JPH08204599A - 受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 １チップＩＣ化に適したダブルスーパーヘテ
ロダイン方式の受信機を提供する。 【構成】 直交形に構成した１対の第１ミキサ回路１
１、２１において、受信した高周波信号Ｓrを、ベース
バンドの１対の第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21に周波数変
換する。直交形に構成した１対の第２ミキサ回路１３、
２３において、第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21を、所定の
中間周波数の１対の第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23に周波
数変換する。この第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23を互いに
演算した結果の第２中間周波信号Ｓ4からもとの信号を
復調する。第２局部発振回路１５は、その第２局部発振
周波数がコンデンサおよび抵抗器により決定される発振
回路により構成する。第２中間周波フィルタ用のバンド
パスフィルタ５は、その中心周波数がコンデンサおよび
抵抗器により決定されるフィルタにより構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、スーパーヘテロダイ
ン方式の受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ダブルスーパーヘテロダイン方
式の受信機においては、第１中間周波数を、受信周波数
よりも十分に高く設定することにより、イメージ妨害信
号を問題のないレベルまで減衰させ、第２中間周波数を
第１中間周波数に比べて低く設定することにより、隣接
局の妨害を排除するようにしている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記のよう
に第１および第２中間周波数を設定した場合には、第２
局部発振周波数が高くなるので、第２局部発振周波数の
周波数精度を高くしないと、受信周波数にトラッキング
エラーを生じてしまう。

【０００４】これを防ぐには、第２局部発振信号を水晶
発振回路により形成すればよいが、そうすると、第１局
部発振信号をＰＬＬにより形成するためにも、水晶発振
回路を必要としているので、水晶発振回路が２つ必要と
なり、コストアップとなってしまう。

【０００５】また、第１局部発振信号を形成するＰＬＬ
の水晶発振回路の発振信号を逓倍して第２局部発振信号
を形成する方法もあるが、この場合には、逓倍回路の出
力信号から必要な周波数の第２局部発振信号だけを取り
出すために、バンドパスフィルタが必要となり、コスト
アップを招くとともに、受信機の小型化の妨げになって
しまう。さらに、スプリアス妨害特性についても、考慮
する必要があり、システムの設計上、問題を生じやす
い。

【０００６】また、第２局部発振信号を、水晶発振回路
により形成するにせよ、逓倍により形成するにせよ、第
１中間周波数が高くなるので、第１中間周波フィルタを
ＩＣ化することができない。

【０００７】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、直交形に構成され、受信した高周波信号を、十
分に低い周波数の１対の第１中間周波信号に周波数変換
する１対の第１ミキサ回路と、この１対の第１ミキサ回
路において、上記周波数変換を行うための第１局部発振
信号を形成する第１局部発振回路と、直交形に構成さ
れ、上記１対の第１中間周波信号を、所定の中間周波数
の１対の第２中間周波信号に周波数変換する１対の第２
ミキサ回路と、この１対の第２ミキサ回路において、上
記周波数変換を行うための第２局部発振信号を形成する
第２局部発振回路と、上記１対の第２ミキサ回路の出力
信号を互いに演算する演算回路と、この演算回路の出力
信号から上記第２中間周波信号を取り出すバンドパスフ
ィルタと、このバンドパスフィルタを通じて取り出され
た上記第２中間周波信号からもとの信号を復調する復調
回路とを有し、上記第２局部発振回路は、その第２局部
発振周波数がコンデンサおよび抵抗器により決定される
発振回路により構成し、上記バンドパスフィルタは、そ
の中心周波数がコンデンサおよび抵抗器により決定され
るフィルタにより構成するようにしたものである。

【０００９】

【作用】第２局部発振回路の第２局部発振周波数がばら
つくとき、バンドパスフィルタの中心周波数も、トラッ
キングエラーを吸収するように同様にばらつく。

【００１０】

【実施例】

［全体の構成］図１は、この発明をコードレス電話機の
親機および子機の受信回路に適用した場合であり、その
受信信号はＦＭ信号である。そして、その受信したＦＭ
信号Ｓrが、アンテナ１により受信され、プリセレクタ
用のバンドパスフィルタ２および高周波アンプ３を通じ
て直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第１ミキサ回路１１、
２１に供給される。

