JPH08273882A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH08273882A JPH08273882A JP7022595A JP7022595A JPH08273882A JP H08273882 A JPH08273882 A JP H08273882A JP 7022595 A JP7022595 A JP 7022595A JP 7022595 A JP7022595 A JP 7022595A JP H08273882 A JPH08273882 A JP H08273882A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 19
- RTZKZFJDLAIYFH-UHFFFAOYSA-N Diethyl ether Chemical compound CCOCC RTZKZFJDLAIYFH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
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- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】低電圧で交流電源のリップルが少ない電圧を降
圧チョッパより出力し、インバータの負荷に印加する高
周波出力電圧も交流電源のリップルが少ない電源装置を
提供するにある。 【構成】インバータ２への印加電圧は、スイッチング素
子Ｑ1 、Ｑ2 の何れかオフの方に印加されるので、商用
交流電源Ｖｓの電圧がコンデンサＣ2 の電圧よりも小さ
い場合にはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の何れもオフ時
にコンデンサＣ 1 の電圧が印加される。商用交流電源Ｖ
ｓの電圧がコンデンサＣ2 の電圧よりも大きい場合に
は、スイッチング素子Ｑ1 には商用交流電源Ｖｓの電圧
とコンデンサＣ1 の電圧とを加算した電圧が、スイッチ
ング素子Ｑ2 にはコンデンサＣ1 の電圧が印加される。
圧チョッパより出力し、インバータの負荷に印加する高
周波出力電圧も交流電源のリップルが少ない電源装置を
提供するにある。 【構成】インバータ２への印加電圧は、スイッチング素
子Ｑ1 、Ｑ2 の何れかオフの方に印加されるので、商用
交流電源Ｖｓの電圧がコンデンサＣ2 の電圧よりも小さ
い場合にはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の何れもオフ時
にコンデンサＣ 1 の電圧が印加される。商用交流電源Ｖ
ｓの電圧がコンデンサＣ2 の電圧よりも大きい場合に
は、スイッチング素子Ｑ1 には商用交流電源Ｖｓの電圧
とコンデンサＣ1 の電圧とを加算した電圧が、スイッチ
ング素子Ｑ2 にはコンデンサＣ1 の電圧が印加される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流して得
た直流電圧を受けて高周波電圧に変換出力する電源装置
に関するものである。
た直流電圧を受けて高周波電圧に変換出力する電源装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１７は、特開昭５９−２２００８１号
公報に示された電源装置の回路を示しており、この図１
７の回路は商用交流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢで全波整
流して得られた直流電圧を、コンデンサＣ1 、インダク
タＬ2 、ダイオードＤ4 及びインバータ２のスイッチン
グ素子Ｑ1 より構成される降圧チョッパ１で降圧し、こ
の降圧した電圧をダイオードＤ3 を介してハーフブリッ
ジ型のインバータ２に印加するようにしたもので、電源
電圧Ｖinと、入力電流Ｉinは図１８（ａ）に示すような
関係となり、高力率となっている。
公報に示された電源装置の回路を示しており、この図１
７の回路は商用交流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢで全波整
流して得られた直流電圧を、コンデンサＣ1 、インダク
タＬ2 、ダイオードＤ4 及びインバータ２のスイッチン
グ素子Ｑ1 より構成される降圧チョッパ１で降圧し、こ
の降圧した電圧をダイオードＤ3 を介してハーフブリッ
ジ型のインバータ２に印加するようにしたもので、電源
電圧Ｖinと、入力電流Ｉinは図１８（ａ）に示すような
関係となり、高力率となっている。
【０００３】ハーフブリッジ型インバータ２はスイッチ
ング素子Ｑ2 、Ｑ1 の直列回路と、コンデンサＣ5 ，Ｃ
6 の直列回路を並列接続し、各直列回路の中点間にイン
ダクタＬ1 、コンデンサＣ2 からなる直列共振回路を接
続するとともにコンデンサＣ 2 に並列に負荷ＬＡを接続
したもので、全波整流器ＤＢ又は降圧チョッパ１のコン
デンサＣ1 の充電電圧を電源として動作するようになっ
ており、スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ1 を制御回路３によ
り交互にオン、オフし、スイッチング素子Ｑ2のオン時
にはスイッチング素子Ｑ2 →インダクタＬ1 →コンデン
サＣ2 と負荷ＬＡの並列回路→コンデンサＣ6 の経路で
電流を流し、またスイッチング素子Ｑ1のオン時にはコ
ンデンサＣ5 →コンデンサＣ2 と負荷ＬＡの並列回路→
インダクタＬ1 →スイッチング素子Ｑ1 の経路で電流が
流れ負荷ＬＡにはスイッチング素子Ｑ2 、Ｑ1 のスイッ
チング周波数の高周波電力が供給される。この場合イン
ダクタＬ1 とコンデンサＣ2 の共振作用によりコンデン
サＣ2 の両端に生じる電圧が負荷ＬＡに印加されること
になる。降圧チョッパ１は、スイッチング素子Ｑ1がオ
ンすると、全波整流器ＤＢの出力を電源としてコンデン
サＣ1 →インダクタＬ2 →ダイオードＤ4 →スイッチン
グ素子Ｑ1 の経路で電流が流れてコンデンサＣ1 が充電
されるとともにインダクタＬ2 にエネルギが蓄積され
る。スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、インダクタＬ
2 の蓄積エネルギにより、インダクタＬ 2 →ダイオード
Ｄ4 →インダクタＬ1 →コンデンサＣ2 と負荷ＬＡの並
列回路→ダイオードＤ2 →コンデンサＣ1 の経路でコン
デンサＣ1 が充電される。
ング素子Ｑ2 、Ｑ1 の直列回路と、コンデンサＣ5 ，Ｃ
6 の直列回路を並列接続し、各直列回路の中点間にイン
ダクタＬ1 、コンデンサＣ2 からなる直列共振回路を接
続するとともにコンデンサＣ 2 に並列に負荷ＬＡを接続
したもので、全波整流器ＤＢ又は降圧チョッパ１のコン
デンサＣ1 の充電電圧を電源として動作するようになっ
ており、スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ1 を制御回路３によ
り交互にオン、オフし、スイッチング素子Ｑ2のオン時
にはスイッチング素子Ｑ2 →インダクタＬ1 →コンデン
サＣ2 と負荷ＬＡの並列回路→コンデンサＣ6 の経路で
電流を流し、またスイッチング素子Ｑ1のオン時にはコ
ンデンサＣ5 →コンデンサＣ2 と負荷ＬＡの並列回路→
インダクタＬ1 →スイッチング素子Ｑ1 の経路で電流が
流れ負荷ＬＡにはスイッチング素子Ｑ2 、Ｑ1 のスイッ
チング周波数の高周波電力が供給される。この場合イン
ダクタＬ1 とコンデンサＣ2 の共振作用によりコンデン
サＣ2 の両端に生じる電圧が負荷ＬＡに印加されること
になる。降圧チョッパ１は、スイッチング素子Ｑ1がオ
ンすると、全波整流器ＤＢの出力を電源としてコンデン
サＣ1 →インダクタＬ2 →ダイオードＤ4 →スイッチン
グ素子Ｑ1 の経路で電流が流れてコンデンサＣ1 が充電
されるとともにインダクタＬ2 にエネルギが蓄積され
る。スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、インダクタＬ
2 の蓄積エネルギにより、インダクタＬ 2 →ダイオード
Ｄ4 →インダクタＬ1 →コンデンサＣ2 と負荷ＬＡの並
列回路→ダイオードＤ2 →コンデンサＣ1 の経路でコン
デンサＣ1 が充電される。
【０００４】そして電源電圧が低い間においてコンデン
サＣ1 はダイオードＤ3 によりインバータ２に接続さ
れ、インバータ２に直流電力を供給する。
サＣ1 はダイオードＤ3 によりインバータ２に接続さ
れ、インバータ２に直流電力を供給する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】降圧チョッパ１の出力
電圧は必ず電源電圧Ｖinのピーク値より低くなり、これ
が全波整流器ＤＢの出力とともにインバータ２の入力に
接続されるので、インバータ２の入力電圧ＶINV は図１
８（ｂ）に示すようになる。ここでＶDCはコンデンサＣ
1 の電圧、つまり降圧チョッパ１の出力電圧であり、回
