JPH0831779B2 - 調整可能なエコー消去システム - Google Patents

調整可能なエコー消去システム

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JPH0831779B2
JPH0831779B2 JP62290446A JP29044687A JPH0831779B2 JP H0831779 B2 JPH0831779 B2 JP H0831779B2 JP 62290446 A JP62290446 A JP 62290446A JP 29044687 A JP29044687 A JP 29044687A JP H0831779 B2 JPH0831779 B2 JP H0831779B2
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エドウアルド・クリステイアーン・マリア・ベイケンス
ヘンリ・アルベルト・ジュリア・ベルヒレ
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence

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  • Primary Cells (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
  • Butt Welding And Welding Of Specific Article (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Electrotherapy Devices (AREA)
  • Piezo-Electric Or Mechanical Vibrators, Or Delay Or Filter Circuits (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、送信／受信装置の受信パスと送信パスとの
間に結合されたエコー消去装置とフィルタ係数を決定す
る処理手段とを具備する調節可能なエコー消去システム
に関するものである。
［従来技術］ このようなエコー消去システムはデジタルハイブリッ
ドとも呼ばれ、例えばP.Defraeye他による文献（A3-umC
MOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellat
ion and Gain Setting）により既に知られている。
しかし、この文献にはエコー消去システムに含まれて
いるフィルタ係数が、どのように決定されるのか記載さ
れていない。このエコー消去システムが適応性のあるも
のならば、フィルタ係数はベルギー特許第896989号に示
されているように計算される。しかしこのような計算
は、送信／受信装置に付加的に結合される比較的複雑な
回路を必要とする。場合により、この付加的な費用は許
容できない程著しく高いものとなる。しかし、このよう
な場合でも、係数が使用されるデジタルフィルタが、例
えば遠隔通信システムの一部を形成する場合は、送信／
受信装置に使用される線の長さが予め定められた線の長
さ以内であるという条件のもと、エコー信号を消去する
レプリカ信号をデジタルフィルタが供給するように係数
を計算すれば、フィルタ係数を決定することができる。
実際の場合において、線の長さが予め定められた範囲内
にない場合、この解決方法では明らかに不十分である。
［発明の解決すべき問題点］ 本発明の目的は、比較的簡単な方法で前記フィルタ係
数の最適値を決定することができる上記タイプのエコー
消去システムを提供することである。
［問題点解決のための手段］ 本発明によるとこの目的は、前記エコー信号の複数の
サンプルと、前記フィルタ係数と乗算されこの乗算され
たものが合計されると前記エコー信号サンプルを消去す
ることとなる要素であって、各エコー信号サンプルに対
して測定することによって得られる前記レプリカ信号サ
ンプルの要素とから、前記フィルタ係数を決定する処理
手段を前記エコー消去システムが有することによって実
現されるものである。
レプリカ信号サンプルを決定するために使用されるレ
プリカ信号サンプルの要素だけでなく、エコー信号サン
プルもまた測定されるため、両者はエコー消去システム
が使用される実際の環境に依存しており、それゆえ相対
的には非常に正確となるので、これらの測定値を使用し
て決定されるフィルタ係数も正確である。
本発明のエコー消去システムの別の特徴は、エコー信
号サンプルに対応する前記レプリカ信号サンプルの要素
をそれぞれ測定するために、前記処理手段は入力信号を
前記受信パスに供給し、前記要素に対応するフィルタ係
数をゼロでない値に、またそれ以外のフィルタ係数をゼ
ロとなるように連続的に設定した後に、レプリカ信号サ
ンプルの要素を測定することである。
この方法において、各フィルタ係数のレプリカ信号サ
ンプルへの個々の寄与は知られており、レプリカ信号を