【００１１】また、第１局部発振回路としてＰＬＬ１４
が設けられ、このＰＬＬ１４から受信信号Ｓrのキャリ
ア周波数に等しい周波数の発振信号Ｓ14が取り出され
る。そして、この信号Ｓ14がミキサ回路１１に第１局部
発振信号として供給されるとともに、移相回路２４に供
給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ24がミキ
サ回路２１に第１局部発振信号として供給される。

【００１２】したがって、簡単のため、図２Ａに示すよ
うに、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。

【００１３】また、 Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ14、Ｓ24の振幅 とすれば、 Ｓ14＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ24＝Ｅ1・cosωoｔ である。

【００１４】したがって、 Ｓ11、Ｓ12：ミキサ回路１１、２１の出力信号 とすれば、 Ｓ11＝Ｓr・Ｓ14 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ21＝Ｓr・Ｓ24 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。

【００１５】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ11、Ｓ21がローパスフィルタ１２、２２に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ12、Ｓ22として取り出され、 Ｓ12＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ22＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、上式および図２Ａからも明
らかなように、信号Ｓ12、Ｓ22は、ベースバンドの信号
である。

【００１６】さらに、これら信号Ｓ12、Ｓ22が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１３、２３に供
給される。また、第２局部発振回路１５から比較的低い
周波数の第２局部発振信号Ｓ15が取り出され、この信号
Ｓ15がミキサ回路１３に供給されるとともに、移相回路
２５に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
25がミキサ回路２３に第２局部発振信号として供給され
る。

【００１７】したがって、 Ｓ15＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ25＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ15、Ｓ25の振幅 ωs＝２πｆs ｆsは、例えば55ｋHz とするとともに、 Ｓ13、Ｓ14：ミキサ回路１３、２３の出力信号 とすれば、 Ｓ13＝Ｓ12・Ｓ15 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ23＝Ｓ22・Ｓ25 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。

【００１８】そして、これらの信号Ｓ13、Ｓ23におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ13、Ｓ
23を変形すると、 Ｓ13＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ23＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。

【００１９】そして、これら信号Ｓ13、Ｓ23が加算回路
４に供給されて加算され、加算回路４からは、 Ｓ4＝Ｓ13＋Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ で示される加算信号Ｓ4が取り出される。

【００２０】そして、この加算信号Ｓ4を図示すると、
図２Ｂに示すようになり、この信号Ｓ4は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信
号Ｓ4は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。

【００２１】そこで、この第２中間周波信号Ｓ4が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ５及びリミッタ
アンプ６を通じてＦＭ復調回路７に供給されてもとのオ
ーディオ信号が復調され、このオーディオ信号が端子８
に取り出される。

【００２２】また、このとき、復調回路７の復調出力が
ＡＦＣ電圧形成回路９に供給されてＡＦＣ電圧Ｖ9形成
され、このＡＦＣ電圧Ｖ9が第２局部発振回路１５にそ
の第２局部発振周波数の制御信号として供給され、ＡＦ
Ｃが行われる。

【００２３】なお、加算回路４において、信号Ｓ13と信
号Ｓ23との加算を行わずに、減算を行うと、 Ｓimg＝Ｓ13−Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。そして、この信号Ｓimgは、上記した本来の第
２中間周波信号Ｓ4の占有周波数帯域において、その信
号Ｓ4の周波数スペクトラムを反転した状態で分布する
妨害信号、すなわち、イメージ妨害信号である。

【００２４】そして、一般に、ＦＭ受信機であれば、そ
の中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周
波フィルタはセラミックフィルタにより構成することに
なり、ＩＣ化することができない。

【００２５】しかし、上述の受信機においては、第１中
間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバンドの信号であり、第
２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低くすることができ
るので、フィルタ１２、２２、５を、抵抗器、コンデン
サ及びアンプを有するアクティブフィルタにより構成す
ることができる。したがって、高周波アンプ３から復調
回路７までの信号ラインを、フィルタ１２、２２、５を
含んでモノリシックＩＣに１チップＩＣ化することがで
きる。