路定数、スイッチング周波数等により決定される。この
図から分かるように電源電圧ｖinがコンデンサＣ1 の電
圧ＶDCより高い期間Ｔ1 と低い期間Ｔ2 とが交互に存在
し期間Ｔ1ではインバータ２に直接電源電圧Ｖinが印加
され、部分平滑電圧が印加された場合と同じように商用
周波のリップルを持つことになる。
電圧は必ず電源電圧Ｖinのピーク値より低くなり、これ
が全波整流器ＤＢの出力とともにインバータ２の入力に
接続されるので、インバータ２の入力電圧ＶINV は図１
８（ｂ）に示すようになる。ここでＶDCはコンデンサＣ
1 の電圧、つまり降圧チョッパ１の出力電圧であり、回
路定数、スイッチング周波数等により決定される。この
図から分かるように電源電圧ｖinがコンデンサＣ1 の電
圧ＶDCより高い期間Ｔ1 と低い期間Ｔ2 とが交互に存在
し期間Ｔ1ではインバータ２に直接電源電圧Ｖinが印加
され、部分平滑電圧が印加された場合と同じように商用
周波のリップルを持つことになる。
【０００６】従ってインバータ２のスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 の印加電圧Ｖ01、Ｖ02にも図１８（ｃ）（ｄ）
のように商用周波のリップル成分が発生し、負荷ＬＡに
印加される電圧ＶLAにも図１８（ｅ）に示すように商用
周波のリップルが発生する。ここで負荷ＬＡが放電灯の
場合、商用周波のリップルは発光効率の低下を招く上
に、波高率が高いため放電灯の寿命に悪い影響を与える
という問題があった。
1 、Ｑ2 の印加電圧Ｖ01、Ｖ02にも図１８（ｃ）（ｄ）
のように商用周波のリップル成分が発生し、負荷ＬＡに
印加される電圧ＶLAにも図１８（ｅ）に示すように商用
周波のリップルが発生する。ここで負荷ＬＡが放電灯の
場合、商用周波のリップルは発光効率の低下を招く上
に、波高率が高いため放電灯の寿命に悪い影響を与える
という問題があった。
【０００７】また商用交流電源Ｖｓの電圧が２００Ｖ又
は２７７Ｖのように高電圧であって、インバータ２の負
荷ＬＡが低Ｗの放電灯のときにはランプ電圧に比べて電
源電圧Ｖinが極端に高く、このような場合、電源電圧Ｖ
inを一旦降圧して、この降圧して得られた電圧でもって
インバータ２の入力電圧を得、この入力電圧でもってイ
ンバータ２により負荷ＬＡである放電灯に高周波電圧を
供給するのが望ましい。図１７の従来例は降圧チョッパ
１の機能を備えているが、インバータ２に印加される電
圧ＶINV は電源電圧Ｖinのピーク値となる期間がある。
従ってインバータ２の共振回路、つまりスイッチング素
子Ｑ2 、Ｑ1 の接続点と、コンデンサＣ 5 、Ｃ6 接続点
に間に接続されるインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 とか
らなる直列共振回路の設計は上記ピーク値を考慮して設
計せねばならず、インダクタＬ1を大きくして電源電圧
ＶinとコンデンサＣ2 に並列に接続される負荷ＬＡたる
放電灯のランプ電圧の差を分担する必要がある。このた
め共振回路の電気的負担が大きくて大型化し、また設計
も困難である。
は２７７Ｖのように高電圧であって、インバータ２の負
荷ＬＡが低Ｗの放電灯のときにはランプ電圧に比べて電
源電圧Ｖinが極端に高く、このような場合、電源電圧Ｖ
inを一旦降圧して、この降圧して得られた電圧でもって
インバータ２の入力電圧を得、この入力電圧でもってイ
ンバータ２により負荷ＬＡである放電灯に高周波電圧を
供給するのが望ましい。図１７の従来例は降圧チョッパ
１の機能を備えているが、インバータ２に印加される電
圧ＶINV は電源電圧Ｖinのピーク値となる期間がある。
従ってインバータ２の共振回路、つまりスイッチング素
子Ｑ2 、Ｑ1 の接続点と、コンデンサＣ 5 、Ｃ6 接続点
に間に接続されるインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 とか
らなる直列共振回路の設計は上記ピーク値を考慮して設
計せねばならず、インダクタＬ1を大きくして電源電圧
ＶinとコンデンサＣ2 に並列に接続される負荷ＬＡたる
放電灯のランプ電圧の差を分担する必要がある。このた
め共振回路の電気的負担が大きくて大型化し、また設計
も困難である。
【０００８】この種の電源装置としては図１９に示すよ
うに昇降圧チョッパを備えたもの（特開平５−２３６７
６２号公報）もあるが、降圧チョッパを用いたものにお
いて、上記の問題点を解決したものは無かった。尚図１
９のインバータ１はハーフブリッジ型のものである。図
中Ｄ12〜Ｄ15はダイオード、Ｃ7 は平滑コンデンサであ
る。
うに昇降圧チョッパを備えたもの（特開平５−２３６７
６２号公報）もあるが、降圧チョッパを用いたものにお
いて、上記の問題点を解決したものは無かった。尚図１
９のインバータ１はハーフブリッジ型のものである。図
中Ｄ12〜Ｄ15はダイオード、Ｃ7 は平滑コンデンサであ
る。
【０００９】本発明は、上記問題点に鑑みて為されたも
ので、その目的とするところは降圧チョッパを備えた電
源装置において、低電圧で交流電源のリップルが少ない
電圧を降圧チョッパより出力し、インバータの負荷に印
加する高周波出力電圧も交流電源のリップルが少ない電
源装置を提供するにある。
ので、その目的とするところは降圧チョッパを備えた電
源装置において、低電圧で交流電源のリップルが少ない
電圧を降圧チョッパより出力し、インバータの負荷に印
加する高周波出力電圧も交流電源のリップルが少ない電
源装置を提供するにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに請求項１の発明では、交流電源を整流手段で整流し
た直流電圧を受けて高周波電圧を出力する電源装置にお
いて、整流手段の出力側に接続された平滑用のコンデン
サと第１の充電用ダイオードと第１のスイッチング要素
との直列回路を接続するとともに、交流電源側若しくは
整流手段の出力側に直列にチョッパ用のインクタンス要
素を直列挿入し、該インダクタンス要素の蓄積エネルギ
を平滑用のコンデンサを介して放出させるようにインダ
クダンス要素と平滑用のコンデンサとを含む閉回路を構
成する第２の充電用ダイオードを備えた降圧チョッパ
と、平滑用のコンデンサと第１の充電用ダイオードとの
直列回路の両端間に接続される共振要素を含んでなる負
荷回路と、第１の充電用ダイオードと第１のスイッチン
グ要素との直列回路に逆並列接続した放電用ダイオード
と、スイッチング要素を含み、平滑用のコンデンサの両
端電圧を電源として高周波電圧に変換するインバータと
から成るものである。
めに請求項１の発明では、交流電源を整流手段で整流し
た直流電圧を受けて高周波電圧を出力する電源装置にお
いて、整流手段の出力側に接続された平滑用のコンデン
サと第１の充電用ダイオードと第１のスイッチング要素
との直列回路を接続するとともに、交流電源側若しくは
整流手段の出力側に直列にチョッパ用のインクタンス要
素を直列挿入し、該インダクタンス要素の蓄積エネルギ
を平滑用のコンデンサを介して放出させるようにインダ
クダンス要素と平滑用のコンデンサとを含む閉回路を構
成する第２の充電用ダイオードを備えた降圧チョッパ
と、平滑用のコンデンサと第１の充電用ダイオードとの
直列回路の両端間に接続される共振要素を含んでなる負
荷回路と、第１の充電用ダイオードと第１のスイッチン
グ要素との直列回路に逆並列接続した放電用ダイオード
と、スイッチング要素を含み、平滑用のコンデンサの両
端電圧を電源として高周波電圧に変換するインバータと
から成るものである。
【００１１】請求項２では、請求項１の発明において、
負荷回路を直流カット用コンデンサと負荷とを含む共振
要素の直列回路で構成し、該負荷回路に並列に第２のス
イッチング要素を接続し、該第２のスイッチング要素と
第１のスイッチング要素と負荷回路とを含めて変形ハー
フブリッジ型のインバータを構成して成るものである。
負荷回路を直流カット用コンデンサと負荷とを含む共振
要素の直列回路で構成し、該負荷回路に並列に第２のス
イッチング要素を接続し、該第２のスイッチング要素と
第１のスイッチング要素と負荷回路とを含めて変形ハー
フブリッジ型のインバータを構成して成るものである。
【００１２】請求項３では、請求項１の発明において、
負荷回路に並列に第２のインダクタンス要素とコンデン
サとの並列回路を接続し、該並列回路と第１のスイッチ
ング要素と負荷回路とを含めて一石型のインバータを構
成して成るものである。請求項４の発明では、平滑用の
コンデンサの両端に負荷回路を介して第２のスイッチン
グ要素を接続し、該第２のスイッチング要素と第１のス
イッチング要素と負荷回路とを含めてプッシュプル型の
インバータを構成して成るものである。
負荷回路に並列に第２のインダクタンス要素とコンデン
サとの並列回路を接続し、該並列回路と第１のスイッチ
ング要素と負荷回路とを含めて一石型のインバータを構
成して成るものである。請求項４の発明では、平滑用の
