは、周囲温度の変化や経年変化などによる
特性変化が著しく、安定した動作を得るのが困難である
という問題点がある。
な方式のものでは、その構成に搬送波発生回路、変調波
発生回路、比較回路などが必要で回路構成が複雑になる
ばかりか、このようなパルス制御装置をアナログ回路で
構成したのでは、周囲温度の変化や経年変化などによる
特性変化が著しく、安定した動作を得るのが困難である
という問題点がある。
他方、後者のマイクロコンピユータによるデジタル的な
方式のものでも、従来例の様に、その動作に上記したア
ナログ的を方式の場合と同様に搬送波信号と変調波信号
を利用する手方を採用したのでは、これらの信号の比較
のためにコンピユータの処理が常時拘束されてしまい、
他の処理がほとんど出来なくなつてしまうという問題点
がある。
方式のものでも、従来例の様に、その動作に上記したア
ナログ的を方式の場合と同様に搬送波信号と変調波信号
を利用する手方を採用したのでは、これらの信号の比較
のためにコンピユータの処理が常時拘束されてしまい、
他の処理がほとんど出来なくなつてしまうという問題点
がある。
そして、これらの従来技術においては、その交流電源側
での入力波形の正弦波化については、一応の考慮はみら
れるものの、その達成度には、バラツキなどを含めてみ
た場合、充分なものとはなつておらず、従つて、これら
の従来技術では、コンバータの入力波形の正弦波化とい
う点で問題点があつた。
での入力波形の正弦波化については、一応の考慮はみら
れるものの、その達成度には、バラツキなどを含めてみ
た場合、充分なものとはなつておらず、従つて、これら
の従来技術では、コンバータの入力波形の正弦波化とい
う点で問題点があつた。
本発明の目的は、上記従来例の問題点に対処し、マイク
ロコンピユータを用いながら充分に交流入力の正弦波化
が得られるようにしたコンバータの制御装置を提供する
にある。
ロコンピユータを用いながら充分に交流入力の正弦波化
が得られるようにしたコンバータの制御装置を提供する
にある。
〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、コンバータが交流電源から受け取ろうとし
ている多相の入力波形の波高値に応じてPWM制御パルス
のパルス幅を算出するようにし、これにより、コンピユ
ータの処理時間の間に複数のPWM制御パルスを出力する
ようにして達成される。
ている多相の入力波形の波高値に応じてPWM制御パルス
のパルス幅を算出するようにし、これにより、コンピユ
ータの処理時間の間に複数のPWM制御パルスを出力する
ようにして達成される。
コンピユータの処理時間の間に複数のPWM制御パルスを
算出することにより、コンピユータの負荷を増加させる
ことなく、充分にパルス幅の狭いPWM制御パルスを発生
することができ、コンバータの交流入力波形の正弦波化
を充分に得ることができる。
算出することにより、コンピユータの負荷を増加させる
ことなく、充分にパルス幅の狭いPWM制御パルスを発生
することができ、コンバータの交流入力波形の正弦波化
を充分に得ることができる。
以下、本発明によるPWM形コンバータの制御装置につい
て、図示の実施例により詳細に説明する。
て、図示の実施例により詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例で、図において、１は交流電
源、３は電源電圧を検出する電圧検出器、５はコンバー
タ装置の主スイツチング回路、７は電流指令入力端子、
８は電流検出器、９は電流偏差を求める比較器、10は制
御用のワンチツプ型マイクロコンピユータである。な
お、コンデンサ2,直流チアクトル4,トランジスタ51〜5
6,負荷６などは前述したとおりである。
源、３は電源電圧を検出する電圧検出器、５はコンバー
タ装置の主スイツチング回路、７は電流指令入力端子、
８は電流検出器、９は電流偏差を求める比較器、10は制
御用のワンチツプ型マイクロコンピユータである。な
お、コンデンサ2,直流チアクトル4,トランジスタ51〜5
6,負荷６などは前述したとおりである。
マイコン（マイクロコンピユータを以下、こういう）10
は、各種指令の入力ポート101,内部バス102,プログラム
やパルス幅データテーブル等を格納するROM103,一時記
憶やレジスタとして用いられるRAM104,演算等を実行す