【００２６】ただし、以上の構成だけでは、第２局部発
振回路１５の発振周波数ｆsと、バンドパスフィルタ５
の中心周波数と、復調回路７の復調特性（Ｓ字特性）の
中心周波数との間にずれがあると、結果として、受信周
波数にトラッキングエラーを生じてしまう。

【００２７】そこで、この発明においては、さらに、第
２局部発振回路１５、バンドパスフィルタ５および復調
回路７は、それらの発振周波数および中心周波数が、コ
ンデンサと抵抗器とにより決まる回路により構成され
る。

【００２８】［第２局部発振回路１５の場合］図３およ
び図４は、そのように構成された第２局部発振回路１５
の一例を分割して示すもので、図３の#1〜#4と図４の#1
〜#4とがつながる。そして、この例においては、この発
振回路１５は、エミッタ結合型の単安定マルチバイブレ
ータにより構成されている。

【００２９】すなわち、トランジスタＱ11、Ｑ12のエミ
ッタ間に、コンデンサＣ11が接続されるとともに、その
エミッタが定電流源用のトランジスタＱ13、Ｑ14のコレ
クタに接続される。また、トランジスタＱ11、Ｑ12のコ
レクタが、ダイオード接続されたトランジスタＱ15、Ｑ
16および抵抗器Ｒ11、Ｒ12の並列回路を通じて電源ライ
ンに接続される。

【００３０】さらに、トランジスタＱ17、Ｑ18が、定電
流源用のトランジスタＱ21、Ｑ22によりエミッタフォロ
ワとされるとともに、トランジスタＱ11、Ｑ12のコレク
タが、トランジスタＱ18、Ｑ17を通じてトランジスタＱ
12、Ｑ11のベースに接続される。

【００３１】また、このとき、トランジスタＱ13、Ｑ14
は、トランジスタＱ23、Ｑ24とともに、カレントミラー
回路３１を構成しているもので、トランジスタＱ23が入
力側、トランジスタＱ13、Ｑ14が出力側、トランジスタ
Ｑ24がバイアス用とされている。

【００３２】さらに、トランジスタＱ25がエミッタ接地
とされるとともに、そのベースと接地との間に、抵抗器
Ｒ13が接続され、トランジスタＱ25のコレクタ・ベース
間に、トランジスタＱ26のベース・エミッタ間が接続さ
れる。

【００３３】また、トランジスタＱ27、Ｑ28によりカレ
ントミラー回路３２が構成されるとともに、このとき、
トランジスタＱ27が入力側、トランジスタＱ28が出力側
とされる。そして、トランジスタＱ26のコレクタがトラ
ンジスタＱ27のコレクタに接続され、トランジスタＱ28
のコレクタがトランジスタＱ29のエミッタ・コレクタ間
を通じてトランジスタＱ23のコレクタに接続される。

【００３４】したがって、 ＶBE25：トランジスタＱ25のベース・エミッタ間電圧 ＩR13 ：抵抗器Ｒ13を流れる電流 とすれば、 ＩR13＝ＶBE25／Ｒ13 となる。

【００３５】そして、この電流ＩR13はトランジスタＱ2
7のコレクタ電流でもあるとともに、トランジスタＱ2
7、Ｑ28がカレントミラー回路３２を構成しているの
で、トランジスタＱ28のコレクタ電流は、電流ＩR13に
等しくなる。

【００３６】さらに、トランジスタＱ28のコレクタ電流
はトランジスタＱ23のコレクタ電流でもあるとともに、
トランジスタＱ23、Ｑ24、Ｑ13、Ｑ14がカレントミラー
回路３１を構成しているので、トランジスタＱ13、Ｑ14
のコレクタ電流は、電流ＩR13に等しくなる。

【００３７】したがって、この発振回路１５を等価回路
により示すと、図５のようになり、トランジスタＱ11、
Ｑ12のコレクタからは、図６に示すように、デューティ
ーレシオが50％のパルス電圧が取り出される。なお、 ＶF ：トランジスタＱ15、Ｑ16のベース・エミッタ間電
圧 である。