コンデンサの両端に負荷回路を介して第２のスイッチン
グ要素を接続し、該第２のスイッチング要素と第１のス
イッチング要素と負荷回路とを含めてプッシュプル型の
インバータを構成して成るものである。
【００１３】請求項５の発明では、請求項１の発明にお
いて、平滑用のコンデンサと第２の充電用ダイオードと
の直列回路の両端間に第２のスイッチング要素を接続す
るとともに、負荷回路を第３のスイッチング要素を介し
て平滑用のコンデンサと第２の充電用ダイオードとの直
列回路の両端間に接続し、第３のスイッチング要素に直
列に第４のスイッチング要素を接続して該直列回路を平
滑用のコンデンサの両端間に接続し、第１乃至第４のス
イッチング要素と負荷回路とを含めてフルブリッジ型イ
ンバータを構成して成るものである。
いて、平滑用のコンデンサと第２の充電用ダイオードと
の直列回路の両端間に第２のスイッチング要素を接続す
るとともに、負荷回路を第３のスイッチング要素を介し
て平滑用のコンデンサと第２の充電用ダイオードとの直
列回路の両端間に接続し、第３のスイッチング要素に直
列に第４のスイッチング要素を接続して該直列回路を平
滑用のコンデンサの両端間に接続し、第１乃至第４のス
イッチング要素と負荷回路とを含めてフルブリッジ型イ
ンバータを構成して成るものである。
【００１４】請求項６の発明では、負荷回路を第１の直
流カット用コンデンサと負荷とを含む共振要素の直列回
路で構成し、平滑用のコンデンサと第２の充電用ダイオ
ードとの直列回路の両端間に負荷回路及び第２のスイッ
チング要素を夫々接続し、第１の直流カット用コンデン
サに第２の直流カット用コンデンサを直列接続して、該
直列回路を平滑用のコンデンサに並列に接続し、第１、
第２の直流カット用コンデンサ、負荷回路、第１、第２
のスイッチング要素を含めてハーフブリッジ型のインバ
ータを構成して成るものである。
流カット用コンデンサと負荷とを含む共振要素の直列回
路で構成し、平滑用のコンデンサと第２の充電用ダイオ
ードとの直列回路の両端間に負荷回路及び第２のスイッ
チング要素を夫々接続し、第１の直流カット用コンデン
サに第２の直流カット用コンデンサを直列接続して、該
直列回路を平滑用のコンデンサに並列に接続し、第１、
第２の直流カット用コンデンサ、負荷回路、第１、第２
のスイッチング要素を含めてハーフブリッジ型のインバ
ータを構成して成るものである。
【００１５】請求項７の発明では、請求項１乃至請求項
６の発明において、チョッパ用インダクタンス要素を多
巻線によるトランスにて構成し、該トランスの１次巻線
を交流電源から整流手段を介して直列に接続される平滑
用のコンデンサと放電用ダイオードまでの経路に挿入さ
れ、トランスの他の巻線を１次巻線に蓄積されたエネル
ギが放出される方向の第１の充電用ダイオードに直列接
続して該直列回路を平滑用のコンデンサの両端間に接続
して成るものである。
６の発明において、チョッパ用インダクタンス要素を多
巻線によるトランスにて構成し、該トランスの１次巻線
を交流電源から整流手段を介して直列に接続される平滑
用のコンデンサと放電用ダイオードまでの経路に挿入さ
れ、トランスの他の巻線を１次巻線に蓄積されたエネル
ギが放出される方向の第１の充電用ダイオードに直列接
続して該直列回路を平滑用のコンデンサの両端間に接続
して成るものである。
【００１６】請求項８の発明では、請求項７の発明にお
いて、１次巻線を整流手段の出力側で挿入したものであ
る。請求項９の発明では、請求項７の発明において、１
次巻線を交流電源側に挿入したものである。
いて、１次巻線を整流手段の出力側で挿入したものであ
る。請求項９の発明では、請求項７の発明において、１
次巻線を交流電源側に挿入したものである。
【００１７】
【作用】請求項１の発明によれば、降圧チョッパがイン
バータのスイッチング要素を共有しているにもかかわら
ず、制御に工夫することなく負荷に交流電源周波のリッ
プルの少ないフラットな高周波電圧を印加することがで
きる。請求項２の発明によれば、変形ハーフブリッジ型
のインバータに適用できる。
バータのスイッチング要素を共有しているにもかかわら
ず、制御に工夫することなく負荷に交流電源周波のリッ
プルの少ないフラットな高周波電圧を印加することがで
きる。請求項２の発明によれば、変形ハーフブリッジ型
のインバータに適用できる。
【００１８】請求項３の発明によれば、一石型のインバ
ータに適用できる。請求項４の発明によれば、プッシュ
プル型のインバータに適用できる。請求項５の発明によ
れば、フルブリッジ型インバータに適用できる。請求項
６の発明によれば、ハーフブリッジ型のインバータに適
用できる。尚請求項７の発明は、請求項１乃至請求項６
の発明の実施態様であり、請求項８、９の発明は、請求
項７の発明はより詳細な実施態様である。
ータに適用できる。請求項４の発明によれば、プッシュ
プル型のインバータに適用できる。請求項５の発明によ
れば、フルブリッジ型インバータに適用できる。請求項
６の発明によれば、ハーフブリッジ型のインバータに適
用できる。尚請求項７の発明は、請求項１乃至請求項６
の発明の実施態様であり、請求項８、９の発明は、請求
項７の発明はより詳細な実施態様である。
【００１９】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。 （実施例１）図１は本実施例の回路構成を示しており、
この実施例回路では、商用交流電源Ｖｓを全波整流する
全波整流器ＤＢの両出力端間に降圧チョッパ用インダク
タＬ 2 、平滑用のコンデンサＣ1 、第１の充電用のダイ
オードＤ4 、第１のスイッチング要素たるスイッチング
素子Ｑ1 の直列回路を接続し、更に全波整流器ＤＢの出
力端とインダクタＬ2 との接続点との間にインダクタＬ
2 の蓄積エネルギをコンデンサＣ1 に放出する向きに第
２の充電用のダイオードＤ5 を接続して降圧チョッパ１
を構成している。コンデンサＣ1 の放電用ダイオードＤ
3 はコンデンサＣ1 とダイオードＤ4 との接続点と、ス
イッチング素子Ｑ1 と全波整流器ＤＢの出力端との間に
接続している。インバータ２は、コンデンサＣ1 とダイ
オードＤ 3 の両端にスイッチング素子Ｑ1 とダイオード
Ｄ2 の並列回路からなる第２のスイッチング要素を接続
し、更に負荷ＬＡとコンデンサＣ2 の並列回路と、直流
カット用コンデンサＣ3 と、インダクタＬ1 の直列回路
を接続して、所謂変形ハーフブリッジ型のインバータを
構成している。尚図においてスイッチング素子Ｑ2、Ｑ
1 を交互に高周波数でオン、オフさせる制御回路は示し
ていないが、図１６の従来例と同様に設けるのは勿論で
ある。
する。 （実施例１）図１は本実施例の回路構成を示しており、
この実施例回路では、商用交流電源Ｖｓを全波整流する
全波整流器ＤＢの両出力端間に降圧チョッパ用インダク
タＬ 2 、平滑用のコンデンサＣ1 、第１の充電用のダイ
オードＤ4 、第１のスイッチング要素たるスイッチング
素子Ｑ1 の直列回路を接続し、更に全波整流器ＤＢの出
力端とインダクタＬ2 との接続点との間にインダクタＬ
2 の蓄積エネルギをコンデンサＣ1 に放出する向きに第
２の充電用のダイオードＤ5 を接続して降圧チョッパ１
を構成している。コンデンサＣ1 の放電用ダイオードＤ
3 はコンデンサＣ1 とダイオードＤ4 との接続点と、ス
イッチング素子Ｑ1 と全波整流器ＤＢの出力端との間に
接続している。インバータ２は、コンデンサＣ1 とダイ
オードＤ 3 の両端にスイッチング素子Ｑ1 とダイオード
Ｄ2 の並列回路からなる第２のスイッチング要素を接続
し、更に負荷ＬＡとコンデンサＣ2 の並列回路と、直流
カット用コンデンサＣ3 と、インダクタＬ1 の直列回路
を接続して、所謂変形ハーフブリッジ型のインバータを
構成している。尚図においてスイッチング素子Ｑ2、Ｑ
1 を交互に高周波数でオン、オフさせる制御回路は示し
ていないが、図１６の従来例と同様に設けるのは勿論で
ある。
【００２０】而して図２（ａ）に示す電源電圧Ｖinが降
圧チョッパ１のコンデンサＣ1 の充電電圧ＶDCより低い
期間Ｔ2 では、コンデンサＣ1 の電圧ＶDCがダイオード
Ｄ3を介して電圧ＶINV としてインバータ２のスイッチ
ング素子Ｑ2 、Ｑ1 の直列回路に印加される。この場合
にはスイッチング素子Ｑ2 がオフ、スイッチング素子Ｑ
1 がオンの場合、コンデンサＣ1 →負荷ＬＡとコンデン
サＣ2 の並列回路→コンデンサＣ3 →インダクタＬ1 →
スイッチング素子Ｑ1 →ダイオードＤ3 →コンデンサＣ
1 の経路で電流が流れ、逆にスイッチング素子Ｑ2 がオ
ン、スイッチング素子Ｑ1 がオフの場合には、インダク
タＬ1 の蓄積エネルギがインダクタＬ1→ダイオードＤ
2 →負荷ＬＡとコンデンサＣ2 の並列回路→コンデンサ
Ｃ3 →インダクタＬ1 の経路で放出した後、コンデンサ
Ｃ3 の充電電荷が、コンデンサＣ 3 →負荷ＬＡとコンデ
ンサＣ2 の並列回路→スイッチング素子Ｑ2 →インダク
タＬ1 →コンデンサＣ3 の経路で放出する。従って負荷
ＬＡにはスイッチング素子Ｑ2 、Ｑ1 のスイッチング周