るALU105,出力ポート106に所定のパルスパターン（事
象）を出力するために必要な事象の設定を行う事象設定
レジスタ107,この事象をいつイネーブルにするのか時刻
設定を行う時刻設定レジスタ108,これら両設定レジスタ
107,108の内容を連結し保持する保持レジスタ109,この
保持レジスタ109に設定されたいく組かの設定データが
それぞれ格納されてゆく連想メモリ110,実際の時刻を出
力するタイマ111と連想メモリ110内の設定時刻内容とを
比較し、これらが一致したときに出力を発生する比較部
112,この比較部112からのトリガを受け設定された事象
を出力ポート106に出力制御する実行コントローラ113な
どで構成される。
は、各種指令の入力ポート101,内部バス102,プログラム
やパルス幅データテーブル等を格納するROM103,一時記
憶やレジスタとして用いられるRAM104,演算等を実行す
るALU105,出力ポート106に所定のパルスパターン（事
象）を出力するために必要な事象の設定を行う事象設定
レジスタ107,この事象をいつイネーブルにするのか時刻
設定を行う時刻設定レジスタ108,これら両設定レジスタ
107,108の内容を連結し保持する保持レジスタ109,この
保持レジスタ109に設定されたいく組かの設定データが
それぞれ格納されてゆく連想メモリ110,実際の時刻を出
力するタイマ111と連想メモリ110内の設定時刻内容とを
比較し、これらが一致したときに出力を発生する比較部
112,この比較部112からのトリガを受け設定された事象
を出力ポート106に出力制御する実行コントローラ113な
どで構成される。
次にこの構成における動作についてフローチヤートを用
いて説明する。
いて説明する。
この実施例では、第３図，第５図に示すように、２つの
大きな処理系から構成されており、まず、第３図は出力
ポート106に発生される事象、つまりパルスパターンを
求める事象算出処理プログラムF1000について概略示し
たフローチヤートである。
大きな処理系から構成されており、まず、第３図は出力
ポート106に発生される事象、つまりパルスパターンを
求める事象算出処理プログラムF1000について概略示し
たフローチヤートである。
このF1000の処理に入ると、まずF1100で総合位相θTを
求める準備をする。周波数指令ω1 *は交流電源の周波数
値をあらかじめデータとして書き込んでおく。位相指令
θ*は第４図に特性を示すように電流偏差Δi1に対して
決まる値である。ただしコンバータがパルス幅制御だけ
を行い位相制御を併用しないような場合、すなわち出力
電圧を零近くまで制御する必要のない場合にはこの値を
零にすればよい。
求める準備をする。周波数指令ω1 *は交流電源の周波数
値をあらかじめデータとして書き込んでおく。位相指令
θ*は第４図に特性を示すように電流偏差Δi1に対して
決まる値である。ただしコンバータがパルス幅制御だけ
を行い位相制御を併用しないような場合、すなわち出力
電圧を零近くまで制御する必要のない場合にはこの値を
零にすればよい。
次にこの周波数指令をω1 *を一定時間Δt1ごとに積分
し、位相指令θ*を減算して総合位相θTを処理F1200で
求める。
し、位相指令θ*を減算して総合位相θTを処理F1200で
求める。
次に電気角360°を60°ごとに分けた６つのモードのう
ち、今回求めた総合位相θTではどのモードのパルスパ
ターンを出力すればよいのかつまりこの位相θTに応じ
て出力事象をF1300の処理で求める。なお、総合位相θT
と６つのモードとの関係は後に詳述する。さらに最後に
割込みインターバルΔt1間にパルスパターンを変化させ
るが、変化されるまでの時間tEnを位相θTとのデータテ
ーブルを参照することによつて求めておく処理をF1400
で行う。この処理によつて２つのレジスタ107と108に設
定する事象内容と事象変化時刻の２項目が求まつたこと
になる。
ち、今回求めた総合位相θTではどのモードのパルスパ
ターンを出力すればよいのかつまりこの位相θTに応じ
て出力事象をF1300の処理で求める。なお、総合位相θT
と６つのモードとの関係は後に詳述する。さらに最後に
割込みインターバルΔt1間にパルスパターンを変化させ
るが、変化されるまでの時間tEnを位相θTとのデータテ
