JPH08242579A - スイッチング電源回路 - Google Patents

スイッチング電源回路

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JPH08242579A
JPH08242579A JP7044050A JP4405095A JPH08242579A JP H08242579 A JPH08242579 A JP H08242579A JP 7044050 A JP7044050 A JP 7044050A JP 4405095 A JP4405095 A JP 4405095A JP H08242579 A JPH08242579 A JP H08242579A
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JP
Japan
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resonance
current
transformer
power supply
inductance
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JP7044050A
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English (en)
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Masahiko Hatanaka
正彦 畠中
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Panasonic Holdings Corp
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Publication date
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 プッシュプル式スイッチング電源において電
圧共振及び電流共振の共振周波数、即ち時定数を共通の
共振インダクタによって決定することにより共振周波数
の変更が容易に実現できるスイッチング電源回路を提供
する。 【構成】 プッシュプル動作を行うスイッチ素子(1,2)
のオンオフ動作に従って入力されるトランス5の２次側
出力電流を共振インダクタ(14,15)とトランス5の漏れイ
ンダクタンスとの合成インダクタンスと電流共振コンデ
ンサ3との直列共振により電流共振させた後整流ダイオ
ード(7,8)によって整流しその結果得られる直流電流を
チョークコイル9を介して平滑コンデンサ10にチャージ
する。又、２つのスイッチ素子(1,2)がオフの期間はト
ランス5の自己インダクタンスと共振インダクタ(14,15)
との合成インダクタンスと、スイッチ素子(1,2)の浮遊
容量との並列共振により電圧共振を行う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はプッシュプル方式のスイ
ッチング電源回路に関するものであり、詳しくは電圧共
振及び電流共振を利用してスイッチング損失を大幅に減
少させ変換効率の向上を図ると共に、回路内の電流動作
波形を正弦波に近づけて低雑音化を図ったスイッチング
電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、スイッチング電源のうち高効率
な電源として共振を用いた電源があった。その中でも特
に大出力用として、２つのスイッチ素子を交互にオンオ
フするスイッチング素子を用いたプッシュプル方式の共
振型電源があった。
【０００３】以下に、従来のスイッチング電源の一種で
あるプッシュプル方式の共振型電源について説明する。
【０００４】図５は従来のスイッチング電源の一種であ
る共振型電源のブロック図を示すものである。図５にお
いて、１及び２はそれぞれ交互にオンオフするスイッチ
素子１及び２、３は電流共振用コンデンサ、４はスイッ
チ素子１及び２へエネルギーを供給する直流電源、５は
スイッチ素子から出力される交流信号を２次側へ出力す