【００３８】そして、この取り出されたパルス電圧が、
差動アンプ３３を通じて分周回路（図示せず）に供給さ
れて周波数ｆsの信号に分周され、この分周信号が、第
２ミキサ回路１３に第２局部発振信号Ｓ15として供給さ
れるとともに、移相回路２５を通じて第２ミキサ回路２
３に第２局部発振信号Ｓ25として供給される。

【００３９】そして、この場合、 ｆ15：発振回路１５の発振周波数 とすれば、 ｆ15＝ＩR13／（４ＶFＣ11） となる。

【００４０】そして、上記のように、 ＩR13＝ＶBE25／Ｒ13 であるとともに、 ＶF＝ＶBE25 とみなすことができるので、発振周波数ｆ15は、 ｆ15＝（ＶBE25／Ｒ13）／（４ＶFＣ11） ＝１／（４Ｃ11Ｒ13） ・・・ (1) となる。

【００４１】つまり、この発振回路１５の発振周波数ｆ
15は、コンデンサＣ11および抵抗器Ｒ13により決定され
る。

【００４２】また、このとき、この例においては、ＡＦ
Ｃ電圧形成回路９が次のように構成される。すなわち、
復調回路７の復調出力が、抵抗器Ｒ91およびコンデンサ
Ｃ91を有するローパスフィルタ９１に供給されてＡＦＣ
電圧Ｖ9が取り出され、この電圧Ｖ9が、差動アンプ９２
に供給される。そして、この差動アンプ９２は、カレン
トミラー回路９３を負荷とするもので、その出力電流が
トランジスタＱ25のコレクタに供給される。

【００４３】したがって、発振回路１５の発振周波数ｆ
15が変動すると、第２中間周波信号Ｓ4の中心周波数が
変動してＡＦＣ電圧Ｖ9が変化するので、差動アンプ９
２およびカレントミラー回路９３の出力電流も、発振周
波数ｆ15の変動に対応して変化する。

【００４４】したがって、トランジスタＱ25のコレクタ
電流の大きさが、発振周波数ｆ15の変動に対応して変化
するので、トランジスタＱ13、Ｑ14のコレクタ電流も対
応して変化し、発振周波数ｆ15の変動はキャンセルされ
る。すなわち、ＡＦＣが行われたことになる。

【００４５】［バンドパスフィルタ５の場合］図７は、
第２中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ５の一例
を示すもので、この例においては、このバンドパスフィ
ルタ５は、バイクワッド型のアクティブフィルタにより
構成されている。

【００４６】すなわち、加算回路４からの第２中間周波
信号Ｓ4が、抵抗器Ｒ51を通じて位相反転タイプのオペ
アンプ５１に供給されるとともに、このオペアンプ５１
の出力端と入力端との間に、抵抗器Ｒ52およびコンデン
サＣ51の並列回路が接続される。また、アンプ５１の出
力端が抵抗器Ｒ53を通じて位相反転タイプのオペアンプ
５２の入力端に接続されるとともに、このオペアンプ５
２の出力端と入力端との間に、コンデンサＣ52が接続さ
れる。

【００４７】さらに、アンプ５２の出力端が抵抗器Ｒ54
を通じて位相反転タイプのオペアンプ５３の入力端に接
続されるとともに、このオペアンプ５３の出力端と入力
端との間に、抵抗器Ｒ55が接続される。また、アンプ５
３の出力端と、アンプ５１の入力端との間に、抵抗器Ｒ
56が接続され、アンプ５１の出力端が次段の入力端に接
続される。

【００４８】こうして、第２中間周波フィルタ用のバイ
クワッド型のバンドパスフィルタ５が構成されるが、こ
の場合、簡単のため、 Ｒ54＝Ｒ55 であってアンプ５３の利得が−１倍であるとする。そし
て、 ｆ5：フィルタ５の中心周波数 とすれば、 ｆ5＝１／｛２π（Ｃ51Ｃ52Ｒ53Ｒ56）**0.5｝ となる（X**0.5は、値Xの1/2乗を示す）。