ーブルを参照することによつて求めておく処理をF1400
で行う。この処理によつて２つのレジスタ107と108に設
定する事象内容と事象変化時刻の２項目が求まつたこと
になる。
次に、このようにして求めておいた２つの項目を出力ポ
ート制御用の連想メモリ110に設定する処理F2000を第５
図に示す。
ート制御用の連想メモリ110に設定する処理F2000を第５
図に示す。
まずF2100で６個のトランジスタに必要な事象を設定と
時間設定が完了したかどうかを判断し、N0であればF220
0で該当する事象設定を行い、F2300で事象変化の時間設
定を行い処理を終わる。
時間設定が完了したかどうかを判断し、N0であればF220
0で該当する事象設定を行い、F2300で事象変化の時間設
定を行い処理を終わる。
次にこれらの２つの処理F1000とF2000がどのような時間
経過で起動されるかを第６図に示す。事象設定処理F200
0はΔt1ごとに生じるタイマ割込み2000に同期して起動
される。一方事象算出処理F1000はタイマ割込み2000に
先立つて生じる第２のタイマ割込み1000によつて起動さ
れ、F2000起動前に事象算出処理を完了させる。事象算
出処理F1000を事象設定処理F2000の直前で完了させるよ
うにしたのは最新データをF2000で使えるようにしたた
めである。勿論タイマ割込み間隔分のむだ時間要素が入
ってもよい場合には、FF2000に引き続いてF1000を行え
ばよい。その場合には割込み判定に要する時間が短くな
るので割込み間隔Δt1を短く設定でき変換装置の高周波
化が可能となる。
経過で起動されるかを第６図に示す。事象設定処理F200
0はΔt1ごとに生じるタイマ割込み2000に同期して起動
される。一方事象算出処理F1000はタイマ割込み2000に
先立つて生じる第２のタイマ割込み1000によつて起動さ
れ、F2000起動前に事象算出処理を完了させる。事象算
出処理F1000を事象設定処理F2000の直前で完了させるよ
うにしたのは最新データをF2000で使えるようにしたた
めである。勿論タイマ割込み間隔分のむだ時間要素が入
ってもよい場合には、FF2000に引き続いてF1000を行え
ばよい。その場合には割込み判定に要する時間が短くな
るので割込み間隔Δt1を短く設定でき変換装置の高周波
化が可能となる。
従つて、この実施例によれば、所定事象と時刻の設定が
終われば、マイコン内の連想メモリ部が出力ポート制御
を引き受けるので、主プロセツサ部は出力処理から解放
される。
終われば、マイコン内の連想メモリ部が出力ポート制御
を引き受けるので、主プロセツサ部は出力処理から解放
される。
次に第７図を用いて処理F1300のパルスパターンの決定
について説明する。
について説明する。
この実施例では、電気角60°ごとにパルスパターンを変
化させ、360°で一巡する６組のモードを繰り返すよう
にしている。そこで60°を区間とする６組のモードM1〜
M6を総合位相θTで選択するようにした。そのフローチ
ヤートが第７図である。なお、位相θTが０°〜360°以
外の領域に出た場合には360°を加減算して領域内にθT
を引きもどす領域チエツクをF1300の先頭で行つてお
く。
化させ、360°で一巡する６組のモードを繰り返すよう
にしている。そこで60°を区間とする６組のモードM1〜
M6を総合位相θTで選択するようにした。そのフローチ
ヤートが第７図である。なお、位相θTが０°〜360°以
外の領域に出た場合には360°を加減算して領域内にθT
を引きもどす領域チエツクをF1300の先頭で行つてお
く。
次に第８図ではモードM1〜M6で具体的に期間Δt1の間、
常時点弧させておくトランジスタ、事象発生までの間点
弧させ、消弧させるトランジスタ、事象発生までの間消
弧させておき、その後、点弧させるトランジスタの各組
み合わせを示す。従つて位相θTがわかればモードがわ
かり、消点弧させるべきトランジスタが特定できること
になり、この時点（F1300の処理が終わつた時点）でま
だわからないのは、いつ消点弧を行うかということだけ
となる。ここで点弧についてはたとえば事象設定の際に
レジスタに“1"を、消弧については“0"を設定するとい
う具合にそれぞれのトランジスタに出力指定を行うこと
を意味する。
常時点弧させておくトランジスタ、事象発生までの間点