るトランス、７及び８はトランス５から出力される交流
信号を直流に変換する整流ダイオード、９はチョークコ
イル、１０はチョークコイル９の出力信号を平滑する平
滑コンデンサ、１１は負荷、１２及び１３はスイッチ素
子１及び２に加わる電圧を共振させるための電圧共振コ
ンデンサである。
【０００５】以上のように構成されたスイッチング電源
回路について、以下その動作について説明する。
【０００６】まず、スイッチ素子１、２が交互にオンオ
フを繰り返しているとき前記各スイッチ素子の出力電圧
即ちトランス５への入力電圧は直流電源４の電圧のほぼ
２倍の波高値の交流電圧となり、前記トランス５へ入力
された電流は２次側端子で整流ダイオード７及び８によ
って整流された後、電流共振コンデンサ３に入力される
と共にチョークコイル９に入力される。ここで、チョー
クコイル９のインピーダンスが十分高いため電流共振コ
ンデンサ３に入力された電流はトランス５の漏れインダ
クタンスＬ４と電流共振コンデンサ３との直列共振によ
る電流共振が行われ、その結果得られる共振電流がチョ
ークコイル９及び平滑コンデンサ１０によって平滑され
て負荷１１へ送られることとなる。スイッチ素子１がオ
ンされている間この共振電流は半波経過して電流の向き
が逆になるところで整流ダイオード７が逆バイアスされ
てオフするため、直列共振が停止する。即ち、共振電流
が半波終了して電流が零に戻ったところで共振は自動的
に停止する。共振電流が零になった後はスイッチ素子１
をオンし続けてもなにも起こらないが、エネルギーを伝
達しない時間が長くなるだけで非効率であるため、多少
のマージンを持ってオフすればよい。又、漏れインダク
タンスＬ４及び電流共振コンデンサ３による共振時間は
一定であるためスイッチ素子１のオン時間も一定値でよ
い。
【０００７】次に、スイッチ素子１がオフする即ち２つ
のスイッチ素子共にオフの状態になるとトランス５の２
次側端子の電流は零となり、スイッチ素子１の電圧はト
ランス５の自己インダクタンスと電圧共振コンデンサ１
２との並列共振による一定の時定数で増加を始め直流電
源４の２倍の電圧値で保持される。そのタイミングでス
イッチ素子２をオンしてやると先程とは逆向きの共振電
流が２次側に流れ始めることとなる。以上の動作により
電圧共振と電流共振を交互に生じさせ回路内の電圧及び
電流を共振波形とすることによりスイッチ素子に加わる
電圧、及び電流に含まれる高調波成分を低減することが
でき、更に電圧、電流のオンオフ時の損失を低減するこ
とができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のス
イッチング電源回路では、電圧及び電流共振の時定数を
個別に設定する必要があり、特にオーディオ機器に用い
る場合、スイッチ素子、トランス、及びダイオードから
放射される不要輻射ノイズによって生じるＡＭチューナ
等の受信妨害を回避するためには、一旦決定したスイッ
チング周波数を変更して放送局から出される局波周波数
への影響を与えなくする必要があり、スイッチング周波
数に対応して各々の共振周波数を個別に調整しなければ
ならないという欠点があった。具体的には、電圧共振コ
ンデンサと電流共振コンデンサを別の定数のものに取り
替える必要があった。
【０００９】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、電圧及び電流の共振を行うための部品を共用化して
共振周波数の変更、或いは調整を容易に行うことのでき
るスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に第一の発明のスイッチング電源回路は、直流電源と、
直流電源の出力信号を交互にオンオフして交流信号に変
換し且つ浮遊容量を持った２つのスイッチ素子と、直流
電源の出力が中点タップに接続され交流信号を電気的に
絶縁すると共に２次側端子へ出力するトランスと、２次
側の出力信号を全波整流する整流部と、整流部の出力端
子に接続された電流共振コンデンサと、トランスの両端
に直列に接続された共振インダクタと、全波整流された
信号を平滑するチョークコイル及び平滑コンデンサとに