波数に対応する高周波の電力が供給されることになり、
インダクタＬ1 とコンデンサＣ2 との共振回路によって
発生するコンデンサＣ2 の両端に発生する共振電圧が負
荷ＬＡに印加される。
圧チョッパ１のコンデンサＣ1 の充電電圧ＶDCより低い
期間Ｔ2 では、コンデンサＣ1 の電圧ＶDCがダイオード
Ｄ3を介して電圧ＶINV としてインバータ２のスイッチ
ング素子Ｑ2 、Ｑ1 の直列回路に印加される。この場合
にはスイッチング素子Ｑ2 がオフ、スイッチング素子Ｑ
1 がオンの場合、コンデンサＣ1 →負荷ＬＡとコンデン
サＣ2 の並列回路→コンデンサＣ3 →インダクタＬ1 →
スイッチング素子Ｑ1 →ダイオードＤ3 →コンデンサＣ
1 の経路で電流が流れ、逆にスイッチング素子Ｑ2 がオ
ン、スイッチング素子Ｑ1 がオフの場合には、インダク
タＬ1 の蓄積エネルギがインダクタＬ1→ダイオードＤ
2 →負荷ＬＡとコンデンサＣ2 の並列回路→コンデンサ
Ｃ3 →インダクタＬ1 の経路で放出した後、コンデンサ
Ｃ3 の充電電荷が、コンデンサＣ 3 →負荷ＬＡとコンデ
ンサＣ2 の並列回路→スイッチング素子Ｑ2 →インダク
タＬ1 →コンデンサＣ3 の経路で放出する。従って負荷
ＬＡにはスイッチング素子Ｑ2 、Ｑ1 のスイッチング周
波数に対応する高周波の電力が供給されることになり、
インダクタＬ1 とコンデンサＣ2 との共振回路によって
発生するコンデンサＣ2 の両端に発生する共振電圧が負
荷ＬＡに印加される。
【００２１】一方電源電圧ＶinがコンデンサＣ1 の両端
電圧ＶDCより高い期間Ｔ1 にあっては、スイッチング素
子Ｑ1 がオンすると、全波整流器ＤＢの出力を電源とし
て、インダクタＬ2 →コンデンサＣ1 →ダイオードＤ4
→スイッチング素子Ｑ1 の経路で電流が流れ、コンデン
サＣ1 を充電しつつインダクタＬ2 にエネルギを蓄積し
ていく。このときインダクタＬ2 には電源電圧Ｖinとコ
ンデンサＣ1 の電圧Ｖ DCとの差電圧が発生し、インバー
タ２に印加される電圧ＶINV はコンデンサＣ1の電圧Ｖ
DCのみとなる。実際にはスイッチング素子Ｑ1 がオン
で、スイッチング素子Ｑ2 がオフであるため、スイッチ
ング素子Ｑ2 にコンデンサＣ1 の電圧ＶDCが印加され
る。
電圧ＶDCより高い期間Ｔ1 にあっては、スイッチング素
子Ｑ1 がオンすると、全波整流器ＤＢの出力を電源とし
て、インダクタＬ2 →コンデンサＣ1 →ダイオードＤ4
→スイッチング素子Ｑ1 の経路で電流が流れ、コンデン
サＣ1 を充電しつつインダクタＬ2 にエネルギを蓄積し
ていく。このときインダクタＬ2 には電源電圧Ｖinとコ
ンデンサＣ1 の電圧Ｖ DCとの差電圧が発生し、インバー
タ２に印加される電圧ＶINV はコンデンサＣ1の電圧Ｖ
DCのみとなる。実際にはスイッチング素子Ｑ1 がオン
で、スイッチング素子Ｑ2 がオフであるため、スイッチ
ング素子Ｑ2 にコンデンサＣ1 の電圧ＶDCが印加され
る。
【００２２】スイッチング素子Ｑ1 がオフで、スイッチ
ング素子Ｑ2 がオンのときには、インダクタＬ2 の蓄積
エネルギが、インダクタＬ2 →コンデンサＣ1 →ダイオ
ードＤ5 →インダクタＬ2 の経路で放出され、コンデン
サＣ1 を充電する。このときインダクタＬ2 にはコンデ
ンサＣ1 の電圧ＶDCと等しい電圧が発生しており、これ
は電源電圧Ｖinに重畳する向きであり、Ｖin＋ＶDCの電
圧がインバータ２に印加される。実際にはスイッチング
素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオフであるた
めスイッチング素子Ｑ1 に印加される。
ング素子Ｑ2 がオンのときには、インダクタＬ2 の蓄積
エネルギが、インダクタＬ2 →コンデンサＣ1 →ダイオ
ードＤ5 →インダクタＬ2 の経路で放出され、コンデン
サＣ1 を充電する。このときインダクタＬ2 にはコンデ
ンサＣ1 の電圧ＶDCと等しい電圧が発生しており、これ
は電源電圧Ｖinに重畳する向きであり、Ｖin＋ＶDCの電
圧がインバータ２に印加される。実際にはスイッチング
素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオフであるた
めスイッチング素子Ｑ1 に印加される。
【００２３】以上によりインバータ２への印加電圧Ｖ
INV は、 Ｖin＜ＶDCのときはＶDC Ｖin＞ＶDC且つスイッチング素子Ｑ1 がオンのときは
ＶDC Ｖin＞ＶDC且つスイッチング素子Ｑ2 がオンのときは
Ｖin＋ＶDC となり、図２（ｂ）に示す波形となる。
INV は、 Ｖin＜ＶDCのときはＶDC Ｖin＞ＶDC且つスイッチング素子Ｑ1 がオンのときは
ＶDC Ｖin＞ＶDC且つスイッチング素子Ｑ2 がオンのときは
Ｖin＋ＶDC となり、図２（ｂ）に示す波形となる。
【００２４】ところで、インバータ２への印加電圧Ｖ
INV は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2の何れかオフの方
に印加されるので、Ｖin＜ＶDCではスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ 2 の何れもオフ時に電圧ＶDCが印加され、Ｖin＞
ＶDCのときはスイッチング素子Ｑ1 にはＶin＋ＶDCなる
電圧が、スイッチング素子Ｑ2 には電圧ＶDCが印加され
る。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の印加電圧の波形は図
２（ｃ）（ｄ）は示すようになる。そしてスイッチング
素子Ｑ2 には入力電圧ＶinによらずコンデンサＣ 1 の電
圧ＶDCが印加される。
INV は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2の何れかオフの方
に印加されるので、Ｖin＜ＶDCではスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ 2 の何れもオフ時に電圧ＶDCが印加され、Ｖin＞
ＶDCのときはスイッチング素子Ｑ1 にはＶin＋ＶDCなる
電圧が、スイッチング素子Ｑ2 には電圧ＶDCが印加され
る。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の印加電圧の波形は図
２（ｃ）（ｄ）は示すようになる。そしてスイッチング
素子Ｑ2 には入力電圧ＶinによらずコンデンサＣ 1 の電
圧ＶDCが印加される。
【００２５】従って負荷回路をスイッチング素子Ｑ2 の
両端に接続する変形ハーフブリッジ型のインバータ２で
は特に制御に工夫を施すことなく、商用周波のリップル
の無いフラットな高周波出力が得られることになる。し
かもコンデンサＣ1 の電圧Ｖ DCは降圧チョッパ１による
直流電圧なので、電源電圧Ｖinよりも低くく設定可能
で、インバータ２の負荷ＬＡにも低い高周波電圧が出力
され、従来例で述べた高電源電圧で且つ低Ｗの放電灯の
点灯装置に用いる場合には特に有効で、インバータ２の
共振要素を小さくでき、小型で低コストの電源装置が実
現できる。
両端に接続する変形ハーフブリッジ型のインバータ２で
は特に制御に工夫を施すことなく、商用周波のリップル
の無いフラットな高周波出力が得られることになる。し
かもコンデンサＣ1 の電圧Ｖ DCは降圧チョッパ１による
直流電圧なので、電源電圧Ｖinよりも低くく設定可能
で、インバータ２の負荷ＬＡにも低い高周波電圧が出力
され、従来例で述べた高電源電圧で且つ低Ｗの放電灯の
点灯装置に用いる場合には特に有効で、インバータ２の
共振要素を小さくでき、小型で低コストの電源装置が実
現できる。
【００２６】（実施例２）本実施例は実施例１における
降圧チョッパ１を構成するインダクタＬ2 の位置を全波
整流器ＤＢの正極出力端側から負極出力端側へ図３に示
すように変えたもので、それに伴い降圧チョッパ１を構
成するダイオードＤ5 、Ｄ4 の位置及びコンデンサＣ1
の位置を変えるとともに、降圧チョッパ１のスイッチン
グ素子を兼ねるインバータ２のスイッチング素子Ｑ1 を
正極側に、負荷回路を並列接続するスイッチング素子Ｑ
2 とダイオードＤ2 からなるスイッチング要素を負極側
へ変え、またコンデンサＣ1 の放電用のダイオードＤ3
の位置を正極側に変えている。尚インバータ１の制御回
路は図示せず、また全体の動作は実施例１と同じである
ため、その動作の説明も省略する。
降圧チョッパ１を構成するインダクタＬ2 の位置を全波
整流器ＤＢの正極出力端側から負極出力端側へ図３に示
すように変えたもので、それに伴い降圧チョッパ１を構
成するダイオードＤ5 、Ｄ4 の位置及びコンデンサＣ1
の位置を変えるとともに、降圧チョッパ１のスイッチン
グ素子を兼ねるインバータ２のスイッチング素子Ｑ1 を
正極側に、負荷回路を並列接続するスイッチング素子Ｑ
2 とダイオードＤ2 からなるスイッチング要素を負極側
へ変え、またコンデンサＣ1 の放電用のダイオードＤ3