弧させ、消弧させるトランジスタ、事象発生までの間消
弧させておき、その後、点弧させるトランジスタの各組
み合わせを示す。従つて位相θTがわかればモードがわ
かり、消点弧させるべきトランジスタが特定できること
になり、この時点（F1300の処理が終わつた時点）でま
だわからないのは、いつ消点弧を行うかということだけ
となる。ここで点弧についてはたとえば事象設定の際に
レジスタに“1"を、消弧については“0"を設定するとい
う具合にそれぞれのトランジスタに出力指定を行うこと
を意味する。
第９図では事象を変化させる時間を求める処理（第３図
のF1400）について説明する。結論的には正弦波出力に
近い波形が得られればよいのであるから、この実施例で
は位相θTに応じてsinθTと120°位相ずれのあるsin
（θT−120°）,sin（θT−240°）の波高値の比に通流
率γ*を掛けた値にΔt1を分配するようにした。つまり
第1,第２の事象発生（パルスパターンを変化させるこ
と）までの時間tE1n，tE2nを下式のようにθTとγ*の関
数とするのである。
のF1400）について説明する。結論的には正弦波出力に
近い波形が得られればよいのであるから、この実施例で
は位相θTに応じてsinθTと120°位相ずれのあるsin
（θT−120°）,sin（θT−240°）の波高値の比に通流
率γ*を掛けた値にΔt1を分配するようにした。つまり
第1,第２の事象発生（パルスパターンを変化させるこ
と）までの時間tE1n，tE2nを下式のようにθTとγ*の関
数とするのである。
tE1n＝Δt1・｛sin（θT−240°）｝・γ* tE2n＝Δt2・｛sinθT｝・γ* 従つてパルスパターンの例を第10図に示すように、この
通流率γ*の値が小さくなるとtE1n，tE2nの値がともに
小さくなつて（Δt1−tE1n−tE2n）は増大し、上下アー
ムの素子を短絡する期間が伸びることによつて通流率γ
*の減少を実現することになる。
通流率γ*の値が小さくなるとtE1n，tE2nの値がともに
小さくなつて（Δt1−tE1n−tE2n）は増大し、上下アー
ムの素子を短絡する期間が伸びることによつて通流率γ
*の減少を実現することになる。
そして、この結果、交流電源の周波数（例えば50Hz）と
同じ正弦波をパルス幅に変調されたPWM信号が生成で
き、これが制御に使用されることになるので、交流電源
からの入力を充分に正弦波に近付けることができるよう
にすることができる。
同じ正弦波をパルス幅に変調されたPWM信号が生成で
き、これが制御に使用されることになるので、交流電源
からの入力を充分に正弦波に近付けることができるよう
にすることができる。
この第10図は動作モードとトランジスタ51〜56に与えら
れるポート出力信号S51〜S56の一例を示したもので、モ
ードに電気角上のばらつきがあるのは、周波数指令ω1 *
に対してタイマ割込み間隔Δt1が非同期であるために生
じたものであり、これをなくすにはω1 *に対してΔt1を
ちようど割り切れるような値に設定すればよい。
れるポート出力信号S51〜S56の一例を示したもので、モ
ードに電気角上のばらつきがあるのは、周波数指令ω1 *
に対してタイマ割込み間隔Δt1が非同期であるために生
じたものであり、これをなくすにはω1 *に対してΔt1を
ちようど割り切れるような値に設定すればよい。
それでは、次に、この図のモード１のはじめの部分を例
にとつて具体化した事象設定処理のフローチヤートを第
11図に示す。なお、前述のように、第５図では概略説明
のためループ構成で説明したが、実際には第11図に示す
ように直列的に流れる処理としている。
にとつて具体化した事象設定処理のフローチヤートを第
11図に示す。なお、前述のように、第５図では概略説明
のためループ構成で説明したが、実際には第11図に示す
ように直列的に流れる処理としている。
この第11図のフローチヤートは第10図の時点t0からt0＋
Δt1までの１つのタイマ割込み期間用の事象設定処理を
示したもので、まず、時点t0で割込みが生じると、F241
0でこのモード１では常時点弧するトランジスタ55（第
８図参照）と第１の事象発生までの間点弧するトランジ
スタ53にすぐに点弧信号が発生するように事象セツトと
時刻セツトをそれぞれのトランジスタについて２組のセ
ツトを行う。すなわち、トランジスタ55と53に対応する