【００４９】そこで、さらに、 Ｒ53＝Ｒ56＝Ｒ5 Ｃ51＝Ｃ52＝Ｃ5 とすれば、 ｆ5＝１／（２πＣ5Ｒ5） ・・・ (2) となる。

【００５０】つまり、図７のバンドパスフィルタ５の中
心周波数ｆ5は、コンデンサおよび抵抗器により決定さ
れる。

【００５１】［復調回路７の場合］図８および図９は復
調回路７の一例を分割して示すもので、図８の#11〜#15
と図９の#11〜#15とがつながる。そして、この例におい
ては、この復調回路７は、単安定マルチバイブレータ７
１によりパルスカウント型に構成されている。

【００５２】すなわち、トランジスタＱ71、Ｑ72がエミ
ッタ接地とされるとともに、そのコレクタに定電流源用
のトランジスタＱ73、Ｑ74が接続される。また、トラン
ジスタＱ71のコレクタと接地との間に、抵抗器Ｒ71が接
続されるとともに、そのコレクタがコンデンサＣ71を通
じてトランジスタＱ72のベースに接続され、このトラン
ジスタＱ72のコレクタが抵抗器Ｒ72を通じてトランジス
タＱ71のベースにされる。

【００５３】さらに、トランジスタＱ75に基準電圧源７
２から一定のバイアス電圧Ｖ72が供給されるとともに、
そのコレクタと電源ラインとの間に、ダイオード接続さ
れたトランジスタＱ76、Ｑ77の直列回路が接続される。
また、トランジスタＱ78が設けられ、そのベースがトラ
ンジスタＱ75のコレクタに接続され、トランジスタＱ78
のコレクタがトランジスタＱ72のベースに接続され、ト
ランジスタＱ78のエミッタと、電源ラインとの間に、抵
抗器Ｒ73が接続される。

【００５４】こうして、単安定マルチバイブレータ７１
が構成される。

【００５５】そして、リミッタアンプ６から図１０Ａに
示すように、互いに逆相で、矩形の第２中間周波信号±
Ｓ4が取り出され、この信号±Ｓ4がコンデンサＣ73、Ｃ
74により微分され、図１０Ｃ、Ｄに示すように、信号±
Ｓ4の立ち上がりおよび立ち下がりごとのパルス±Ｐ4が
取り出される。そして、この微分パルス±Ｐ4がトラン
ジスタＱ81、Ｑ83に供給され、これらパルスの立ち下が
りごとに交互にオフとされる。

【００５６】そして、このトランジスタＱ81、Ｑ83の出
力が、トランジスタＱ82、Ｑ84に供給されるとともに、
トランジスタＱ82、Ｑ84はワイヤードオア接続され、そ
のオア出力がトランジスタＱ72のベースに供給される。

【００５７】したがって、コンデンサＣ71は、トランジ
スタＱ82、Ｑ84がオンするごとに放電するとともに、ト
ランジスタＱ82、Ｑ84がオフのときに、トランジスタＱ
78のコレクタ電流により定電流で充電されるので、トラ
ンジスタＱ72のベースには、図１０Ｅに示すような鋸歯
状波電圧ＶBE72が得られる。なお、この鋸歯状波電圧Ｖ
BE72の最大値は、トランジスタＱ72のベース・エミッタ
間の順方向電圧に制限される。

【００５８】そして、トランジスタＱ72のベース電圧
が、そのように変化するので、トランジスタＱ72のコレ
クタには、図１０Ｆに示すようなパルス電圧ＶC72が取
り出される。この場合、鋸歯状波電圧ＶBE72の周期は、
第２中間周波信号±Ｓ4の周期に等しい。また、電圧ＶB
E72の傾斜部分は、コンデンサＣ71が定電流充電される
ことにより一定の上昇速度となっているので、この傾斜
部分の期間ＴCHGは一定である。したがって、パルス電
圧ＶC72のデューティーレシオは、第２中間周波信号±
Ｓ4の周波数に対応して変化していることになる。