決定するために使用されるレプリカ信号サンプルの要素
は、比較的簡単な方法で測定される。
本発明のエコー消去システムの別の特徴は、前記処理
手段により複数の前記送信／受信装置に共通の位置か
ら、前記エコー信号サンプルの前記測定を実行できるこ
とである。
この方法において、処理手段は複数のエコー消去装置
に共通に使用されるので、これらのエコー消去装置のフ
ィルタ係数は最少の装置を使用することで決定される。
さらにその処理手段の更新は１度だけ行う必要があるだ
けであり、また各送信／受信装置に対して実行する必要
はない。
本発明のエコー消去システムの別の特徴は、前記送信
／受信装置において、前記処理手段により前記レプリカ
信号サンプルの要素を測定できることである。
この方法において、これらの要素の測定の正確さは、
好ましくない妨害信号によって影響されることがないた
め非常に高いものである。
本発明はまた、エコー信号のレプリカ信号を生成する
デジタルフィルタの係数を決定し、送信／受信装置の受
信パスと送信パスとの間に結合されているエコー消去装
置の一部を形成し、さらに前記受信パスに供給される入
力信号に対応して前記送信パス上に現れる前記エコー信
号から、前記レプリカ信号を減算する減算手段を有する
方法に関するものである。前記入力、エコーおよびレプ
リカ信号はサンプル化されたデジタル信号であり、各レ
プリカ信号サンプルは、前記フィルタ係数の１つと前記
入力信号の関数となっているレプリカ信号サンプルの要
素との積によりそれぞれ構成されている項の合計に等し
い。
この方法は、前記エコー信号の複数のサンプルを測定
し、各エコー信号サンプルに対する前記レプリカ信号サ
ンプルの要素を測定し、また前記測定によって得られた
値から前記フィルタ係数を決定するステップから構成さ
れることを特徴とする。
［実施例］ 以下実施例について説明する。
第１図に示された遠隔通信システムの一部分は、その
１つだけが比較的詳細に示されている16個のアナログラ
イン制御装置（ALC）に対して共通の制御エレメント（C
EA）を有するアナログ加入者モジュール（ASM）と、 クロック・トーンモジュール（CTM）と第２の制御エ
レメント（CEB）とを有するプロセッサモジュール（P
M）とに結合されたデジタルスイッチング回路網（DSN）
を具備している。
DSN、ASMおよびPMはデジタル遠隔通信交換装置に設置
されている。また、電話機TSSに接続されたコンダクタL
I0およびLI1を有しており、その１つだけが図示されて
いる８つの遠隔通信線に共通となるように、各アナログ
ライン制御装置ALCが設けられる。
このような各アナログライン制御装置ALCは、２重プ
ロセッサ端子制御装置DPTC、トランスコーダおよびフィ
ルタ回路TCF、デジタル信号プロセッサDSP、BIMOS加入
者ラインインターフェイス回路BLICならびに高電圧スイ
ッチ回路HVCの縦続接続を有する。DPTCは、例えばヨー
ロッパ特許第85200207.7-2202/0155030号明細書におい
て示されたタイプであり、TCFはヨーロッパ特許第84201
344.3/0145038号および第84201345.0/0145039号明細書
において示されたタイプであり、BLICはヨーロッパ特許
第85200774.9-2202/0201635号明細書において示された
タイプであり、HVCはベルギー特許第897772号、第90310
1号、第902286号および第902285号明細書において示さ
れたタイプである。DPTCとTCFの各対は、DSP、BLICおよ
びHVCの８セットに共通であり、各セットのHVCは電話線
に結合されている。各HVCは、 ４対の２方向性スイッチSW00/SW01乃至SW30/SW31と、 線コンダクタLI0およびLI1にそれぞれ接続されたライ
ン端子L0およびL1と、 試験回路TCの試験端子にそれぞれ接続された試験端子
T0およびT1と、 リング回路RCのリング端子にそれぞれ接続されたリン
グ端子RG0およびRG1と、 BLICのチップおよびリング出力端子にそれぞれ接続さ
れたチップおよびリング端子TPおよびRGと、 BLICの制御端子にそれぞれ接続された端子STA、STB、
SRAおよびSRBとを具備するものである。
HVCにおいて、ライン端子L0/L1は直列接続のSW00/SW0
1を介してTP/RGに接続され、50オームの線が抵抗R0/R1
およびスイッチSW10/SW11にそれぞれ給電する。SW00とR
0およびSW01とR1の接合点STBおよびSRAは、SW20とSW21
とをそれぞれ介して試験回路TCのT0およびT1に接続さ
れ、R0とSW10およびR1とSW11の接合点STAおよびSRBは、
SW30とSW31とをそれぞれ介してリング回路RCのRG0およ
びRG1に接続される。接続を通して切替えられるものと
して示されているように、直列のスイッチSW00、SW01、
SW10およびSW11は閉じられて、別の並列のスイッチが開