より構成されている。
【００１１】また、第二の発明のスイッチング電源回路
は、直流電源と、直流電源の出力信号を交互にオンオフ
して交流信号に変換する２つのスイッチ素子と、直流電
源の出力が中点タップに接続され交流信号を電気的に絶
縁すると共に２次側端子へ出力するトランスと、トラン
スの１次巻き線に並列に接続された少なくとも１つ以上
の共振コンデンサと、２つのスイッチ素子の両端にそれ
ぞれ接続される逆導通ダイオードと、２次側端子に接続
される整流部と、整流部の出力信号を平滑する平滑コン
デンサとにより構成されている。
【００１２】
【作用】上記した第一の発明のスイッチング電源回路に
おいて、第１及び第２のスイッチ素子が交互にオンオフ
を繰り返している時、トランスの２次側から順次出力さ
れる電流は整流ダイオードが順方向にバイアスされるた
め、整流ダイオードで整流された後チョークコイルを通
って平滑コンデンサに充電される。この時チョークコイ
ルのインダクタンスよりもトランスの漏れインダクタン
ス及び共振インダクタのインダクタンスを十分小さく設
定するため、トランスの漏れインダクタンスＬ４と共振
インダクタとの合成インダクタンスと電流共振コンデン
サとの直列共振により正弦波状の共振電流が流れる。共
振電流は半波経過すると電流の極性が反転しようとする
ため整流ダイオードが逆バイアスされ共振電流はゼロと
なりこのタイミングでスイッチ素子をオフすることによ
り共振電流を零の状態でオフすることができる。
【００１３】一方、第一及び第二のスイッチ素子が共に
オフの時、スイッチ素子に加わる電圧はトランス１次側
の自己インダクタンスと共振インダクタとの合成インダ
クタンスと、スイッチ素子及びトランス一次側の合成浮
遊容量との並列共振によって一定の時定数を持った傾き
で２倍の直流電圧値まで増加、或いは零電圧値まで減少
するため共振電圧を零の状態でオフすることができる。
これら電圧共振及び電流共振の共振周波数を決定する共
振インダクタを共用化したため、電圧及び電流共振周波
数を変更する場合共振インダクタのみの変更で調整可能
となるため、スイッチング周波数の変更に従った共振周
波数の調整が容易となる。
【００１４】また、第二の発明のスイッチング電源回路
において、第１及び第２のスイッチ素子が交互にオンオ
フを繰り返している時、２次側へ出力される電流は共振
コンデンサとトランスの漏れインダクタンスＬ４との直
列共振により共振波形となる。共振波形は半波経過して
再び零に戻ったタイミングで逆導通ダイオードがオンし
逆極性の電流を流す。この逆電流が再び零に戻るタイミ
ングでスイッチ素子をオフすることにより共振電流を零
の状態でオフすることができる。
【００１５】一方、第一及び第二のスイッチ素子が共に
オフの時、スイッチ素子に加わる電圧はトランス一次側
の自己インダクタンスと共振コンデンサとの並列共振に
よって一定の時定数を持った傾きで２倍の直流電圧値ま
で増加、或いは零電圧値まで減少するため共振電圧を零
の状態でオフすることができる。これら電圧共振及び電
流共振の共振周波数を決定する共振コンデンサを共用化
したため、電圧及び電流共振周波数を変更する場合共振
コンデンサの変更で調整可能となるため、スイッチング
周波数の変更に従った共振周波数の調整が容易となる。
【００１６】
【実施例】以下本発明の実施例について、図面を参照し
ながら説明する。
【００１７】図１は第一の発明の実施例におけるスイッ
チング電源回路のブロック図を示すものであり、図３は
各部の動作タイミング及び動作波形を示すものである。
【００１８】図１において、特徴的構成要素として１４
及び１５はスイッチ素子１及び２の浮遊容量との電圧共
振を行い且つ電流共振コンデンサとの電流共振を行うた
めの共振インダクタであり、その他は従来の構成と同様
である。
【００１９】以上のように構成された本実施例のスイッ
チング電源回路について、以下その動作について説明す
る。
【００２０】まずスイッチ素子１、２がそれぞれ図３
（ｇ）、(ｈ）のタイミングでゲート電圧のオンオフを繰
り返している時、スイッチ素子１及び２に加わる電圧値
は図３（ａ）、(ｂ）に示すように直流電源４の電圧Ｖi