【００５９】そして、このパルス電圧ＶC72がトランジ
スタＱ79を通じて電流スイッチ回路７３に供給される。
すなわち、トランジスタＰ71、Ｐ72によりトランジスタ
Ｐ73を定電流源として差動アンプ７４が構成され、パル
ス電圧ＶC72によりトランジスタＰ71、Ｐ72が互いに逆
相でオン・オフされる。

【００６０】そして、トランジスタＰ71、Ｐ72のコレク
タ出力がトランジスタＰ74、Ｐ75のベースに供給される
とともに、それらのコレクタにトランジスタＰ76、Ｐ77
のコレクタが接続される。このトランジスタＰ76、Ｐ77
はトランジスタＰ78とともに、カレントミラー回路７５
を構成しているもので、トランジスタＰ76が入力側、ト
ランジスタＰ77が出力側、トランジスタＰ78はバイアス
用とされている。なお、トランジスタＰ74、Ｐ75のエミ
ッタは定電流源用のトランジスタＰ79のコレクタに接続
される。

【００６１】また、トランジスタＰ75、Ｐ77のコレクタ
にコンデンサＣ72が接続されるとともに、コンデンサＣ
72、Ｃ73、抵抗器Ｒ74、Ｒ75およびオペアンプ７６によ
り積分用の２次のローパスフィルタ７７が構成される。

【００６２】したがって、パルス電圧ＶC72により、ト
ランジスタＰ71がオフ、トランジスタＰ72がオンになる
と、トランジスタＰ74がオフ、トランジスタＰ75がオン
になる。また、トランジスタＰ74がオフになることによ
りトランジスタＰ76がオフになってトランジスタＰ77が
オフになる。したがって、コンデンサＣ72は、トランジ
スタＰ75を通じて充電される。

【００６３】しかし、パルス電圧ＶC72により、逆にト
ランジスタＰ71がオン、トランジスタＰ72がオフになる
と、トランジスタＰ74がオン、トランジスタＰ75がオフ
になる。また、トランジスタＰ74がオンになることによ
りトランジスタＰ76がオンになってトランジスタＰ77が
オンになる。したがって、コンデンサＣ72は、トランジ
スタＰ77を通じて放電される。

【００６４】したがって、コンデンサＣ72は、パルス電
圧ＶC72にしたがって充電および放電されるので、コン
デンサＣ72には、パルス電圧ＶC72を積分した値、すな
わち、第２中間周波信号Ｓ4をパルスカウント方式によ
りＦＭ復調したオーディオ信号電圧が得られることにな
る。

【００６５】そして、実際には、コンデンサＣ72は、ロ
ーパスフィルタ７７の一部であるから、上記の積分動作
はフィルタ７７の全体により行われ、フィルタ７７から
ＦＭ復調されたオーディオ信号が取り出される。

【００６６】そして、この場合、入力信号（第２中間周
波信号Ｓ4）の周波数ｆsに対する復調出力電圧の特性
は、図１１に示すようになり、 ｆ7：復調回路７の復調特性の中心周波数 とすれば、図１０における充電期間ＴCHGに対して、 ｆ7＝１／（２ＴCHG） のとき、ダイナミックレンジが最大となる。

【００６７】そして、 Ｉ71：期間ＴCHGにおけるコンデンサＣ71の充電電流 とすれば、 ＴCHG＝Ｃ71ＶBE72／Ｉ71 であるから、周波数ｆ7は、 ｆ7＝Ｉ71／（２Ｃ71ＶBE72） となる。

【００６８】一方、この復調回路７において、トランジ
スタＱ78のベース・エミッタ間電圧と、トランジスタＱ
76のベース・エミッタ間電圧とは等しいので、抵抗器Ｒ
73のには、トランジスタＱ77のベース・エミッタ間電圧
に等しい電圧が印加されていることになる。

【００６９】したがって、 ＶBE77：トランジスタＱ77のベース・エミッタ間電圧 ＩR73 ：抵抗器Ｒ73を流れる電流 とすれば、 ＩR73＝ＶB77／Ｒ73 となるとともに、この電流ＩR73は、トランジスタＱ78
のコレクタ電流でもあり、さらに、期間ＴCHGにおける
コンデンサＣ71の充電電流Ｉ71でもあるから、 Ｉ71＝ＩR73＝ＶBE77／Ｒ73 となる。

【００７０】したがって、周波数ｆ7は、 ｆ7＝Ｉ71／（２Ｃ71ＶBE72） ＝（ＶBE77／Ｒ73）／（２Ｃ71ＶBE72） となる。そして、ＩＣにおいては、ＶB77＝ＶBE72とす
ることができるので、 ｆ7＝１／（２Ｃ71Ｒ73） ・・・ (3) となる。

【００７１】すなわち、この復調回路７の復調特性の中
心周波数ｆ7は、コンデンサおよび抵抗器により決定さ
れる。

【００７２】［まとめ］こうして、図１の受信機におい
ては、第２局部発振回路１５の発振周波数ｆ15と、バン
ドパスフィルタ５および復調回路７の中心周波数ｆ5、
ｆ7が、(1)〜(3)式に示すように、コンデンサおよび抵
抗器により決まるようにしているので、ＩＣ化した場合
に、コンデンサおよび抵抗器がばらつくことにより発振
周波数ｆ15および中心周波数ｆ5、ｆ7がばらついても、
これらは同じ方向に同じ割り合いでばらつくことにな
り、すなわち、連動することになる。

【００７３】したがって、トラッキング特性が良好とな
り、第１局部発振周波数ωoを、目的とする信号の周波
数に合わせるだけで、受信周波数を正確に決定すること
ができる。

【００７４】また、第２局部発振周波数ｆ15と、バンド
パスフィルタ５および復調回路７の中心周波数ｆ5、ｆ7
との差が小さいほど、言い換えれば、この差は第１中間
周波数であるから、第１中間周波数が低いほど、トラッ
キング特性をよくすることができるが、上述において
は、第１中間周波数は０なので、最良のトラッキング特
性を得ることができる。

【００７５】ちなみに、上述の数値例の場合、ＩＣ化に
よる第２局部発振周波数ｆ15および中心周波数ｆ5、ｆ7
の相対的なばらつきは、±１％〜±３％程度なので、受
信周波数に対するトラッキングエラーは±１ｋHz以下に
することができた。この値は、コードレス電話機のよう
な狭帯域ＦＭ信号においては、占有帯域幅から決定され
る中間周波フィルタの通過帯域が10ｋHz〜15ｋHzなの
で、十分に許容できる値である。

【００７６】さらに、第２局部発振信号Ｓ15を水晶発振
回路により形成したり、ＰＬＬ１４の水晶発振回路の発
振信号を逓倍したりする必要がないので、コストダウン
および受信機の小型化を行うことができる。さらに、ス
プリアス妨害特性を考慮する必要もなく、システムの設
計が容易になる。

【００７７】また、受信を希望する周波数と、実際に受
信される周波数との間に、微小なずれを生じても、これ
は、第２局部発振回路１５へのＡＦＣにより軽減され、
歪みの少ない受信ができる。

【００７８】なお、上述においては、第１中間周波数は
０であるが、０〜数ｋHzであれば、実用上、問題ない。
また、第２中間周波数ｆsも、ＩＣ内においてフィルタ
処理できる周波数、例えば数十ｋHz以下であればよい。

【００７９】また、第２局部発振回路１５、バンドパス
フィルタ５および復調回路７も、その発振周波数ｆ15お
よび中心周波数ｆ5、ｆ7が、コンデンサおよび抵抗器に
より決定できるものであれば、他のＣＲ発振回路、アク
ティブフィルタ回路などとすることができる。さらに、
受信信号がＡＭ信号の場合には、アンプ６をリニアアン
プとし、その出力信号をＡＭ検波すればよい。

【００８０】

【発明の効果】この発明によれば、ダブルスーパーヘテ
ロダイン方式の受信機の大部分の回路を１チップＩＣ化
することができる。また、受信機の簡略化、小型化、コ
ストダウンができる。さらに、ＩＣ化した場合、その製
造プロセスにより生じるコンデンサや抵抗器の値の絶対
値のばらつきを吸収でき、ＩＣ化に適している。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す系統図である。