かれる。全てのスイッチは、加入者ラインインターフェ
イス回路BLICによって制御されているため、高電圧スイ
ッチ回路HVCは以下の接続の１つを設けることができ
る。
TSSとBLICとの間、 TSSとTCとの間、 TSSとRCとの間、 BLICとTCとの間、 BLICとRCとの間。
試験回路TCは、別の回路において測定がある場合に、
電話機TSSをシミュレートするために使用され、後に示
されるように、加入者がその電話機TSSをオフフックに
しなくても済むようにするために使用されるダミー回路
網（図示されていない）を有する。リング回路RCの機能
は、リング信号を線LI0/LI1へ供給することである。
電話機TSSは、ラインコンダクタLI0およびLI1との間
に接続され、通常開いているフックスイッチHSを有す
る。スイッチHSは、電話機TSSがオフフックであるとき
閉じられる。
プロセッサモジュールPMの一部を形成しているクロッ
ク・トーンモジュールCTMは、制御エレメントCEBに接続
されている試験信号アナライザTSAを有する。TSAはデー
タおよびPROG1乃至PROG4のようなソフトウエアプログラ
ムを蓄積するメモリMM、および後で示されるようにこれ
らのプログラムを処理するためのプロセッサPRを有す
る。
そのブロックダイアグラムが第２図に示されているデ
ジタル信号プロセッサDSPは、加入者ラインインターフ
ェイス回路BLICの端子に接続されている受信および送信
端子ROとTIを有し、TCFの端子にそれぞれ接続されてい
る受信および送信端子RIとTOを有する。DSPは上記にお
いて詳細に述べられたP.Defraeye氏他による文献“A3-u
mCMAOS Digital Codec with Programmable Echo Cancel
lation and Gain Setting"のタイプのものである。
デジタル信号プロセッサDSPは主にその受信端子RIとR
Oとの間に、 端子RIにおいてTCFから受信されたものをサンプルす
ることによって得られる８キロビット／秒（kb/s）デジ
タル信号を、32kb/sデジタル信号に変換するデジタル増
幅器、インターポレイタおよびフィルタ回路RXFと、 これらの信号のビット率を１メガビット／秒に増やす
インターポレイタINTと、 これらの１メガビット／秒のデジタル信号を、アナロ
グ信号に変換するデジタルアナログ変換装置DACとの直
列接続を有している。
一方DSPは主に、その送信端子TIとTOとの間におい
て、 その加算入力（＋）がTIに接続され、入力が端子ROに
接続されたアナログハイブリッドANHの出力に、その減
算入力（−）が接続されているアナログ減算器AD1と、 電話機TSSから受信されたアナログ信号を１メガビッ
ト／秒のデジタル信号に変換するアナログデジタル変換
装置ADCと、 これらのデジタル信号の周波数を32kb/sまで減少させ
るデシメータDECと、 その加算入力（＋）がDECの出力に接続され、入力HI
がRXFとINTとの間に接続されているデジタルハイブリッ
ドDIHの出力HOに、その減算入力（−）が接続されてい
るデジタル減算器AD2と、 TCFに送信する前に、32kb/sデジタル信号を8kb/sデジ
タル信号に変換する、デジタルフィルタ、デジメータお
よび増幅回路TXFとの直列接続を有する。
アナログハイブリッドANHは、ROを介してTSSに送信さ
れた後に端子T1においてDSP中のエコー信号として再び
受信されるアナログ信号について、エコーの消去を実行
することができ、一方デジタルハイブリッドDIHの目的
は、AD1を通過した後に残っているエコー信号の過剰分
を消去することである。DIHはデジタルフィルタによっ
て主に構成され、その係数はDSPの一部を形成し、DIHに
結合されている補助メモリAMに蓄積される。
デジタルハイブリッドDIHは第３図に詳細に示されて
いる。DIHは４タップの有限インパルス応答デジタルフ
ィルタFIRを有しており、このFIRは第１のオーダーの無
限インパルス応答デジタルフィルタIIRと並列に接続さ
れている。
特にDIHは、その端子HIとHOとの間において、遅延お
よびデシメータ回路DCHと、フィルタIIRと並列のフィル
タFIRと、インターポレイタITHとの直列接続を有する。
遅延およびデシメータ回路DCHは、２サンプル毎に除去
することにより、HIにおいて32kb/sのビット率のデジタ
ル入力信号を16kb/sにまで減少させ、一方インターポレ
イタITHは、これらの信号をHOを介してAD2の減算入力
（−）に供給する前に、再び32kb/sのビット率まで増加
させる。このことは、フィルタFIRおよびIIRが32kb/sの
代わりに16kb/sで動作することを意味するものである。
このように処理することによって、それらの構造は簡単
化される。
４タップフィルタFIRは、その結合点が乗算器M1乃至M
4をそれぞれ介して多入力加算器A1の別個の加算入力
（＋）に接続されている１サンプリング周期の４つの遅
延回路D1,D2,D3およびD4の直列接続を含んでいる。フィ