のほぼ２倍となり、いづれかのスイッチ素子がオンの
時、順次トランス５の一次側から発生する電流はトラン
ス５を介して整流ダイオード７及び８へ順次入力され
る。整流ダイオード７及び８から順次出力される直流電
流は電流共振コンデンサ３及びチョークコイル９へ順次
入力される。この時負荷１１が未接続、即ち無負荷状態
の場合、トランス５の一次側から発生する電流ｉS1及び
ｉS2は図３（ｃ）、(ｄ）の点線で示すような励磁電流波
形のみとなる。更にチョークコイル９に入力された電流
は平滑コンデンサ１０で平滑される。ここでスイッチ素
子１がオンしている時即ちＳ１がハイの間は整流ダイオ
ード７が順方向にバイアスされるためチャージ電流が平
滑コンデンサ１０に流れ込むが、電流共振を行うための
条件として、スイッチ素子１及び整流ダイオード７のイ
ンピーダンスを十分小さいとすると、チョークコイル９
のインダクタンス＞＞トランス５の漏れインダクタンス
及び共振インダクタのインダクタンスと設定してチョー
クコイル９のインピーダンスを十分高くする必要があり
その値としては例えばチョークコイル９のインダクタン
スを１［ｍＨ］、トランスの漏れインダクタンス及び共
振インダクタ１４、１５のインダクタンスを５［μＨ］
に設定している。また、一般にトランスの漏れインダク
タンスは上記の値と同程度であり、特に共振インダクタ
１４、１５の設定に注意する必要がある。
【００２１】上記のような条件によりスイッチ素子１が
オンしている期間中２次側の電流はトランス５の漏れイ
ンダクタンス（即ちＬ４）と共振インダクタ１４との合
成インダクタンスと、電流共振コンデンサ３との直列共
振電流となる。この時の負荷１１を接続した場合の２次
側の共振電流ｉL1は図３（ｅ）に示すような波形とな
り、一次側の電流ｉS1は図３（ｃ）の実線で示すような
波形となる。この２次側共振電流は図３（ｅ）、(ｆ）に
示す通り半波経過して電流の向きが逆になるところで整
流ダイオード７が逆バイアスとなりオフするため直列共
振できなくなり共振が停止する。即ち共振電流が半波終
了して電流が零になったところで共振は自動的に止ま
る。従って、電流零で共振を終えるためには共振電流が
零に戻るまでスイッチ素子１をオンし続ける必要があ
る。
【００２２】次にスイッチ素子１がオフするとトランス
５の持つ自己インダクタンスと共振インダクタ１４との
合成インダクタンスと、スイッチ素子１の浮遊容量との
並列共振によって動作するため図３（ａ）に示すような
立ち上がりに傾斜を持った電圧波形となり、この傾斜の
期間中が並列共振期間となる。更にチャージが継続して
電圧値ＶS1が上昇し＋２Ｖiとほぼ同じ値となると並列
共振は終了する。
【００２３】一方スイッチ素子１がオフしたタイミング
ではトランス５の自己インダクタンスと共振インダクタ
１４との合成インダクタンスと、スイッチ素子１の浮遊
容量との並列共振によって一次側電流ｉS1が正方向に流
れるためスイッチ素子２にチャージしていた電荷がディ
スチャージされスイッチ素子２の電圧値ＶS2は図３
（ｂ）に示すような傾斜で降下する。この時の傾斜はチ
ャージの時と同様にトランス５の自己インダクタンスと
共振インダクタとの合成インダクタンスと、スイッチ素
子２の持つ浮遊容量との時定数で並列共振を行う。ディ
スチャージが終了すると共に並列共振も終了し、次にス
イッチ素子２がオンする即ち図３（ｈ）のＳ２がハイに
なると一次側電流ｉS2が順方向に流れ始めると共にトラ
ンス５の２次側から出力される電流ｉL2は整流ダイオー
ド８を通った後チョークコイル９を介して平滑コンデン
サ１０にチャージされると共に共振インダクタ１５とト
ランスの漏れインダクタンスＬ４との合成インダクタン
スと電流共振コンデンサ３との直列共振によって電流共
振を行うため図３（ｆ）に示すようなｉL2が得られる。
【００２４】以上の動作を繰り返すことによりスイッチ
素子１及び２はプッシュプル動作をしてトランス５を駆
動する。従って、トランス５を介して出力される２次側
の電流は整流ダイオード７及び８によって整流され、更
にチョークコイル９を通して平滑コンデンサ１０にチャ
ージされる。この時チョークコイル９のインダクタンス