ポート３と５に“1"を発生するような事象セツトを行
い、次に時刻セツトとしての今の時刻t0に所定時間tdを
加えて所定レジスタにセツトする。このとき、すぐに点
弧するのであるから、この時間tdとしては可能な限り小
さな値を選ぶ必要がある。これによつて事象と時刻が連
想メモリ110にセツトされ、以後、スケジユール的にtd
経過後、トランジスタ55と53に“1"信号が出力されるこ
とになる。
Δt1までの１つのタイマ割込み期間用の事象設定処理を
示したもので、まず、時点t0で割込みが生じると、F241
0でこのモード１では常時点弧するトランジスタ55（第
８図参照）と第１の事象発生までの間点弧するトランジ
スタ53にすぐに点弧信号が発生するように事象セツトと
時刻セツトをそれぞれのトランジスタについて２組のセ
ツトを行う。すなわち、トランジスタ55と53に対応する
ポート３と５に“1"を発生するような事象セツトを行
い、次に時刻セツトとしての今の時刻t0に所定時間tdを
加えて所定レジスタにセツトする。このとき、すぐに点
弧するのであるから、この時間tdとしては可能な限り小
さな値を選ぶ必要がある。これによつて事象と時刻が連
想メモリ110にセツトされ、以後、スケジユール的にtd
経過後、トランジスタ55と53に“1"信号が出力されるこ
とになる。
なお、ここで所定時間tdを付加しているのは、次の理由
による。すなわち、事象を連想メモリ110にセツトし、
それから読み出されるまでにはいくらかの時間が必然的
に経過してしまう。従つて、この時間tdを付加しないで
今の時刻t0をセツトしたのでは、もはや比較器112での
一致は得られず、この事象を出力ポート106に与えるこ
とは不可能になつてしまうからである。
による。すなわち、事象を連想メモリ110にセツトし、
それから読み出されるまでにはいくらかの時間が必然的
に経過してしまう。従つて、この時間tdを付加しないで
今の時刻t0をセツトしたのでは、もはや比較器112での
一致は得られず、この事象を出力ポート106に与えるこ
とは不可能になつてしまうからである。
F2420では位相指令θ*の急変等で動作モードが前回と変
わつたことを想定して、このモードでは消弧状態にある
べきトランジスタの消弧確認処理を行う。処理はF2410
と同様連想メモリ110を用いるが、ここでは事象が消弧
であるのでポート1,2,4,6に“0"を発生するよう事象セ
ツトを行う。
わつたことを想定して、このモードでは消弧状態にある
べきトランジスタの消弧確認処理を行う。処理はF2410
と同様連想メモリ110を用いるが、ここでは事象が消弧
であるのでポート1,2,4,6に“0"を発生するよう事象セ
ツトを行う。
次に時点t0＋tE1nでトランジスタ53が消弧するようなス
ケジユール処理をF2430で行う。事象はポート３に“0"
出力であり、時刻はt0＋tE1nをセツトする。仮にtdがあ
る程度大きな値であれば、この時点で同一タイマ割込み
内で１つの出力ポートについて複数の事象が時刻をへだ
ててスケジユールされたことになる。
ケジユール処理をF2430で行う。事象はポート３に“0"
出力であり、時刻はt0＋tE1nをセツトする。仮にtdがあ
る程度大きな値であれば、この時点で同一タイマ割込み
内で１つの出力ポートについて複数の事象が時刻をへだ
ててスケジユールされたことになる。
さらにF2440ではトランジスタ53の消弧に代わつてトラ
ンジスタ51点弧のスケジユール設定が行われる。
ンジスタ51点弧のスケジユール設定が行われる。
なおここではトランジスタ53の消弧とトランジスタ51の
点弧を同一時刻としたが、過電圧防止として電流形コン
バータでは“1"期間をラツプさせ、電圧形では非ラツプ
期間を作るためtEnの時間をF2430とF2440で変える考慮
も可能であ。
点弧を同一時刻としたが、過電圧防止として電流形コン
バータでは“1"期間をラツプさせ、電圧形では非ラツプ
期間を作るためtEnの時間をF2430とF2440で変える考慮
も可能であ。
次に、第２の事象発生点t0＋tE2nでトランジスタ51を消
弧するスケジユール（F2450），トランジスタ52の点弧
するスケジユール（F2460）を引きつづいて行う。
弧するスケジユール（F2450），トランジスタ52の点弧
するスケジユール（F2460）を引きつづいて行う。