ルタ係数a0,a1,a2およびa3は、M1,M2,M3およびM4の第２
の入力にそれぞれ供給される。これらの各係数は−２乃
至＋２の値域を有し、DSPの補助メモリAMにおいて蓄積
される。
第１のオーダーフィルタIIRは、DCHとA1（FIR）の第
５の加算入力との間において、加算器A3、１サンプリン
グ周期の遅延回路D5および乗算器M5の直列接続を有す
る。測定要素またはフィルタ係数Ｂが、乗算器M5の第２
の入力に供給され、遅延回路D5の出力は乗算器M6を介し
て加算器A3の第２の加算入力（＋）に再び供給される。
フィルタIIRの係数Ｂは、ローパスフィルタ特性のみが
生成されなければならないため、０と＋１の間の値域を
取り得る。フィルタIIRの極である係数Ａは、乗算器M6
の第２の入力へ供給される。これらの係数ＡおよびＢ
は、DSPの補助メモリAMに蓄積される。
デジタルフィルタの技術分野でよく知られているよう
に、時間kTでのフィルタFIRの出力信号ｙFの値は次のよ
うに表わすことができる。
ｙF［kT］＝a0. x［（ｋ−１）Ｔ］ ＋a1. x［（ｋ−２）Ｔ］ ＋a2. x［（ｋ−３）Ｔ］ ＋a3. x［（ｋ−４）Ｔ］ …（１） ここにおいてｘ［kT］とは、不連続時間kTでの入力シ
ーケンスｘ（ｔ）の値であり、ｘ［（ｋ−ｎ）Ｔ］と
は、nTだけ遅延されたｘ［kT］の値であり、 ｋとｎはそれぞれ、 ｋ＝0,1,2,3…、 ｎ＝1,2,3,4…を取る。
また時間kTでのフィルタIIRの出力信号ｙIの値は次の
ように表わされる。
ここにおいて、ｘ［（ｋ−Ｎ）Ｔ］は、NTだけ遅延さ
れたｘ［kT］の値である。
好ましい実施例における入力シーケンスｘ（ｔ）は、
総合で４ミリセカンドまたは32×125マイクロセカンド
の長さを有するアナログパルス信号のデジタル化されサ
ンプル化された変形であり、サンプリングは常に同じチ
ャネルの期間中、フレーム毎に１度実行されることに注
意されたい。時分割多重（TDM）送信のフレームの期間
は125マイクロセカンドであり、各フレームは32のチャ
ネルから構成されている。実際には測定の正確さを高め
るために、アナログパルス信号は例えば30回繰り返さ
れ、これにより30個のアナログ出力信号が発生し、平均
アナログ出力信号を得るために、その中の最後の10個の
信号のみが平均を計算するために考慮される。この平均
アナログ出力信号のサンプル化されデジタル化された変
形が、出力シーケンスｙ（ｔ）である。
フィルタFIRおよびIIRは並列に接続されているので、
グローバル出力信号は次のように表わすことができる。
ｙ［kT］＝ｙF［kT］＋ｙI［kT］ …（３） これはFIR/IIRフィルタ回路網が、不連続時間kTにお
けるエコー信号を抑制することができることを意味し、
フィルタ係数が関係式（４）を満たす値を持つときに、
不連続時間kTにおけるエコー信号は、入力信号ｘ（ｔ）
によって生成される値ｙ［kT］を有する。事実、デジタ
ルハイブリッドDIHの出力端子HOにおける信号は、その
ときデシメータDEC（第２図）の出力において現れるエ
コー信号の正確なレプリカであり、これら２つの信号は
デジタル減算器AD2において各々から減算されるため、
後者AD2の出力においてエコー信号は全く現れず、それ
ゆえDSPの出力においても現れない。
遠隔通信システムの初期化において、フィルタ係数の
標準セットがDSPの補助メモリAMにロードされる。スイ
ッチSW10/SW11とSW20/SW21とを閉じ、スイッチSW00/SW0
1とSW30/SW31とを開くことによりTSAと試験回路TCとの
間にループが設けられるメンテナンス処置により、一定
の時間間隔においてこれらの係数が確認される。プログ
ラムPROG1の制御の下において、例えば上記に示されて
いるようなパルスシーケンスが、そのときTSAからTCへ
送信され、サンプルされたエコー信号としてTSAに再び
受信される。DIHのトランスハイブリッド損失は、この
エコー信号の電力と交換装置のメモリ（示されていな
い）に蓄積された予め定められた電力値とを比較するこ
とによって確かめられる。受信された信号の電力が、例
えば−30dBのトランスハイブリッド損失に対して予め定
められた値より小さい場合、フィルタFIRおよびIIRの係
数は満足すべきものと考えられ修正されない。他の場合
には、フィルタ係数を修正する必要がある。フィルタ係
数の修正は、試験回路TCのダミー回路網を使用すること
により、以下のように動作するメンテナンス処置中に自
動的に実行される。
加入者の苦情またはシステム管理者の判断によってフ
ィルタ係数は更新される。これらの場合、オペレーター
はフィルタ係数を修正する処置を手動で開始する。
フィルタ係数a0ないしa3およびＢの新規のセットを決
定するために、ソフトウエアプログラムPROG2乃至PROG4
が、修正処置の間に実行される。フィルタIIRの極であ
る係数Ａは、安定性の理由によりこれらのプログラムに
よって著しく修正されないことに留意する必要がある。