＞＞トランス５の漏れインダクタンス及び共振インダク
タ１４、１５のインダクタンスとなるよう設定されてい
るため共振インダクタ１４及び１５とトランス５の漏れ
インダクタンスＬ４との合成インダクタンスと、電流共
振コンデンサ３との直列共振によりトランス５の２次側
からは共振電流が出力される。
【００２５】尚、スイッチ素子１及び２は素子自体の損
失が小さくドライブのし易さからＭＯＳ−ＦＥＴを用い
る方が好ましい。
【００２６】以上のように第一の発明の実施例によれ
ば、プッシュプル回路の２つのスイッチ素子の浮遊容量
とトランスの自己インダクタンスと共振インダクタとの
合成インダクタンスとによって電圧共振を行い、更にト
ランスの２次側電流を共振させるために電流共振コンデ
ンサと共振インダクタとトランスの漏れインダクタンス
との合成インダクタンスとによって直列共振を行う。こ
れら零電圧スイッチング、及び零電流スイッチングを行
うことにより、回路内部に生じるスパイク上のノイズ及
び内部波形に含まれる高調波成分を軽減しオーディオ機
器のチューナ妨害及び音質劣化の問題を著しく軽減する
ことができる。
【００２７】次に、図２は第二の発明の実施例のスイッ
チング電源回路のブロック図を示すものであり、図４は
各部の動作タイミング及び動作波形を示すものである。
図２において、特徴的構成要素として１６及び１７は電
圧及び電流共振を行うための共振コンデンサ、１９及び
２０はスイッチ素子１及び２に流れる逆極性の電流を通
すための逆導通ダイオード、１８は電流共振を行うため
のトランス５に含まれる漏れインダクタンスであり、そ
の他は従来の構成と同様である。
【００２８】以上のように構成された本実施例のスイッ
チング電源回路について、以下その動作について説明す
る。
【００２９】まず、スイッチ素子１、２がそれぞれ図４
（ｇ）、(ｈ）のタイミングでゲート電圧のオンオフを繰
り返している時、スイッチ素子１及び２に加わる電圧値
は図４（ａ）、(ｂ）に示すように直流電源４の電圧Ｖｉ
のほぼ２倍となり、いづれかのスイッチ素子がオンの
時、順次トランス５の一次側から発生する電流はトラン
ス５を介して整流ダイオード７及び８へ順次入力され
る。整流ダイオード７及び８から順次出力される直流電
流は平滑コンデンサ１０へ順次チャージされる。この時
負荷１１が未接続、即ち無負荷状態の場合、トランス５
の一次側から発生する電流ｉS1及びｉS2は図４（ｃ）、
(ｄ）の点線で示すような励磁電流波形のみとなる。こ
こでスイッチ素子１がオンしているとき即ちＳ１がハイ
の間は整流ダイオード７が順方向にバイアスされるため
チャージ電流が平滑コンデンサ１０に流れ込むが、トラ
ンス５の１次側自己インダクタンス＞＞漏れインダクタ
ンス１８となるよう設定しており、その値としては例え
ば１次側自己インダクタンスを５［ｍＨ］、漏れインダ
クタンスを１５［μＨ］であるため、１次側の電流は共
振コンデンサ１６と漏れインダクタンス１８との直列共
振による共振電流となる。
【００３０】この時負荷１１を接続した場合の一次側の
電流ｉS1は図４（ｃ）の実線で示すような波形となり、
２次側の共振電流ｉL1は図４（ｅ）に示すような波形と
なる。この１次側共振電流は図４（ｃ）に示すように半
波経過して電流の向きが逆になると逆導通ダイオード１
９がオンして共振コンデンサ１６のエネルギーを放出す
ることになる。従って、１次共振電流が逆向きになり再
びゼロに戻るタイミングまでスイッチ素子１をオンし続
ける必要がある。また、２次側共振電流は図４（ｅ）に
示す通り半波経過して電流の向きが逆になるところで整
流ダイオード７が逆バイアスとなりオフするため逆向き
の電流は流れないが、整流ダイオード７がオフした後整
流ダイオード８がオンして逆向き電流を放出することに
なる。
【００３１】次にスイッチ素子１がオフするとトランス
５の持つ自己インダクタンスと共振コンデンサ１６との
並列共振によって動作するため図４（ａ）に示すような
立ち上がりに傾斜を持った電圧波形となり、この傾斜の
期間中が並列共振期間となる。更にチャージが継続して
電圧値ＶS1が上昇し＋２Ｖiとほぼ同じ値となるタイミ
ングでスイッチ素子２をオンすることにより並列共振は
終了しスイッチ素子１に加わる電圧値は＋２Ｖiに保持
される。尚、この時電圧値が＋２Ｖiとなった以降もオ
フし続けた場合は電圧値にピークを持った共振波形とな
るためスイッチ素子１及び２の耐圧のマージンが大きく
必要となるため、スイッチ素子Ｓ２のオンタイミングの
設定に注意する必要がある。
【００３２】一方スイッチ素子１がオフしたタイミング
ではトランス５の自己インダクタンスと共振コンデンサ
１６との並列共振によって一次側電流ｉS1が正方向に流
れるため共振コンデンサ１７にチャージしていた電荷が
ディスチャージされスイッチ素子２の電圧値ＶS2は図４
（ｂ）に示すような傾斜で降下する。この時の傾斜はチ
ャージと同様トランス５の自己インダクタンスと共振コ
ンデンサ１７との時定数で並列共振を行う。ディスチャ
ージが終了すると共に並列共振も終了し、次にスイッチ
素子２がオンする即ち図４（ｈ）のＳ２がハイになると
一次側電流ｉS2が順方向に流れ始めると共にトランス５
の２次側から出力される電流ｉL2は整流ダイオード８を
通った後平滑コンデンサ１０にチャージされる。この時
１次側電流はスイッチ１のオン期間と同様共振コンデン
サ１７とトランスの漏れインダクタンス１８との直列共
振によって電流共振を行うため図４（ｄ）に示すような
共振電流となり、２次側電流は図４（ｆ）に示すような
ｉL2が得られる。
【００３３】以上の動作を繰り返すことによりスイッチ
素子１及び２はプッシュプル動作をしてトランス５を駆
動する。従って、トランス５を介して出力される２次側
の電流は整流ダイオード７及び８によって整流された後
平滑コンデンサ１０にチャージされる。この時トランス
５の自己インダクタンス＞＞漏れインダクタンス１８で
あるため１次側電流は共振コンデンサ１６及び１７とト
ランス５の漏れインダクタンスＬ４との直流共振となり
共振電流波形となる。 尚、トランスの設計上漏れイン
ダクタンスの値が著しく小さい場合、Ｌ４に相当するイ
ンダクタをトランス５の１次側両端に直列に接続してや
れば良く、この場合接続するインダクタＬ４の値は自己
インダクタンス＞＞Ｌ４とする必要がある。尚、スイッ
チ素子１及び２は素子自体の損失が小さくドライブのし
易さからＭＯＳ−ＦＥＴを用いる方が好ましい。
【００３４】以上のように第二の発明の実施例によれ
ば、プッシュプル回路の２つのスイッチ素子のオンオフ
によって、トランスの自己インダクタンスと共振コンデ
ンサとの電圧共振を行い、更にトランスの漏れインダク
タンスと共振コンデンサとによって電流共振を行うこと
により、トランスの１次側でのゼロ電圧スイッチング及
びゼロ電流スイッチングを行い回路内部に生じるスパイ
ク上のノイズ及び内部波形に含まれる高調波成分を軽減
し、且つ共振コンデンサを１次側に設けることにより２
次側に配置する場合と比較して電流値を小さくするとこ
ができコンデンサに対するストレスを軽減することがで
きる。 更に共振インダクタを必要としないため直流抵
抗による損失がなく効率を向上するとことができる。
【００３５】
【発明の効果】以上の実施例の説明より明らかなように
第一の発明は、プッシュプル動作を行うスイッチ素子の
オンオフ動作に従って入力されるトランスの２次側出力
電流を共振インダクタとトランスの漏れインダクタンス
との合成インダクタンスと電流共振コンデンサとの直列
共振により電流共振させた後整流ダイオードによって整
流しその結果得られる直流電流をチョークコイルを介し
て平滑コンデンサにチャージする。又、２つのスイッチ
素子がオフの期間はトランスの自己インダクタンスと共
振インダクタとの合成インダクタンスと、スイッチ素子
の浮遊容量との並列共振により電圧共振を行う。これに
より、共振インダクタを電圧共振、及び電流共振で共用
するようにしたためＡＭチューナ等の受信妨害を回避す
るためにスイッチング周波数を変更した際には共振イン
ダクタのインダクタンスを変更するだけで済み共振周波
数を容易に変更することができる。
【００３６】更に、これら電圧共振と電流共振の動作を
交互に完結するタイミングで行うことにより損失の極め
て少ないスイッチング動作が実現できるためオーディオ
機器のチューナ妨害及び音質劣化の問題を著しく軽減す
ることができる。
【００３７】また、第二の発明は、プッシュプル動作を
行うスイッチ素子のオンオフ動作に従って入力されるト
ランスの１次側出力電流を共振コンデンサとトランスの
漏れインダクタンスとの直列共振により電流共振させ、
逆導通ダイオードによって逆極性の電流を流して共振コ
ンデンサのエネルギーを放出させ、且つ２次側の整流ダ
イオードによって整流しその結果得られる直流電流を平
滑コンデンサにチャージする。又、２つのスイッチ素子
がオフの期間はトランスの自己インダクタンスと共振コ
ンデンサとの並列共振により電圧共振を行う。これによ
り共振コンデンサを電圧共振及び電流共振に共用するよ
うにしたのでＡＭチューナ等の受信妨害を回避するため
にスイッチング周波数を変更した際には共振コンデンサ
の容量を変更するだけで済み共振周波数を容易に変更す
ることができる。更に、これら電圧共振と電流共振の動
作を交互に完結するタイミングで行うことにより損失の
極めて少ないスイッチング動作が実現できるためオーデ
ィオ機器のチューナ妨害及び音質劣化の問題を著しく軽
減することができる。又、電圧及び電流共振を１次側で
行うようにしたので２次側出力を多出力化する際、従来
のような出力回路毎の共振回路及びチョークコイルを必
要とせず回路全体の小型化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一の発明の実施例のスイッチング電源回路の
ブロック図
【図２】第二の発明の実施例のスイッチング電源回路の
ブロック図
【図３】第一の発明の実施例のスイッチング電源回路に
おける各部の動作波形を示す図
【図４】第二の発明の実施例のスイッチング電源回路に
おける各部の動作波形を示す図
【図５】従来のスイッチング電源回路の構成を示すブロ
ック図
【符号の説明】
１，２ スイッチ素子 ３ 電流共振コンデンサ ４ 直流電源 ５ トランス ７，８ 整流ダイオード ９ チョークコイル １０ 平滑コンデンサ １１ 負荷 １２，１３ 電圧共振コンデンサ １４，１５ 共振インダクタ １６，１７ 共振コンデンサ １８ 漏れインダクタンス １９，２０ 逆導通ダイオード

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源と、前記直流電源の出力信号を
    交互にオンオフして交流信号に変換し且つ浮遊容量を持
    った２つのスイッチ素子と、前記直流電源の出力が中点
    タップに接続され前記交流信号を電気的に絶縁すると共
    に２次側端子へ出力するトランスと、前記２次側の出力
    信号を全波整流する整流部と、前記整流部の出力端子に
    接続された電流共振コンデンサと、前記トランスの両端
    に直列に接続された共振インダクタと、前記全波整流さ
    れた信号を平滑するチョークコイル及び平滑コンデンサ
    とを備えたスイッチング電源回路。
  2. 【請求項２】 共振インダクタのインダクタンスはトラ
    ンスの自己インダクタンス及びチョークコイルのインダ
    クタンスより小さいものであることを特徴とする請求項
    １記載のスイッチング電源回路。
  3. 【請求項３】 直流電源と、前記直流電源の出力信号を
    交互にオンオフして交流信号に変換する２つのスイッチ
    素子と、前記直流電源の出力が中点タップに接続され前
    記交流信号を電気的に絶縁すると共に２次側端子へ出力
    するトランスと、前記トランスの１次巻き線に並列に接
    続された少なくとも１つ以上のコンデンサと、前記２つ
    のスイッチ素子の両端にそれぞれ接続される逆導通ダイ
    オードと、前記２次側端子に接続される整流部と、前記
    整流部の出力信号を平滑する平滑コンデンサとを備えた
    スイッチング電源回路。
  4. 【請求項４】 コンデンサの容量はスイッチ素子に含ま
    れる浮遊容量より大きいことを特徴とする請求項３記載
    のスイッチング電源回路。
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