このように、以上の実施例では、位相θTの算出、θTに
基づいて消点弧すべきトランジスタを決定し、さらにθ
Tによつて消点弧する時間を決定し、最後に消点弧すべ
きトランジスタとその時刻を対にしてスケジユールを組
むという処理を所定時間Δt1ごとに行うようにしてお
り、従つて、この一連の処理により従来の搬送波と変調
波との比較による方式とくらべマイクロプロセツサ（AL
U）が常時比較に拘束されるというような不具合がなく
なるばかりか、電源電流波形は正弦波化され高調波成分
を電源にたれ流さないという大きな工業上のメリツトを
得ることができる。
基づいて消点弧すべきトランジスタを決定し、さらにθ
Tによつて消点弧する時間を決定し、最後に消点弧すべ
きトランジスタとその時刻を対にしてスケジユールを組
むという処理を所定時間Δt1ごとに行うようにしてお
り、従つて、この一連の処理により従来の搬送波と変調
波との比較による方式とくらべマイクロプロセツサ（AL
U）が常時比較に拘束されるというような不具合がなく
なるばかりか、電源電流波形は正弦波化され高調波成分
を電源にたれ流さないという大きな工業上のメリツトを
得ることができる。
なお、以上の説明では電源との同期化については特にふ
れていないが、Δt1ごとにくり返される一連の処理を電
源のゼロクロス信号に同期させる完全同期処理、ゼロク
ロス信号でΣω1 *Δt1をリセツトする同期方式等が考え
られるが本パルス制御方式はこれら同期方式に大きな制
約を受けるものではない。
れていないが、Δt1ごとにくり返される一連の処理を電
源のゼロクロス信号に同期させる完全同期処理、ゼロク
ロス信号でΣω1 *Δt1をリセツトする同期方式等が考え
られるが本パルス制御方式はこれら同期方式に大きな制
約を受けるものではない。
また上述の説明では出力電圧を０まで制御できるように
パルス幅制御と位相制御を併用する方式を用いたが、そ
の必要がない場合には総合位相θT算出時に位相制御成
分による位相値を省略すればよい。
パルス幅制御と位相制御を併用する方式を用いたが、そ
の必要がない場合には総合位相θT算出時に位相制御成
分による位相値を省略すればよい。
さらに第９図ではテーブルを小形化するために総合位相
θTの０°〜60°分しか持たなかつたが、０〜360°に広
げて持てば０°〜60°区間に位相θTを換算する処理が
簡単になるという効果がある。
θTの０°〜60°分しか持たなかつたが、０〜360°に広
げて持てば０°〜60°区間に位相θTを換算する処理が
簡単になるという効果がある。
また事象設定処理F2000内のスケジユール処理に第１図
ではワンチツプマイコン内のプログラマブルI/O機能を
利用したが、ポートが不足する場合、あるいはポート出
力信号のチエツク等でワンチツプマイコン内のプログラ
マブルI/Oが用いられない場合には、同等の機能を有す
る外付け周辺I/Oを用いても本発明の効果が損なわれな
いのは言うまでもない。
ではワンチツプマイコン内のプログラマブルI/O機能を
利用したが、ポートが不足する場合、あるいはポート出
力信号のチエツク等でワンチツプマイコン内のプログラ
マブルI/Oが用いられない場合には、同等の機能を有す
る外付け周辺I/Oを用いても本発明の効果が損なわれな
いのは言うまでもない。
以上説明したように、本発明によれば電流形コンバータ
の電源電流波形を正弦波化することができるので、従来
技術の問題点に対処でき、電源に高周波成分を流出させ
ることのない理想的なコンバータ装置を実現できる効果
がある。
の電源電流波形を正弦波化することができるので、従来
技術の問題点に対処でき、電源に高周波成分を流出させ
ることのない理想的なコンバータ装置を実現できる効果
がある。
第１図は本発明の一実施例を示す全体構成図、第２図は
電流形コンバータ装置の一例を示す回路図、第３図は事
象算出処理を示すフローチヤート、第４図は位相・通流
率特性の一例を示す説明図、第５図は事象設定処理を示
すフローチヤート、第６図は割込みタイミングの説明
図、第７図はモード選択処理を示すフローチヤート、第
８図はモードの説明図、第９図は時間設定の説明図、第
10図はPWM制御パルスの一例を示すタイムチヤート、第1
1図は事象設定処理を示すフローチヤートである。 １……交流電源、２……過電圧抑制用コンデンサ、３…
…電圧検出器、４……直流リアクトル、５……主スイツ