の位置を正極側に変えている。尚インバータ１の制御回
路は図示せず、また全体の動作は実施例１と同じである
ため、その動作の説明も省略する。
【００２７】（実施例３）本実施例は図４に示すように
実施例２におけるスイッチング素子Ｑ1 にバイポーラト
ランジスタを、また負荷回路を並列接続するスイッチン
グ素子Ｑ2 としてはＭＯＳＦＥＴを使用し、その寄生ダ
イオードを実施例２におけるダイオードＤ 2 として用い
ている。
実施例２におけるスイッチング素子Ｑ1 にバイポーラト
ランジスタを、また負荷回路を並列接続するスイッチン
グ素子Ｑ2 としてはＭＯＳＦＥＴを使用し、その寄生ダ
イオードを実施例２におけるダイオードＤ 2 として用い
ている。
【００２８】そして本実施例ではスイッチング素子Ｑ1
の駆動をインダクタＬ1 に設けた２次巻線の出力により
行い、スイッチング素子Ｑ2 の駆動を制御回路３により
行なうようにしたもので、スイッチング素子Ｑ1 の制御
回路を簡単化して、小型化と低コスト化を更に図ってい
る。 （実施例４）本実施例は、図５に示すように実施例１に
おけるインバータ２のスイッチング素子Ｑ2 とダイオー
ドＤ2 からなるスイッチング要素の代わりにコンデンサ
Ｃ4とインダクタＬ3 の並列回路を用いてインバータ２
を降圧チョッパ１のスイッチング素子を兼ねたスイッチ
ング素子Ｑ1 のみの一石式インバータとしたものであ
る。
の駆動をインダクタＬ1 に設けた２次巻線の出力により
行い、スイッチング素子Ｑ2 の駆動を制御回路３により
行なうようにしたもので、スイッチング素子Ｑ1 の制御
回路を簡単化して、小型化と低コスト化を更に図ってい
る。 （実施例４）本実施例は、図５に示すように実施例１に
おけるインバータ２のスイッチング素子Ｑ2 とダイオー
ドＤ2 からなるスイッチング要素の代わりにコンデンサ
Ｃ4とインダクタＬ3 の並列回路を用いてインバータ２
を降圧チョッパ１のスイッチング素子を兼ねたスイッチ
ング素子Ｑ1 のみの一石式インバータとしたものであ
る。
【００２９】降圧チョッパ１は、実施例１と同様に、ス
イッチング素子Ｑ1 のオン時に全波整流器ＤＢ→インダ
クタ２１→コンデンサＣ1 →ダイオードＤ4 →スイッチ
ング素子Ｑ1 →全波整流器ＤＢの経路で電流が流れるオ
ンループと、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時にインダク
タＬ2 →コンデンサＣ1 →ダイオードＤ5 →インダクタ
Ｌ2 の経路で電流が流れるオフループとから構成され
る。
イッチング素子Ｑ1 のオン時に全波整流器ＤＢ→インダ
クタ２１→コンデンサＣ1 →ダイオードＤ4 →スイッチ
ング素子Ｑ1 →全波整流器ＤＢの経路で電流が流れるオ
ンループと、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時にインダク
タＬ2 →コンデンサＣ1 →ダイオードＤ5 →インダクタ
Ｌ2 の経路で電流が流れるオフループとから構成され
る。
【００３０】而して本実施例回路では上記各実施例と同
様に図６（ａ）に示す商用交流電源Ｖｓの電圧Ｖinがコ
ンデンサＣ1 の電圧ＶDCより高い場合と低い場合とによ
ってスイッチング素子Ｑ1 の両端電圧は図６（ｃ）に示
すように変化するが、インダクタＬ3 の両端には図６
（ｂ）に示すように略フラットな電圧が現れる。従って
負荷回路はこのインダクタＬ3 の両端に接続されている
ので、負荷ＬＡに印加される高周波電圧も商用交流電源
Ｖｓの周期によらずフラットな電圧となる。
様に図６（ａ）に示す商用交流電源Ｖｓの電圧Ｖinがコ
ンデンサＣ1 の電圧ＶDCより高い場合と低い場合とによ
ってスイッチング素子Ｑ1 の両端電圧は図６（ｃ）に示
すように変化するが、インダクタＬ3 の両端には図６
（ｂ）に示すように略フラットな電圧が現れる。従って
負荷回路はこのインダクタＬ3 の両端に接続されている
ので、負荷ＬＡに印加される高周波電圧も商用交流電源
Ｖｓの周期によらずフラットな電圧となる。
【００３１】本実施例においても上記各実施例と同様に
特に制御に工夫をしなくても商用周波のリップルのない
フラットな高周波出力が得られる。 （実施例５）本実施例は、図７に示すようにフルブリッ
ジ型のインバータ２に適用したもので、降圧チョッパ１
は、実施例１と同様にインダクタＬ2 、コンデンサ
Ｃ1 、ダイオードＤ4 、スイッチング素子Ｑ1 、ダイオ
ードＤ5 から構成され、コンデンサＣ1 の両端間に接続
されるスイッチング素子Ｑ2 とダイオードＤ2 とからな
るスイッチング要素及び放電用ダイオードＤ3 は実施例
１の変形ハーフブリッジと同じ構成であり、またフルブ
リッジの他方のアームのスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ 4 の
直列回路は商用交流電源Ｖｓの影響を無くすためにコン
デンサＣ1 の両端に接続され、両スイッチング素子
Ｑ3 、Ｑ4 の接続点と、両スイッチング素子Ｑ2、Ｑ1
の接続点との間にはインダクタＬ1 と、コンデンサＣ2
と負荷ＬＡの並列回路とからなる共振回路たる負荷回路
が接続されている。尚Ｄ6 、Ｄ7 は各スイッチング素子
Ｑ3 、Ｑ4 に並列に接続したの還流用ダイオードであ
る。また各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を駆動する制御
回路は図示していないが、インバータ２は通常のフルブ
リッジ型のインバータと同様に動作する。
特に制御に工夫をしなくても商用周波のリップルのない
フラットな高周波出力が得られる。 （実施例５）本実施例は、図７に示すようにフルブリッ
ジ型のインバータ２に適用したもので、降圧チョッパ１
は、実施例１と同様にインダクタＬ2 、コンデンサ
Ｃ1 、ダイオードＤ4 、スイッチング素子Ｑ1 、ダイオ
ードＤ5 から構成され、コンデンサＣ1 の両端間に接続
されるスイッチング素子Ｑ2 とダイオードＤ2 とからな
るスイッチング要素及び放電用ダイオードＤ3 は実施例
１の変形ハーフブリッジと同じ構成であり、またフルブ
リッジの他方のアームのスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ 4 の
直列回路は商用交流電源Ｖｓの影響を無くすためにコン
デンサＣ1 の両端に接続され、両スイッチング素子
Ｑ3 、Ｑ4 の接続点と、両スイッチング素子Ｑ2、Ｑ1
の接続点との間にはインダクタＬ1 と、コンデンサＣ2
と負荷ＬＡの並列回路とからなる共振回路たる負荷回路
が接続されている。尚Ｄ6 、Ｄ7 は各スイッチング素子
Ｑ3 、Ｑ4 に並列に接続したの還流用ダイオードであ
る。また各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を駆動する制御
回路は図示していないが、インバータ２は通常のフルブ
リッジ型のインバータと同様に動作する。
【００３２】而して本実施例においても実施例１及び実
施例４と同様に制御に特に工夫を要さずとも商用周波の
リップルのないフラットな高周波出力が得られる。 （実施例６）本実施例は、図８に示すように実施例５に
おける降圧チョッパ１のインダクタＬ2 の位置を全波整
流器ＤＢの正極から負極へ変えたものであり、この位置
変更に伴って降圧チョッパ１の構成要素の接続位置が変
更され、またインバータ２のスイッチング素子Ｑ2 、Ｑ
1 の位置及びＱ4 、Ｑ3 の位置が逆転している。
施例４と同様に制御に特に工夫を要さずとも商用周波の
リップルのないフラットな高周波出力が得られる。 （実施例６）本実施例は、図８に示すように実施例５に
おける降圧チョッパ１のインダクタＬ2 の位置を全波整
流器ＤＢの正極から負極へ変えたものであり、この位置
変更に伴って降圧チョッパ１の構成要素の接続位置が変
更され、またインバータ２のスイッチング素子Ｑ2 、Ｑ
1 の位置及びＱ4 、Ｑ3 の位置が逆転している。
【００３３】而して本実施例は回路要素の位置関係が実
施例５と変わるものの基本的には同じ動作を為し、実施
例５と同様に制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリ
ップルのないフラットな高周波出力が得られ、しかも下
側のスイッチング素子Ｑ2 、Ｑ3 が同一ライン上に接続
されているため、このライン上にスイッチング素子の駆
動制御用グランドを設定することによりスイッチング素
子の駆動制御が簡単になり、更に小型、低コスト化が図
れる。
施例５と変わるものの基本的には同じ動作を為し、実施
例５と同様に制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリ
ップルのないフラットな高周波出力が得られ、しかも下
側のスイッチング素子Ｑ2 、Ｑ3 が同一ライン上に接続
されているため、このライン上にスイッチング素子の駆
動制御用グランドを設定することによりスイッチング素
子の駆動制御が簡単になり、更に小型、低コスト化が図
れる。