【図２】図１の回路の動作を説明するための図である。

【図３】図１の回路の一部の一例を示す接続図である。

【図４】図３の続きの一例を示す接続図である。

【図５】図３の回路の等価回路図である。

【図６】図５の回路の動作を説明するための波形図であ
る。

【図７】図１の回路の他の一部の一例を示す接続図であ
る。

【図８】図１の回路の他の一部の一例を示す接続図であ
る。

【図９】図８の続きの一例を示す接続図である。

【図１０】図８および図９の回路の動作を説明するため
の波形図である。

【図１１】図８および図９の回路の動作を説明するため
の特性図である。

【符号の説明】

２ バンドパスフィルタ（プリセレクト用） ４ 加算回路 ５ バンドパスフィルタ（第２中間周波用） ７ ＦＭ復調回路 ９ ＡＦＣ電圧形成回路 １１、２１ 第１ミキサ回路 １２、２２ ローパスフィルタ １３、２３ 第２ミキサ回路 １４ ＰＬＬ（第１局部発振用） １５ 第２局部発振回路 ２４、２５ 移相回路

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直交形に構成され、受信した高周波信号
   を、十分に低い周波数の１対の第１中間周波信号に周波
   数変換する１対の第１ミキサ回路と、 この１対の第１ミキサ回路において、上記周波数変換を
   行うための第１局部発振信号を形成する第１局部発振回
   路と、 直交形に構成され、上記１対の第１中間周波信号を、所
   定の中間周波数の１対の第２中間周波信号に周波数変換
   する１対の第２ミキサ回路と、 この１対の第２ミキサ回路において、上記周波数変換を
   行うための第２局部発振信号を形成する第２局部発振回
   路と、 上記１対の第２ミキサ回路の出力信号を互いに演算する
   演算回路と、 この演算回路の出力信号から上記第２中間周波信号を取
   り出すバンドパスフィルタと、 このバンドパスフィルタを通じて取り出された上記第２
   中間周波信号からもとの信号を復調する復調回路とを有
   し、 上記第２局部発振回路は、その第２局部発振周波数がコ
   ンデンサおよび抵抗器により決定される発振回路により
   構成し、 上記バンドパスフィルタは、その中心周波数がコンデン
   サおよび抵抗器により決定されるフィルタにより構成す
   るようにした受信機。
2. 【請求項２】請求項１に記載の受信機において、 上記復調回路がＦＭ復調回路であり、 この復調回路の中心周波数がコンデンサおよび抵抗器に
   より決定されるようにした受信機。
3. 【請求項３】請求項１に記載の受信機において、 上記第２局部発振周波数を決定するコンデンサおよび抵
   抗器と、上記バンドパスフィルタの中心周波数を決定す
   るがコンデンサおよび抵抗器とを、１チップＩＣ化する
   ようにした受信機。
4. 【請求項４】請求項２に記載の受信機において、 上記第２局部発振周波数を決定するコンデンサおよび抵
   抗器と、上記バンドパスフィルタの中心周波数を決定す
   るがコンデンサおよび抵抗器と、上記復調回路の中心周
   波数を決定するコンデンサおよび抵抗器とを、１チップ
   ＩＣ化するようにした受信機。
5. 【請求項５】請求項３に記載の受信機において、 受信周波数の変更を上記第１局部発振信号の周波数の変
   更により行うようにした受信機。
6. 【請求項６】請求項４に記載の受信機において、 受信周波数の変更を上記第１局部発振信号の周波数の変
   更により行うようにした受信機。
7. 【請求項７】請求項５に記載の受信機において、 上記第１局部発振回路をＰＬＬにより構成し、 ＡＦＣ回路を設け、 このＡＦＣ回路により上記第２局部発振周波数をＡＦＣ
   制御するようにした受信機。
8. 【請求項８】請求項６に記載の受信機において、 上記第１局部発振回路をＰＬＬにより構成し、 ＡＦＣ回路を設け、 このＡＦＣ回路により上記第２局部発振周波数をＡＦＣ
   制御するようにした受信機。