チング回路、51〜56……トランジスタ、６……負荷、７
……電流指令入力端子、８……電流検出器、９……比較
器、10……マイコン、101……入力ポート、102……内部
バス、103……ROM、104……RAN、105……ALU、106……
出力ポート、107……事象設定レジスタ、108……時刻設
定レジスタ、109……保持レジスタ、110……連想メモ
リ、111……タイマ、112……比較部、113……実行コン
トローラ。
電流形コンバータ装置の一例を示す回路図、第３図は事
象算出処理を示すフローチヤート、第４図は位相・通流
率特性の一例を示す説明図、第５図は事象設定処理を示
すフローチヤート、第６図は割込みタイミングの説明
図、第７図はモード選択処理を示すフローチヤート、第
８図はモードの説明図、第９図は時間設定の説明図、第
10図はPWM制御パルスの一例を示すタイムチヤート、第1
1図は事象設定処理を示すフローチヤートである。 １……交流電源、２……過電圧抑制用コンデンサ、３…
…電圧検出器、４……直流リアクトル、５……主スイツ
チング回路、51〜56……トランジスタ、６……負荷、７
……電流指令入力端子、８……電流検出器、９……比較
器、10……マイコン、101……入力ポート、102……内部
バス、103……ROM、104……RAN、105……ALU、106……
出力ポート、107……事象設定レジスタ、108……時刻設
定レジスタ、109……保持レジスタ、110……連想メモ
リ、111……タイマ、112……比較部、113……実行コン
トローラ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 飛田 敏光 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 高橋 秀明 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 上田 茂太 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭59−63976（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−95973（ＪＰ，Ａ)
Claims (3)
- 【請求項１】制御指令を所定のほぼ一定の周期ごとに取
り込んで、多相交流電力を直流電力に変換するコンバー
タの主スイッチング素子に対するPWM制御パルスを発生
するようにしたコンバータの制御装置において、上記制
御指令の中の周波数指令をほぼ一定周期毎に積分して上
記多相交流電圧の位相値を推定する手段と、上記位相値
と正弦関数に応じて上記PWM制御パルスのパルス幅を算
出する手段とを設け、上記所定のほぼ一定の周期の間に
複数のPWM制御パルスを発生するように構成したことを
特徴とするPWM形コンバータの制御装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、上記コン
バータが電流形コンバータであり、上記位相値は、上記
コンバータに対する電流指令と出力電流の偏差に対応し
て得られる位相指令を一構成要素として含むことを特徴
とするPWM形コンバータの制御装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項において、上記正弦
関数は、上記コンバータに対する電流指令と出力電流の
偏差の関数として定義される通流率を係数（ゲイン）と
して含むことを特徴とするPWM形コンバータの制御装
置。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61002877A JPH06101932B2 (ja) | 1986-01-11 | 1986-01-11 | Ｐｗｍ形コンバ−タの制御装置 |
| GB8700060A GB2186127B (en) | 1986-01-11 | 1987-01-05 | Apparatus for controlling power transducers |
| CA000527072A CA1280463C (en) | 1986-01-11 | 1987-01-09 | Apparatus for controlling power transducers of the pulse width modulation (pwm) control type |