【００３４】（実施例７）本実施例は図９に示すように
スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ1 からなるプッシュプル型イ
ンバータ２に適用したもので、降圧チョッパ１の構成
は、実施例１と同様に、インダクタＬ2 、コンデンサＣ
1 、ダイオードＤ4 、スイッチング素子Ｑ 1 、ダイオー
ドＤ5 から構成される。
スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ1 からなるプッシュプル型イ
ンバータ２に適用したもので、降圧チョッパ１の構成
は、実施例１と同様に、インダクタＬ2 、コンデンサＣ
1 、ダイオードＤ4 、スイッチング素子Ｑ 1 、ダイオー
ドＤ5 から構成される。
【００３５】そしてインバータ２はコンデンサＣ1 から
トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 の中点との間にインダクタ
Ｌ3 を接続し、トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 の一端をダ
イオードＤ4 、スイッチング素子Ｑ1 ’の接続点に、ま
た１次巻線Ｎ1 の他端と、コンデンサＣ1 とダイオード
Ｄ4 の接続点との間にスイッチング素子Ｑ2 ’を接続
し、更に１次巻線Ｎ1 の両端には共振用のコンデンサＣ
6 を、またトランスＴ1の２次巻線Ｎ2 には負荷ＬＡを
接続して、通常のプッシュプル型インバータを構成して
いる。
トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 の中点との間にインダクタ
Ｌ3 を接続し、トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 の一端をダ
イオードＤ4 、スイッチング素子Ｑ1 ’の接続点に、ま
た１次巻線Ｎ1 の他端と、コンデンサＣ1 とダイオード
Ｄ4 の接続点との間にスイッチング素子Ｑ2 ’を接続
し、更に１次巻線Ｎ1 の両端には共振用のコンデンサＣ
6 を、またトランスＴ1の２次巻線Ｎ2 には負荷ＬＡを
接続して、通常のプッシュプル型インバータを構成して
いる。
【００３６】而して本実施例では、コンデンサＣ1 から
インダクタＬ3 、トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 、スイッ
チング素子Ｑ2 ’を介するループをコンデンサＣ1 の両
端に接続することにより、商用交流電源Ｖｓの影響を無
くしている。従って本実施例でも上記実施例１と同様に
制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリップルのない
フラットな高周波出力が得られる。
インダクタＬ3 、トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 、スイッ
チング素子Ｑ2 ’を介するループをコンデンサＣ1 の両
端に接続することにより、商用交流電源Ｖｓの影響を無
くしている。従って本実施例でも上記実施例１と同様に
制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリップルのない
フラットな高周波出力が得られる。
【００３７】尚図９ではスイッチング素子Ｑ1 ’，
Ｑ2 ’を駆動する制御回路については図示していない
が、プッシュプル型インバータとしては公知のものを使
用しており、ここでは特にインバータ２としての動作の
説明しない。 （実施例８）本実施例は図１０に示すように図７のフル
ブリッジ型のインバータ２におけるスイッチング素子Ｑ
3 、Ｑ4 を、直流用コンデンサＣ5 、Ｃ6 に置き替えた
ハーフブリッジ型のインバータ２を用いたものである。
インバータ２自体の動作は通常のハーフブリッジ型のイ
ンバータと変わらないためここでは説明は省略する。
Ｑ2 ’を駆動する制御回路については図示していない
が、プッシュプル型インバータとしては公知のものを使
用しており、ここでは特にインバータ２としての動作の
説明しない。 （実施例８）本実施例は図１０に示すように図７のフル
ブリッジ型のインバータ２におけるスイッチング素子Ｑ
3 、Ｑ4 を、直流用コンデンサＣ5 、Ｃ6 に置き替えた
ハーフブリッジ型のインバータ２を用いたものである。
インバータ２自体の動作は通常のハーフブリッジ型のイ
ンバータと変わらないためここでは説明は省略する。
【００３８】而して本実施例においても、実施例１と同
様に制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリップルの
ないフラットな高周波出力が得られる。 （実施例９）本実施例は図１１に示すように降圧チョッ
パ１のインダクタをフライバックトランスＴ2 の１次側
巻線Ｎ1 で構成し、その１次巻線Ｎ1 の一端を全波整流
器ＤＢの負極出力端に接続し、１次巻線Ｎ1 の他端と全
波整流器ＤＢの正極出力端との間にコンデンサＣ1 、ダ
イオードＤ4 、スイッチング素子Ｑ1 の直列回路を接続
して降圧チョッパ１のスイッチング素子Ｑ1 のオン時の
ループを形成するようになっている。更にコンデンサＣ
1 の両端にフライバックトランスＴ2 の２次側巻線Ｎ2
とダイオードＤ5 との直列回路をスイッチング素子Ｑ1
のオン時に蓄積されたエネルギをスイッチング素子Ｑ1
のオフ時にコンデンサＣ1 に対して放出する向きのルー
プが形成されるようにコンデンサＣ1 に接続してある。
様に制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリップルの
ないフラットな高周波出力が得られる。 （実施例９）本実施例は図１１に示すように降圧チョッ
パ１のインダクタをフライバックトランスＴ2 の１次側
巻線Ｎ1 で構成し、その１次巻線Ｎ1 の一端を全波整流
器ＤＢの負極出力端に接続し、１次巻線Ｎ1 の他端と全
波整流器ＤＢの正極出力端との間にコンデンサＣ1 、ダ
イオードＤ4 、スイッチング素子Ｑ1 の直列回路を接続
して降圧チョッパ１のスイッチング素子Ｑ1 のオン時の
ループを形成するようになっている。更にコンデンサＣ
1 の両端にフライバックトランスＴ2 の２次側巻線Ｎ2
とダイオードＤ5 との直列回路をスイッチング素子Ｑ1
のオン時に蓄積されたエネルギをスイッチング素子Ｑ1
のオフ時にコンデンサＣ1 に対して放出する向きのルー
プが形成されるようにコンデンサＣ1 に接続してある。
【００３９】インバータ２は実施例１と同様に変形ハー
フブリッジを構成するインバータを用いており、コンデ
ンサＣ1 の放電用ダイオードＤ3 がコンデンサＣ1 とダ
イオードＤ4 の接続点と、スイッチング素子Ｑ1 と全波
整流器ＤＢの接続点に接続され、コンデンサＣ1 とダイ
オードＤ4 の両端にスイッチング要素を構成するスイッ
チング素子Ｑ4 とダイオードＤ4 の並列回路並びに直流
カット用コンデナＣ3と共振要素（インダクタＬ1 、コ
ンデンサＣ2 、負荷ＬＡ）との直列回路からなる負荷回
路を接続して構成される。
フブリッジを構成するインバータを用いており、コンデ
ンサＣ1 の放電用ダイオードＤ3 がコンデンサＣ1 とダ
イオードＤ4 の接続点と、スイッチング素子Ｑ1 と全波
整流器ＤＢの接続点に接続され、コンデンサＣ1 とダイ
オードＤ4 の両端にスイッチング要素を構成するスイッ
チング素子Ｑ4 とダイオードＤ4 の並列回路並びに直流
カット用コンデナＣ3と共振要素（インダクタＬ1 、コ
ンデンサＣ2 、負荷ＬＡ）との直列回路からなる負荷回
路を接続して構成される。
【００４０】而して本実施例においても実施例１と同様
に制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリップルのな
いフラットな高周波出力が得られ、商用周波のリップル
のない高周波電圧を負荷ＬＡの両端に印加することがで
きる。 （実施例１０）本実施例は、図１２に示すように降圧チ
ョッパ１のインダクタを、Ｌ2 、Ｌ2’の２つのインダ
クタで構成し、夫々を全波整流器ＤＢのダイオード
Ｄ6 、Ｄ8のカソードと正極出力端との間に挿入し、夫
々のインダクタＬ2 、Ｌ2 ’の第２の充電用のダイオー
ドＤ5 ，Ｄ5 ’を全波整流器ＤＢのダイオードＤ6 、Ｄ
8 のカソードと、ダイオードＤ3 のカソードとの間に接
続している。
に制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリップルのな
いフラットな高周波出力が得られ、商用周波のリップル
のない高周波電圧を負荷ＬＡの両端に印加することがで
きる。 （実施例１０）本実施例は、図１２に示すように降圧チ
ョッパ１のインダクタを、Ｌ2 、Ｌ2’の２つのインダ
クタで構成し、夫々を全波整流器ＤＢのダイオード
Ｄ6 、Ｄ8のカソードと正極出力端との間に挿入し、夫
々のインダクタＬ2 、Ｌ2 ’の第２の充電用のダイオー
ドＤ5 ，Ｄ5 ’を全波整流器ＤＢのダイオードＤ6 、Ｄ
8 のカソードと、ダイオードＤ3 のカソードとの間に接
続している。
【００４１】本実施例ではスイッチング素子Ｑ1 のオン
時に降圧チョッパ１のインダクタＬ 2 ，Ｌ2 ’に商用交
流電源Ｖｓの電圧極性によって、交互にエネルギを蓄積
することになるが、降圧チョッパ１自体の動作は実施例
１と同様の降圧チョッパ１とは基本的には変わらず、従
って実施例１と同様に制御に特に工夫を要さずとも商用
周波のリップルのないフラットな高周波出力が得られ、
商用周波のリップルのない高周波電圧を負荷ＬＡの両端
に印加することができる。
時に降圧チョッパ１のインダクタＬ 2 ，Ｌ2 ’に商用交
流電源Ｖｓの電圧極性によって、交互にエネルギを蓄積
することになるが、降圧チョッパ１自体の動作は実施例
１と同様の降圧チョッパ１とは基本的には変わらず、従
って実施例１と同様に制御に特に工夫を要さずとも商用
周波のリップルのないフラットな高周波出力が得られ、
商用周波のリップルのない高周波電圧を負荷ＬＡの両端
に印加することができる。
【００４２】（実施例１１）本実施例は図１３に示すよ
うに実施例１０と同様に降圧チョッパ１のインダクタＬ
2 をトランスＴ3 によって構成してもので、そのトラン
スＴ3 の１次巻線Ｎ 1 を商用交流電源Ｖｓ側に挿入した
ものである。この１次巻線Ｎ1 を商用交流電源Ｖｓ側に
配置した構成では電源極性によって１次巻線Ｎ1 に流れ
る電流の方向が変わるため、第２の充電用の巻線として
巻線Ｎ2 ，Ｎ3 を設け、各巻線Ｎ2 ，Ｎ3 を第２の充電
用のダイオードＤ5 ，Ｄ5 ’を介してコンデンサＣ1 に
接続し、商用交流電源Ｖｓの各極性に対応してエネルギ
を放出することができるようにしている。
うに実施例１０と同様に降圧チョッパ１のインダクタＬ
2 をトランスＴ3 によって構成してもので、そのトラン
スＴ3 の１次巻線Ｎ 1 を商用交流電源Ｖｓ側に挿入した
ものである。この１次巻線Ｎ1 を商用交流電源Ｖｓ側に
配置した構成では電源極性によって１次巻線Ｎ1 に流れ
る電流の方向が変わるため、第２の充電用の巻線として
巻線Ｎ2 ，Ｎ3 を設け、各巻線Ｎ2 ，Ｎ3 を第２の充電
用のダイオードＤ5 ，Ｄ5 ’を介してコンデンサＣ1 に
接続し、商用交流電源Ｖｓの各極性に対応してエネルギ
を放出することができるようにしている。
【００４３】インバータ２の構成は実施例１と同様な変
形ハーフブリッジ型のインバータを用いている。尚Ｄ6
〜Ｄ9 は全波整流器ＤＢを構成するダイオードである。
而して本実施例においても、実施例１と同様に制御に特
に工夫を要さずとも商用周波のリップルのないフラット
な高周波出力が得られ、商用周波のリップルのない高周
波電圧を負荷ＬＡの両端に印加することができる。
形ハーフブリッジ型のインバータを用いている。尚Ｄ6
〜Ｄ9 は全波整流器ＤＢを構成するダイオードである。
而して本実施例においても、実施例１と同様に制御に特
に工夫を要さずとも商用周波のリップルのないフラット
な高周波出力が得られ、商用周波のリップルのない高周
波電圧を負荷ＬＡの両端に印加することができる。
【００４４】（実施例１２）本実施例は実施例１１と同
様に、降圧チョッパ１のインダクタＬ2 をトランスＴ3
によって構成してそのトランスＴ3 の１次巻線Ｎ1 を商
用交流電源Ｖｓ側に挿入したものであるが、図１４に示
すように第２の充電用のダイオードを全波整流器ＤＢの
ダイオードＤ6 ，Ｄ7 によって兼用し、ダイオード
Ｄ5 ，Ｄ5 ’を省略したものである。
様に、降圧チョッパ１のインダクタＬ2 をトランスＴ3
によって構成してそのトランスＴ3 の１次巻線Ｎ1 を商
用交流電源Ｖｓ側に挿入したものであるが、図１４に示
すように第２の充電用のダイオードを全波整流器ＤＢの
ダイオードＤ6 ，Ｄ7 によって兼用し、ダイオード
Ｄ5 ，Ｄ5 ’を省略したものである。
【００４５】従って本実施例では実施例１４に比べて部
品点数が少なくなり、実施例１１に比べてコストが安価
となる。また制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリ
ップルのないフラットな高周波出力が得られ、商用周波
のリップルのない高周波電圧を負荷ＬＡの両端に印加す
ることができる点は同様である。尚巻線Ｎ2 ，Ｎ3 は図
１４では別々に巻回したものであるが、図１５に示すよ
うに中点タップを設けた単一の巻線で構成しても良いの
は勿論である。
品点数が少なくなり、実施例１１に比べてコストが安価
となる。また制御に特に工夫を要さずとも商用周波のリ
ップルのないフラットな高周波出力が得られ、商用周波
のリップルのない高周波電圧を負荷ＬＡの両端に印加す
ることができる点は同様である。尚巻線Ｎ2 ，Ｎ3 は図
１４では別々に巻回したものであるが、図１５に示すよ
うに中点タップを設けた単一の巻線で構成しても良いの
は勿論である。
【００４６】（実施例１３）本実施例は図１６に示すよ
うに２つ巻線Ｎ1 ，Ｎ2 を持つトランスＴ4 にて降圧チ
ョッパ１のインダクタを構成したもので、一方の巻線Ｎ
1 を商用交流電源Ｖｓの一端と全波整流器ＤＢの一方の
入力端との間に接続し、他方の巻線Ｎ2 を商用交流電源
Ｖｓの他端と全波整流器ＤＢの他方の入力端との間に接
続したもので、第２の充電用ダイオードＤ5 ，Ｄ5 ’を
コンデンサＣ1 とダイオードＤ3 との接続点と商用交流
電源Ｖｓの両端との間に夫々挿入し、巻線Ｎ1 、Ｎ2 が
電源極性に応じて第２の充電用の巻線を兼ねることがで
きるようにしたものである。
うに２つ巻線Ｎ1 ，Ｎ2 を持つトランスＴ4 にて降圧チ
ョッパ１のインダクタを構成したもので、一方の巻線Ｎ
1 を商用交流電源Ｖｓの一端と全波整流器ＤＢの一方の
入力端との間に接続し、他方の巻線Ｎ2 を商用交流電源
Ｖｓの他端と全波整流器ＤＢの他方の入力端との間に接
続したもので、第２の充電用ダイオードＤ5 ，Ｄ5 ’を
コンデンサＣ1 とダイオードＤ3 との接続点と商用交流
電源Ｖｓの両端との間に夫々挿入し、巻線Ｎ1 、Ｎ2 が
電源極性に応じて第２の充電用の巻線を兼ねることがで
きるようにしたものである。
【００４７】本実施例では実施例１１に比べてトランス
Ｔ4 の巻線が１つ減り、実施例１１に比べてコストが安
価となる。また制御に特に工夫を要さずとも商用周波の
リップルのないフラットな高周波出力が得られ、商用周
波のリップルのない高周波電圧を負荷ＬＡの両端に印加
することができる点は同様である。尚図１１〜図１６に
示すスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 はトランジスタ、ＦＥ
Ｔ等の半導体スイッチング素子を用いるのは勿論であ
る。また制御回路は図示していないが、制御回路により
これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動するのは勿論
である。
Ｔ4 の巻線が１つ減り、実施例１１に比べてコストが安
価となる。また制御に特に工夫を要さずとも商用周波の
リップルのないフラットな高周波出力が得られ、商用周
波のリップルのない高周波電圧を負荷ＬＡの両端に印加
することができる点は同様である。尚図１１〜図１６に
示すスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 はトランジスタ、ＦＥ
Ｔ等の半導体スイッチング素子を用いるのは勿論であ
る。また制御回路は図示していないが、制御回路により
これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動するのは勿論
である。
【００４８】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流手段
で整流した直流電圧を受けて高周波電圧を出力する電源
装置において、整流手段の出力側に接続された平滑用の
コンデンサと第１の充電用ダイオードと第１のスイッチ
ング要素との直列回路を接続するとともに、交流電源側
若しくは整流手段の出力側に直列にチョッパ用のインク
タンス要素を直列挿入し、該インダクタンス要素の蓄積
エネルギを平滑用のコンデンサを介して放出させるよう
にインダクダンス要素と平滑用のコンデンサとを含む閉
回路を構成する第２の充電用ダイオードを備えた降圧チ
ョッパと、平滑用のコンデンサと第１の充電用ダイオー
ドとの直列回路の両端間に接続される共振要素を含んで
なる負荷回路と、第１の充電用ダイオードと第１のスイ
ッチング要素との直列回路に逆並列接続した放電用ダイ
オードと、スイッチング要素を含み、平滑用のコンデン
サの両端電圧を電源として高周波電圧に変換するインバ
ータとから成るので、降圧チョッパがインバータのスイ
ッチング要素を共有しているにもかかわらず、制御に工
夫することなく負荷に交流電源周波のリップル成分の少
ないフラットな高周波電圧を印加することができるとい
う効果がある。
で整流した直流電圧を受けて高周波電圧を出力する電源
装置において、整流手段の出力側に接続された平滑用の
コンデンサと第１の充電用ダイオードと第１のスイッチ
ング要素との直列回路を接続するとともに、交流電源側
若しくは整流手段の出力側に直列にチョッパ用のインク
タンス要素を直列挿入し、該インダクタンス要素の蓄積
エネルギを平滑用のコンデンサを介して放出させるよう
にインダクダンス要素と平滑用のコンデンサとを含む閉
回路を構成する第２の充電用ダイオードを備えた降圧チ
ョッパと、平滑用のコンデンサと第１の充電用ダイオー
ドとの直列回路の両端間に接続される共振要素を含んで
なる負荷回路と、第１の充電用ダイオードと第１のスイ
ッチング要素との直列回路に逆並列接続した放電用ダイ
オードと、スイッチング要素を含み、平滑用のコンデン
サの両端電圧を電源として高周波電圧に変換するインバ
ータとから成るので、降圧チョッパがインバータのスイ
ッチング要素を共有しているにもかかわらず、制御に工
夫することなく負荷に交流電源周波のリップル成分の少
ないフラットな高周波電圧を印加することができるとい
う効果がある。
【００４９】請求項２の発明は、変形ハーフブリッジ型
のインバータに適用できる。請求項３の発明は、一石型
のインバータに適用できる。請求項４の発明は、プッシ
ュプル型のインバータに適用できる。請求項５の発明
は、フルブリッジ型インバータに適用できる。
のインバータに適用できる。請求項３の発明は、一石型
のインバータに適用できる。請求項４の発明は、プッシ
ュプル型のインバータに適用できる。請求項５の発明
は、フルブリッジ型インバータに適用できる。
【００５０】請求項６の発明は、ハーフブリッジ型のイ
ンバータに適用できる。
ンバータに適用できる。
【図１】本発明の実施例１の回路図である。
【図２】同上の動作説明用波形図である。
【図３】本発明の実施例２の回路図である。
【図４】本発明の実施例３の回路図である。
【図５】本発明の実施例４の回路図である。
【図６】同上の動作説明用波形図である。
【図７】本発明の実施例５の回路図である。
【図８】本発明の実施例６の回路図である。
【図９】本発明の実施例７の回路図である。
【図１０】本発明の実施例８の回路図である。
【図１１】本発明の実施例９の回路図である。
【図１２】本発明の実施例１０の回路図である。
【図１３】本発明の実施例１１の回路図である。
【図１４】本発明の実施例１２の回路図である。
【図１５】本発明の実施例１３の回路図である。
【図１６】本発明の実施例１４の回路図である。
【図１７】従来例の回路図である。
【図１８】同上の動作説明用波形図である。
【図１９】別の従来例の回路図である。
１ 降圧チョッパ ２ インバータ Ｖｓ 交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｌ1 ，Ｌ2 インダクタ Ｃ1 〜Ｃ3 コンデンサ Ｄ2 〜Ｄ5 ダイオード Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 ＬＡ 負荷
Claims (9)
- 【請求項１】交流電源を整流手段で整流した直流電圧を
受けて高周波電圧を出力する電源装置において、整流手
段の出力側に接続された平滑用のコンデンサと第１の充
電用ダイオードと第１のスイッチング要素との直列回路
を接続するとともに、交流電源側若しくは整流手段の出
力側に直列にチョッパ用のインクタンス要素を直列挿入
し、該インダクタンス要素の蓄積エネルギを平滑用のコ
ンデンサを介して放出させるようにインダクダンス要素
と平滑用のコンデンサとを含む閉回路を構成する第２の
充電用ダイオードを備えた降圧チョッパと、平滑用のコ
ンデンサと第１の充電用ダイオードとの直列回路の両端
間に接続される共振要素を含んでなる負荷回路と、第１
の充電用ダイオードと第１のスイッチング要素との直列
回路に逆並列接続した放電用ダイオードと、スイッチン
グ要素を含み、平滑用のコンデンサの両端電圧を電源と
して高周波電圧に変換するインバータとから成ることを
特徴とする電源装置。 - 【請求項２】負荷回路を直流カット用コンデンサと負荷
とを含む共振要素の直列回路で構成し、該負荷回路に並
列に第２のスイッチング要素を接続し、該第２のスイッ
チング要素と第１のスイッチング要素と負荷回路とを含
めて変形ハーフブリッジ型のインバータを構成して成る
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】負荷回路に並列に第２のインダクタンス要
素とコンデンサとの並列回路を接続し、該並列回路と第
１のスイッチング要素と負荷回路とを含めて一石型のイ
ンバータを構成して成ることを特徴とする請求項１記載
の電源装置。 - 【請求項４】平滑用のコンデンサの両端に負荷回路を介
して第２のスイッチング要素を接続し、該第２のスイッ
チング要素と第１のスイッチング要素と負荷回路とを含
めてプッシュプル型のインバータを構成して成ることを
特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項５】平滑用のコンデンサと第２の充電用ダイオ
ードとの直列回路の両端間に第２のスイッチング要素を
接続するとともに、負荷回路を第３のスイッチング要素
を介して平滑用のコンデンサと第２の充電用ダイオード
との直列回路の両端間に接続し、第３のスイッチング要
素に直列に第４のスイッチング要素を接続して該直列回
路を平滑用のコンデンサの両端間に接続し、第１乃至第
４のスイッチング要素と負荷回路とを含めてフルブリッ
ジ型インバータを構成して成ることを特徴とする請求項
１記載の電源装置。 - 【請求項６】負荷回路を第１の直流カット用コンデンサ
と負荷とを含む共振要素の直列回路で構成し、平滑用の
コンデンサと第２の充電用ダイオードとの直列回路の両
端間に負荷回路及び第２のスイッチング要素を夫々接続
し、第１の直流カット用コンデンサに第２の直流カット
用コンデンサを直列接続して、該直列回路を平滑用のコ
ンデンサに並列に接続し、第１、第２の直流カット用コ
ンデンサ、負荷回路、第１、第２のスイッチング要素を
含めてハーフブリッジ型のインバータを構成して成るこ
とを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項７】チョッパ用インダクタンス要素を多巻線に
よるトランスにて構成し、該トランスの１次巻線を交流
電源から整流手段を介して直列に接続される平滑用のコ
ンデンサと放電用ダイオードまでの経路に挿入し、トラ
ンスの他の巻線を１次巻線に蓄積されたエネルギが放出
される方向の第２の充電用ダイオードに直列接続して該
直列回路を平滑用のコンデンサの両端間に接続して成る
ことを特徴とする請求項１乃至請求項６記載の電源装
置。 - 【請求項８】１次巻線を整流手段の出力側で挿入したこ
とを特徴とする請求項７記載の電源装置。 - 【請求項９】１次巻線を交流電源側に挿入したことを特
徴とする請求項７記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7022595A JPH08273882A (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7022595A JPH08273882A (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08273882A true JPH08273882A (ja) | 1996-10-18 |
Family
ID=13425407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7022595A Withdrawn JPH08273882A (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08273882A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT514765A3 (de) * | 2014-11-21 | 2015-12-15 | Avl List Gmbh | Schaltung zur Begrenzung von Gleichtaktspannungen |
-
1995
- 1995-03-28 JP JP7022595A patent/JPH08273882A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT514765A3 (de) * | 2014-11-21 | 2015-12-15 | Avl List Gmbh | Schaltung zur Begrenzung von Gleichtaktspannungen |
| AT514765B1 (de) * | 2014-11-21 | 2016-03-15 | Avl List Gmbh | Schaltung zur Begrenzung von Gleichtaktspannungen |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020604 |