原理的には、エコー信号またはTSSから再び受信さ
れ、ハイブリッドDIHによって補償される出力シーケン
スｙ（ｔ）を測定すること、およびその瞬間にDIHによ
って生成されなければならないこのエコー信号のレプリ
カの値ｙ［kT］に対するこれらフィルタ係数のそれぞれ
の寄与を測定することにより、すなわち上記の等式
（４）においてこれらのフィルタ係数と乗算されるレプ
リカ信号サンプルの要素ｘ［（ｋ−１）Ｔ］,x［（ｋ−
２）Ｔ］等を測定することにより、５つのフィルタ係数
a0乃至a3およびＢがTSAにおいて決定される。さらに言
い換えれば、ｋの５つの別個の値に対し、エコー信号の
測定と、レプリカ信号に対するフィルタ係数の寄与分の
測定、すなわちレプリカ信号サンプルの要素の測定を行
うことにより、そのときに表記される式（４）と類似の
５つの等式から５つのフィルタ係数が計算される。
遠隔通信システムの回路に入ってくる雑音の影響を受
けるため、TSAにおけるエコー信号のレプリカに対する
各フィルタ係数の寄与分の測定は、あまり正確ではな
い。このためこれらの測定は、デジタルハイブリッドDI
Hを絶縁するためにチップレベルでの分離を行なった上
で、DSPの端子RIとTOとの間で測定することにより、ア
ナログ部分の影響を阻止できる実験室で実行することが
好ましい。DIHによって発生されたレプリカ信号に対す
るフィルタ係数の寄与は、同じ設計のチップ全てに対し
不変なので、実験室におけるこれらの測定は、１度だけ
足りることに留意すべきである。この実験室における測
定の場合、TSAをRIおよびTOに結合している回路により
生じる遅延は無視されるため、測定されたレプリカ信号
に対するフィルタ係数の寄与分により消去されるのが、
レプリカ信号サンプルｙ［kT］のうち、どの時間におけ
るものであるかが正確に分からない。すなわち、遅延が
ない場合には式（４）が成立するため、測定されたフィ
ルタ係数の寄与分により消去されるのが、レプリカ信号
サンプルｙ［kT］のうちどの時間におけるものであるか
が正確に分るが、遅延がある場合には式（４）が成立し
ないため、測定されたフィルタ係数の寄与分により消去
されるのが、レプリカ信号サンプルｙ［kT］のうちどの
時間におけるものであるかが正確に分らない。このため
に実験室における測定では、先に述べられた遅延を付加
的に測定する必要がある。
上記に述べられた理由により、以下の動作がプログラ
ムPROG2乃至PROG4の制御の下に実行される。
PROG2の制御の下に、実験室において、DIHの出力信号
であるレプリカ信号サンプルに対する係数a0乃至a3およ
びＢのそれぞれの寄与が、DIHに結合された端子RIとTO
との間で１度だけ測定され、 RPOG3の制御の下に、TSAをRIとTOに接続している回路
により生成され、PROG2の実行中は無視されている遅延
が、TSAとDSPとの間にループが設けられた後にTSAにお
いて測定され、 PROG4の制御の下に、DIHによって消去されるべき実エ
コー信号ｙ（ｔ）が、TSAとTSSとの間にループが設けら
れた後にTSAにおいて測定され、新規のフィルタ係数a0
乃至a3およびＢが算出される。
プログラムPROG2乃至PROG4は、以下においてそれぞれ
詳細に検討される。
PROG2 遠隔通信システムの回路に入ってくる雑音の影響をな
くすため、デジタルハイブリッドDIHを有しているデジ
タル信号プロセッサDSPを他の回路から絶縁することに
より、DIHの後のデジタル減算器AD2および回路RXFとTXF
を、交換装置の別の回路から絶縁し、シーケンス周期の
その一部が第４図（ａ）に示されている入力シーケンス
ｘ（ｔ）を端子RIに供給して、第１の位置であるDSPの
端子RIとTOとの間のみで、出力信号サンプルｙ［kT］を
測定する。
ここで、フィルタ係数a0のみを１に、他のフィルタ係
数a1乃至a3およびＢをすべて０に設定すると、式（４）
の第１項のみが残る。したがって、この場合にデジタル
ハイブリッドDIHから出力され端子TOに受信される連続
的なサンプル値は、ｋ＝0,1,2,…におけるDIHの出力信
号ｙ（ｔ）の連続的なサンプル値ｙ［kT］に対する係数
a0の寄与分を示す値となる。すなわち、この場合にDIH
から出力される出力信号サンプルを測定すると，のちに
フィルタ係数のすべてが決定されこれにより生成される
べきレプリカ信号サンプルｙ［kT］に対する各フィルタ
係数の寄与分の値のうち、フィルタ係数a0の寄与分の値
が測定できることになる。これを図示したものが第４図
（ｂ）である。同様に順次１つのフィルタ係数のみを１
とし、他のフィルタ係数を０に設定してDIHからの出力
信号サンプルｙ［kT］を測定すると、生成されるべきレ
プリカ信号サンプルｙ［kT］に対する各フィルタ係数の
寄与分の値のうち、係数を１としたフィルタの寄与分の
値を測定することができる。これを図示したものが第４
図（ｃ）〜（ｆ）である。
上記の関係式（４）のように、フィルタ係数a0乃至a3
およびＢのDIHの出力信号ｙ（ｔ）に対する寄与と、瞬
間kTにおける同一エコー信号ｙ（ｔ）の値ｙ［kT］の消
去に対する寄与はそれぞれ次の通りである。
ｘ［（ｋ−１）Ｔ］ …（５） ｘ［（ｋ−２）Ｔ］ …（６） ｘ［（ｋ−３）Ｔ］ …（７） ｘ［（ｋ−４）Ｔ］ …（８） PROG3 PROG2においては、第１の位置であるDSPの端子RIに信
号を入力し、端子TOに出力される出力信号サンプルｙ
［kT］を測定したが、このプログラムの制御の下では、
実際にエコー消去システムとして使用される場合には存
在している回路により生じる遅延時間mT、すなわち第１
の位置であるデジタル信号プロセッサDSPと第２の位置
である試験信号アナライザTSAとの間に設けられている
回路により生じる遅延時間mTが求められる。デジタル交
換装置中においては、信号が時分割多重（TDM）伝送さ
れるため、この遅延はTSAとDSPとの間に設定された通信
パスによって基本的に決定されることに留意すべきであ
る。それゆえPROG3では、PROG4の実行中に使用される通
信パスと同じパスに対して、TSAからDSPへの信号の伝送
遅延mTを求める。
デジタルハイブリッドDIHを通る信号の伝送を最大に
するために、フィルタ係数a1乃至a3およびＢを０に設定
し、一方a0はその最大値すなわち２に設定する。この状
態で、第４図（ａ）に部分的に示された入力シーケンス
ｘ（ｔ）をTSAからDIHに供給し、レプリカ信号サンプル
ｙ［kT］に対するフィルタ係数の寄与分の値をTSAにお
いて測定する。この測定では、第４図（ｂ）に示されて
いる第１の位置であるDSPの端子RIとTOの間で測定した
場合と比べ、a0の値に比例する振幅を有していること、
および遅延していることを除き同一の信号が得られる。
この両信号を互いに関連させることにより技術的に良く
知られている方法で遅延時間mTを求めることができる。
この遅延時間mTは、常に不連続の時間間隔Ｔの整数に
よって表わされること、すなわちｍは整数であることに
留意すべきである。この遅延は例えば4Tに等しいもので
ある。
PROG4 TSAとDSPとの間に設定されたPROG3用の通信パスは維
持されるとともにさらにTSSまで伸長され、また上記の
入力シーケンスｘ（ｔ）がTSAからTSSに供給される。
PROG4の実行中、スイッチHSを閉じるためにその電話
機TSSをオフフックにしなければならない加入者の協同
動作の方が、試験回路TCのダミー回路網より好ましいこ
とに留意すべきである。これは、そのときの測定が実加
入者ラインLI0/LI1上で実行されるためである。
PROG4の実行中、DIHの係数a0乃至a3およびＢは全て０に
設定される。このため、信号はDIHを通過することがで
きず、TSAに再び受信されたサンプル値は、DIHによって
補償されるべきエコー信号ｙ（ｔ）のｋ＝0,1,2,…，に
おけるサンプル値ｙ［kT］、すなわち実エコー信号のサ
ンプル値となる。これら種々のサンプル値およびエコー
信号は、第４図（ｇ）に示されている。
第４図（ｇ）に示されたｙ（ｔ）のサンプル値ｙ［k
T］が、上記の関係式（４）において、フィルタ係数a0
乃至a3およびＢと乗算するレプリカ信号サンプルの要素
と対応しなければならない。このため、PROG3によって
求められる、例えば4Tに等しい上記の遅延は、第４図
（ｂ）乃至（ｆ）において示されている信号波形を、4T
に等しい時間間隔で時間的にシフトさせる必要があるこ
とを意味している。例えば第４図（ｇ）に示されたエコ
ー信号のサンプル値G7（ｋ＝７に対して）の消去に対す
るフィルタ係数の寄与は、第４図（ｂ）乃至（ｆ）にそ
れぞれ示されたB7乃至F7（ｋ＝３に対して）なので、等
式（４）は次のようになる。
G7＝a0. B7＋a1. C7＋a2. D7 ＋a3. E7＋B. F7 …（10） 同様に、例えばｙ［kT］の値G8乃至G11を、対応する
寄与値に関係付けている他の類似した４個の等式を書く
ことができる。すなわち、 G8＝a0. B8＋a1. C8＋a2. D8 ＋a3. E8＋B. F8 …（11） G9＝a0. B9＋a1. C9＋a2. D9 ＋a3. E9＋B. F9 …（12） G10＝a0. B10＋a1. C10＋a2. D10 ＋a3. E10＋B. F10 …（13） G11＝a0. B11＋a1. C11＋a2. D11 ＋a3. E11＋B. F11 …（14） これら５個の等式（10）乃至（14）から、PROG4はフ
ィルタ係数a0乃至a3およびＢの値を算出することができ
る。
PROG4によって算出された新規のフィルタ係数は、上
記に示されたDSPの補助メモリAMにおける前のフィルタ
係数の代わりに設定され、PROG1が再び確認のために実
行される。
交換装置に接続されたTSAで算出された新規の係数が
必要条件を満たす場合、連続的なメンテナンス処置の
間、TCのダミー回路網に関してPROG1が再びその係数を
確認しないように、またエラーしたエコー応答の値を報
告するようにフラッグが設定される。
本発明の原理は、特定の装置に関連して上記に示され
ているが、この説明は単なる例示に過ぎないものであ
り、また本発明の技術的範囲を制限するものではないこ
とを明確に理解すべきである。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明によるエコー消去装置を具備したデジ
タル信号プロセッサDSPを備えた遠隔通信システムの一
部を示し、 第２図は、第１図のDSPおよびエコー消去装置DIH、AD2
をより詳細に示し、 第３図は、第２図のDSPのエコー消去装置DIH、AD2に具
備されているデジタルフィルタDIHをさらに詳細に示
し、 第４図は、（ａ）乃至（ｇ）でエコー消去装置の動作を
示すために使用される種々の信号波形を表わしている。
フロントページの続き (72)発明者 エドウアルド・クリステイアーン・マリ ア・ベイケンス ベルギー国、2680 ヒンゲネ、ビクトル・ デ・ウイトストラート 49 (72)発明者 ヘンリ・アルベルト・ジュリア・ベルヒレ ベルギー国、2200 ボルゲルホウト、テ・ ベレルレイ 81 (72)発明者 グスターフ・アルフォンス・レオン・ゲー ルネルト ベルギー国、2018 アントワーペン、ハー ントジェスレイ 32

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】入力信号、エコー信号、レプリカ信号はサ
    ンプルされたデジタル信号であり、調整可能なエコー消
    去装置と処理手段を具備し、前記エコー消去装置は、送
    受信装置の受信パスと送信パスとの間に結合され、前記
    受信パスに供給される入力信号に応答して前記送信パス
    に現れるエコー信号のレプリカ信号を生成するデジタル
    フィルタと、前記エコー信号から前記レプリカ信号を減
    算する減算手段とを具備し、前記デジタルフィルタは、
    それぞれが複数のデジタルフィルタの係数の１つを前記
    入力信号の関数であるレプリカ信号サンプルの要素と乗
    算する複数の乗算手段と、前記乗算手段の出力を合計
    し、前記レプリカ信号のサンプルを生成する加算手段と
    を具備する遠隔通信システム用の調整可能なエコー消去
    システムにおいて、 前記処理手段は、前記エコー消去装置を遠隔通信システ
    ムの他の部分から分離し、すべてのフィルタ係数が順次
    的にゼロ以外に設定されるように、前記レプリカ信号サ
    ンプルの要素と乗算される１つのフィルタ係数をゼロ以
    外に前記乗算される１つのフィルタ係数を除いた前記フ
    ィルタ係数のすべてをゼロにそれぞれ設定した時に、前
    記調整可能なエコー消去装置と比較的近い第１の位置に
    おいて得られるレプリカ信号サンプルを連続的に測定す
    ることにより、前記レプリカ信号サンプルの要素を測定
    するように構成され、 前記処理手段は、前記フィルタ係数のすべてをゼロに設
    定した時に、前記調整可能なエコー消去装置から比較的
    離れた第２の位置から前記受信パスに入力信号を供給
    し、前記送信パスに戻ってきて第２の位置で受信された
    第１のエコー信号の複数のサンプルを測定するようにさ
    らに構成され、 前記処理手段は、前記デジタルフィルタを介して最大の
    伝送が達成される係数を除いた前記フィルタ係数のすべ
    てをゼロに設定した時に、前記第２の位置から前記入力
    信号を送信し、前記第２の位置で第２のエコー信号を受
    信し、前記最大の伝送が達成される係数と同じ係数をゼ
    ロ以外にそれ以外のフィルタ係数をゼロに設定した時に
    前記第１の位置において得られたレプリカ信号サンプル
    と前記第２の位置で受信された第２のエコー信号とを相
    互に関係付けることによって、前記第１と第２の位置と
    の間を流れる時に信号が受ける遅延を決定するようにさ
    らに構成され、 前記フィルタ係数は、それぞれの方程式ごとにレプリカ
    信号サンプルの要素がサンプルされた時間がすべて異な
    っている、決定すべきフィルタ係数の数と同数の方程式
    を解くことによって、前記処理手段により決定され、 前記方程式はそれぞれ、決定すべきフィルタ係数の１つ
    とその決定すべきフィルタ係数をゼロ以外にそれ以外の
    すべてのフィルタ係数をゼロに設定した時の前記レプリ
    カ信号サンプルの要素との積を各決定すべきフィルタ係
    数ごとに計算しそれを合計したものを、前記レプリカ信
    号サンプルの要素がサンプルされた時間から前記遅延だ
    け遅れてサンプルされた前記第１のエコー信号のサンプ
    ルと等式で結んでいる方程式であることを特徴とするエ
    コー消去システム。
  2. 【請求項２】前記エコー消去システムは、複数の前記エ
    コー消去システムを含む遠隔通信システムの一部をな
    し、前記第２の位置は、前記複数のエコー消去システム
    に共通であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
    載のエコー消去システム。
  3. 【請求項３】前記第２の位置は、前記送受信装置に時分
    割多重通信パスを介して結合されていることを特徴とす
    る特許請求の範囲第１項または第２項記載のエコー消去
    システム。
  4. 【請求項４】前記第１の位置は、前記送受信装置の位置
    であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のエ
    コー消去システム。
  5. 【請求項５】前記第１および第２のエコー信号サンプル
    は、前記第２の位置であるフィールドで測定され、前記
    レプリカ信号サンプルの要素は、前記第１の位置である
    実験室で測定されることを特徴とする特許請求の範囲第
    １項記載のエコー消去システム。
  6. 【請求項６】前記入力信号はデジタル化され、サンプル
    化されたアナログパルスシーケンスの変形であることを
    特徴とする特許請求の範囲第１項記載のエコー消去シス
    テム。
  7. 【請求項７】入力信号、エコー信号およびレプリカ信号
    はサンプルされたデジタル信号であり、送受信装置の受
    信パスと送信パスとの間に結合された調整可能なエコー
    消去装置により、前記受信パスに供給された入力信号に
    応答して前記送信パスに現れるエコー信号のレプリカ信
    号を生成し、減算手段により前記エコー信号から前記レ
    プリカ信号を減算し、デジタルフィルタは、それぞれデ
    ジタルフィルタの係数を前記入力信号の関数であるレプ
    リカ信号サンプルの要素と乗算する複数の乗算手段およ
    び前記乗算手段の出力を合計して前記レプリカ信号のサ
    ンプルを生成する加算手段を含む、遠隔通信システム用
    の調整可能なエコー消去装置のデジタルフィルタの係数
    を決定する方法において、 前記エコー消去装置を遠隔通信システムの他の部分から
    分離し、すべてのフィルタ係数が順次的にゼロ以外に設
    定されるように、前記レプリカ信号サンプルの要素と乗
    算される１つのフィルタ係数をゼロ以外に前記乗算され
    る１つのフィルタ係数を除いた前記フィルタ係数のすべ
    てをゼロにそれぞれ設定した時に、前記調整可能なエコ
    ー消去装置と比較的近い第１の位置において得られるレ
    プリカ信号サンプルを連続的に測定することにより、前
    記レプリカ信号サンプルの要素を測定する第１のステッ
    プと、 前記フィルタ係数のすべてをゼロに設定した時に、前記
    調整可能なエコー消去装置から比較的離れた第２の位置
    から前記受信パスに入力信号を供給し、前記送信パスに
    戻ってきて第２の位置で受信された第１のエコー信号の
    複数のサンプルを測定する第２のステップと、 前記デジタルフィルタを介して最大の伝送が達成される
    係数を除いた前記フィルタ係数のすべてをゼロに設定し
    た時に、前記第２の位置から前記入力信号を送信し、前
    記第２の位置で第２のエコー信号を受信し、前記最大の
    伝送が達成される係数と同じ係数をゼロ以外にそれ以外
    のフィルタ係数をゼロに設定した時に前記第１の位置に
    おいて得られた前記第１のステップのレプリカ信号サン
    プルと前記第２の位置で受信された第２のエコー信号と
    を相互に関係付けることによって、前記第１と第２の位
    置との間を流れる時に信号が受ける遅延を決定する第３
    のステップと、 それぞれの方程式ごとにレプリカ信号サンプルの要素が
    サンプルされた時間がすべて異なっている、決定すべき
    フィルタ係数と同数の数の方程式を解くことによって、
    前記フィルタ係数を決定する第４のステップとを含み、 前記方程式はそれぞれ、決定すべきフィルタ係数の１つ
    とその決定すべきフィルタ係数をゼロ以外にそれ以外の
    すべてのフィルタ係数をゼロに設定した時の前記レプリ
    カ信号サンプルの要素との積を各決定すべきフィルタ係
    数ごとに計算しそれを合計したものを、前記レプリカ信
    号サンプルの要素がサンプルされた時間から前記遅延だ
    け遅れてサンプルされた前記第１のエコー信号のサンプ
    ルと等式で結んでいる方程式であることを特徴とする遠
    隔通信システム用の調整可能なエコー消去装置のデジタ
    ルフィルタの係数を決定する方法。
  8. 【請求項８】前記フィルタ係数は、特許請求の範囲第１
    項記載のエコー消去システムの処理手段により決定され
    ることを特徴とする特許請求の範囲第７項記載のデジタ
    ルフィルタの係数を決定する方法。
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