| CN87100105A CN1010363B (zh) | 1986-01-11 | 1987-01-10 | 脉宽调制控制型电力转换器控制装置 |
| KR1019870000131A KR910009762B1 (ko) | 1986-01-11 | 1987-01-10 | Pwm 제어형 전력변환기의 제어장치 |
| US07/002,199 US4829416A (en) | 1986-01-11 | 1987-01-12 | Apparatus for controlling power transducers of the pulse width modulation (PWM) control type |
| DE19873700690 DE3700690A1 (de) | 1986-01-11 | 1987-01-12 | Vorrichtung zum steuern eines leistungswandlers |
| SG44590A SG44590G (en) | 1986-01-11 | 1990-06-22 | Apparatus for controlling power transducers |
| HK694/90A HK69490A (en) | 1986-01-11 | 1990-09-06 | Apparatus for controlling power transducers |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61002877A JPH06101932B2 (ja) | 1986-01-11 | 1986-01-11 | Ｐｗｍ形コンバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62163576A JPS62163576A (ja) | 1987-07-20 |
| JPH06101932B2 true JPH06101932B2 (ja) | 1994-12-12 |
Family
ID=11541580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61002877A Expired - Fee Related JPH06101932B2 (ja) | 1986-01-11 | 1986-01-11 | Ｐｗｍ形コンバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06101932B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0265667A (ja) * | 1988-08-27 | 1990-03-06 | Hitachi Ltd | コンバータの制御装置 |
| JPH08196077A (ja) * | 1994-11-18 | 1996-07-30 | Toshiba Corp | 電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置 |
| JP5447509B2 (ja) | 2009-04-27 | 2014-03-19 | 株式会社村田製作所 | ワイヤレス電力伝送端末 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5963976A (ja) * | 1982-10-01 | 1984-04-11 | Origin Electric Co Ltd | 整流装置の制御方法 |
| JPH0767280B2 (ja) * | 1985-10-21 | 1995-07-19 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
-
1986
- 1986-01-11 JP JP61002877A patent/JPH06101932B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62163576A (ja) | 1987-07-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |