JPH0832122B2

JPH0832122B2 - 電気車制御装置

Info

Publication number: JPH0832122B2
Application number: JP61268981A
Authority: JP
Inventors: 育雄安岡
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-11-12
Filing date: 1986-11-12
Publication date: 1996-03-27
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: JPS63124704A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は電気車制御装置に関するものである。

（従来の技術）鉄道車両の主電動機として、誘導電動機を使用するこ
とは小形軽量化およびメンテナンスフリーの点から大き
な利点がある。ところで誘導電動機を効率良く速度制御
するためには、可変電圧・可変周波数制御（以下、VVVF
と称する）が必要で、通常、サイリスタなどを用いたVV
VFインバータが使用される。

第７図は誘導電動機の１相分の等価回路とVVVFインバ
ータおよび入力フィルタとの関係を示したもので、20は
入力フィルタリアクトルL₀、21は入力フィルタコンデン
サC₀、22はVVVFインバータ、23は１次漏れインダクタン
スL₁、24は１次レンジスタンスR₁、25は励磁インダクタ
ンスLm、26は２次漏れインダクタンスL₂、27は等価２次
レジスタンスR₂／S₁である。

ここで、S₁は誘導電動機のすべりで、次のように定義
される。

S₁＝すべり周波数FS/インバータ出力周波数ＦこのVVVF方式は制御そのものが複雑であると云う点
と、電源高調波低減のためにPMW変調を行わなければな
らない等の点から高度な制御技術が要求される。

従来このようなPMW変調VVVFインバータの制御部とし
て、第８図に示すような手法がとられていた。第８図は
従来のVVVFインバータの制御部をブロック図で示したも
ので、１は誘導電動機の回転数FRに対応するパルスを発
生するパルスジェネレータ、２はこのパルスジェネレー
タ１の信号より回転周波数FRを算出する回転数周波数演
算部、３はパルスジェネレータ１の信号変化率より車輪
の空転及び滑走を検知する空転滑走検知部、４はマスタ
ーコントローラ指令Ｍおよびノッチ指令P/Bを与えるマ
スターコントローラおよびブレーキ弁、５はマスターコ
ントローラ指令（以下、単にマスコン指令と称する）MC
および応荷重VLおよび空転滑走条件WSDに応じて電流指
令値ICを算出する電流指令値演算部、６はノッチ指令P/
Bによって力行Ｐの状態であるか、回生Ｂの状態である
かを判別する力行回生判別部であり、判別結果により力
行P,回生Ｂの判別信号を出力する。７は電流指令値IC
と、この電流指令値ICと誘導電動機の電流IMとの電流偏
差IUとに応じて基準すべり周波数FSを算出するすべり周
波数演算部、８はインバータ周波数ＦおよびVVVFインバ
ータの入力電圧（すなわち、第７図におけるコンデンサ
C₀の端子電圧）ECおよび力行Ｐまたは回生Ｂの条件より
変調率ALを算出する変調率演算部、９はインバータ周波
数Ｆより変調パルスモードＮを算出する変調パルスモー
ド演算部、10はインバータ周波数Ｆおよび変調パルスモ
ードＮおよび変調率ALに従ってPWM変調（パルス幅変
調）を行うPWM変調部である。

また、第９図は第８図に示したすべり周波数演算部７
の詳細を示した図である。すべり周波数演算部７は図に
示す如く、電流指令値ICに対する基準すべり周波数FS1
の関係を関数として持ち、電流指令値演算部５からの電
流指令値ICに対する基準すべり周波数FS1を出力する関
数器11と、電流偏差IUの１次遅れ補償をして該補償済み
の出力を定電流補償すべり周波数FS2として出力する１
次遅れ補償器12を持ち、更にこれらの出力である基準す
べり周波数FS1と定電流補償すべり周波数FS2の和をリミ
ッタ13を通して後、すべり周波数FSとして出力してい
る。これにより、ICIMなる制御が行える。

このような制御部を持つVVVFインバータは、パルスジ
ェネレータ１により電動機の回転数を検知する。そし
て、このパルスジェネレータ１の信号より回転周波数演
算部２は誘導電動機の回転周波数FRを算出して出力す
る。

一方、空転滑走検知部３はパルスジェネレータ１の信
号変化率より車輪の空転及び滑走を検知する。そして、
これを空転滑走条件WSDとして出力する。

マスターコントローラおよびブレーキ弁４からはマス
コン指令MCおよびノッチ指令P/Bが出力され、これらは
電流指令値演算部５および力行回生判別部６に与えられ
る。電流指令値演算部５はマスコン指令MCおよび空転滑
走条件WSDおよび外部より与えられる応荷重VLに応じて
電流指令値ICを算出し、この算出した電流指令値ICをす
べり周波数演算部７に出力する。また、力行回生判別部
６はノッチ指令P/Bによって力行Ｐの状態であるか、回
生Ｂの状態であるかを判別する。そしてその判別結果を
変調率演算部８に与える。すべり周波数演算部７は電流
指令値ICと、誘導電動機の電流IMと電流指令値ICとの電
流偏差IUとに応じて基準すべり周波数FSを算出する。そ
して、算出したすべり周波数FSは回転周波数演算部２の
演算した回転周波数FRに加えられてインバータ周波数Ｆ
となる。また、変調率演算部８はこのインバータ周波数
Ｆおよびインバータ入力電圧ECより力行P,回生Ｂ条件に
応じて変調率ALを算出する。また、変調パルスモード演
算部９はインバータ周波数Ｆより変調パルスモードＮを
算出する。こうして求められたインバータ周波数Ｆおよ
び変調パルスモードＮおよび変調率ALはPWM変調部10に
与えられ、PWM変調部10はこれらインバータ周波数Ｆお
よび変調パルスモードＮおよび変調率ALに従ってPWM変
調を行い、インバータのゲートパルスを発生してインバ
ータ部に与える。これにより、VVVFインバータ22は周波
数と電圧の制御を電流一定の条件下で行うことになる。

このようなVVVFインバータ22により誘導電動機を制御
する場合、第７図に示す等価回路からわかるように、入
力フィルタリアクトルL₀と入力フィルタコンデンサC₀で
構成した入力フィルタ回路と、誘導電動機側の励磁イン
ダクタンスLmとがあるため、これらの間で電流が流れよ
うとするために振動電流（ハンチング電流）が発生し易
くなる。この振動電流に対して、これを抑制するダンピ
ング要素となるものは、直列に入っている１次レジスタ
ンスR₁と、並列に入る等価２次レジスタンスR₂／S₁だけ
であり、原理的にそれぞれ１次レジスタンスR₁は大きい
ほど、また、等価２次レジスタンスR₂／S₁は小さい程、
ダンピング効果が大きい。

ところが、１次レジスタンスR₁はその値が非常に小さ
く、また、逆に等価２次レジスタンスR₂／S₁は、もとも
とすべりS₁の値が小さく、特にインバータ周波数Ｆが高
周波になる程、S₁は更に小さくなるので、ともにこれだ
けでは大きなダンピング効果を期待することは出来な
い。

（発明が解決しようとする問題点）上述したように、VVVFインバータにより誘導電動機を
制御する場合、第７図に示す等価回路からわかるよう
に、入力フィルタリアクトルL₀と入力フィルタコンンデ
ンサC₀で構成した入力フィルタ回路と、誘導電動機側の
励磁インダクタンスLmとがある為に、これらの間で電流
が流れようとする。そのため振動電流が発生し易くなる
が、この振動電流に対して、ダンピング要素となるもの
は、直列に入っている１次レジスタンスR₁と、並列に入
る等価２次レジスタンスR₂／S₁だけである。そして、原
理的に１次レジスタンスR₁は大きいほど、また、等価２
次レジスタンスR₂／S₁は小さい程、ダンピング効果が大
きい。ところが、１次レジスタンスR₁はその値が非常に
小さく、また、逆に等価２次レジスタンスR₂／S₁はもと
もとS₁の値が小さく、特にインバータ周波数Ｆが高周波
になる程、S₁は更に小さくなると云う事情があるので、
ともにこれだけでは大きなダンピング効果を期待するこ
とは出来ない。

従って、第８図，第９図に示したように、単にすべり
周波数FSによる定電流制御を行ないながらVVVF制御をし
ていたのでは、主回路に振動電流が発生した場合、これ
を整定することが出来ないと言った欠点がある。

そこでこの発明の目的とするところは、誘導電動機を
入力LCフィルタを有するVVVFインバータですべり周波数
制御により駆動する場合に発生する主回路電流の振動現
象を、定電流制御性能を損うことなく抑制することの出
来るようにした電気車制御装置を提供することにある。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）すなわち上記目的を達成するため本発明は、入力側に
リアクトルとコンデンサとからなるフィルタ回路が接続
され、出力側に誘導電動機が接続された可変電圧可変周
波数インバータと、前記誘導電動機の回転周波数を演算
する回転周波数演算手段と、前記誘導電動機に対する電
流指令値および、この電流指令値と前記誘導電動機の実
電流との偏差とに基づいてすべり周波数を演算するすべ
り周波数演算手段と、前記回転周波数演算手段により演
算された前記回転周波数に応じて補償ゲインの大きさを
設定する補償ゲイン設定手段と、前記可変電圧可変周波
数インバータへの入力電圧に対して前記補償ゲイン設定
手段により設定された前記補償ゲインにより微分補償演
算を行って微分補償値を得、この微分補償値を前記すべ
り周波数に加減算する補償手段と、この補償手段の出力
と前記回転周波数演算手段により演算された前記回転周
波数とからインバータ周波数を演算し、このインバータ
周波数に基づいて前記可変電圧可変周波数インバータを
制御する制御手段とを設けて構成する。

（作用）このような構成において、誘導電動機の回転数を検出
し、所定のすべり周波数を加減算してインバータ周波数
を制御するにあたり、上記コンデンサの電圧または電流
変動分に対し所定の補償ゲインとすべりを乗じ微分補償
値として得、これを力行時にはすべり周波数に加算補
償、回生時にはすべり周波数に減算補償する。また、誘
導電動機の回転速度に応じて上記補償ゲインは変化させ
る。このようにすると、フィルタコンデンサの電圧変動
により生じる主回路電流の振動はインバータ周波数に対
して加えた上記微分補償値により補償されるので、主回
路電流振動は抑制され、しかも、定電流制御性能を損う
こともない。

このように本発明によれば、誘導電動機を入力LCフィ
ルタを有するVVVFインバータですべり周波数制御により
駆動する場合に発生する主回路電流の振動現象を、定電
流制御性能を損うことなく簡単に抑制することが出来る
ようになる。

（実施例）以下、本発明の一実施例について図面を参照して説明
する。

第１図は本システムにおけるVVVFインバータの制御部
の構成例を示すブロック図であり、基本的には第８図で
説明した従来例と同じである。従って、第８図と同一物
には同一符号を付し、その説明は省略する。

第１図において、第８図と異なる部分はすべり周波数
演算部17である。すなわち、本発明では誘導電動機をVV
VFインバータによりすべり周波数制御する場合の主回路
の振動電流を、すべり周波数に運転の条件に応じた補正
を加えることにより、阻止しようとするものである。従
って、すべり周波数演算部17は従来のすべり周波数演算
部７のように単に電流指令値ICと、この電流指令値ICに
対する誘導電動機の電流IMの偏差より与えるべきすべり
周波数を求めるのでは無く、更に力行Ｐの状態にある
か、回生Ｂの状態にあるかの条件およびインバータ入力
電圧ECおよび回転周波数演算部２の求めた回転周波数FR
を加味して求める。

そのため、本装置では第１図に示すように、すべり周
波数演算部17には電流指令値演算部５の出力である電流
指令値ICと、この電流指令値ICに対する誘導電動機の電
流IMの偏差IUおよび力行回生判別部６の出力する力行Ｐ
の状態にあるか、回生Ｂの状態にあるかの判別結果、お
よびインバータ入力電圧ECおよび出力する回転周波数演
算部２の回転周波数FRを入力し、これらより与えるべき
すべり周波数を求める構成とする。

第２図は第１図におけるすべり周波数演算部17の詳細
を示すブロック図である。すべり周波数演算部17は図に
示す如く、電流指令値ICに対する基準すべり周波数FS1
の関係を関数として持ち、電流指令値演算部５からの電
流指令値ICに対する基準すべり周波数FS1を出力する関
数器11と、電流偏差IUの１次遅れ補償をして該補償済み
の出力を定電流補償すべり周波数FS2として出力する１
次遅れ補償器12を持ち、また、インバータ入力電圧ECの
微分補償を行う微分補償器14と、力行回生判別部６の判
別結果に応じてこの微分補償器14の出力FS3をそのまま
又は極性反転器16を介して極性反転して出力すべく切換
えるスイッチ15を設けてある。更にこれらの出力である
基準すべり周波数FS1と定電流補償すべり周波数FS2およ
びスイッチ15により極性選択された微分補償器14の出力
FS3の和をリミッタ13を通して後、すべり周波数FSとし
て出力する構成としている。

また、第３図は第２図における微分補償器14の詳細を
示したもので、回転周波数FRと予め定めた基準値C1との
大小を比較する比較部20の出力により、ゲイン選択用の
スイッチ21を切換えて微分ゲインK2を変化させるもので
ある。微分ゲインK2は予めK21,K22等複数用意してあ
り、これらから比較結果に応じて選択する。そして、EC
の変化分に対し補償演算部22にて微分ゲインK2分の補償
を行い、FS3を得る。

このような制御部を持つVVVFインバータは、パルスジ
ェネレータ１により電動機の回転数を検知する。そし
て、このパルスジェネレータ１の信号より回転周波数演
算部２は誘導電動機の回転周波数FRを算出して出力す
る。一方、空転滑走検知部３はパルスジェネレータ１の
信号変化率より車輪の空転及び滑走を検知する。そし
て、これを空転滑走条件WSDとして出力する。

マスターコントローラおよびブレーキ弁４からはマス
コン指令MCおよびノッチ指令P/Bが出力され、これらは
電流指令値演算部５および力行回生判別部６に与えられ
る。電流指令値演算部５はマスコン指令MCおよび空転滑
走条件WSDおよび外部より与えられる応荷重VLに応じて
電流指令値ICを算出し、この算出した電流指令値ICをす
べり周波数演算部17に出力する。また、力行回生判別部
６はノッチ指令P/Bによって力行Ｐの状態であるか、回
生Ｂの状態であるかを判別する。そしてその判別結果を
すべり周波数演算部17と変調率演算部８に与える。する
と、すべり周波数演算部17は回転周波数演算部２の出力
する回転周波数FRと、電流指令値ICおよび力行Ｐまたは
回生Ｂの条件と、更にまた電流指令値ICと誘導電動機の
電流IMとの電流偏差IUとに応じて基準すべり周波数FSを
算出する。すなわち、すべり周波数演算部17は電流指令
値ICに対する基準すべり周波数FS1の関係を関数として
持ち、入力される電流指令値ICに対する基準すべり周波
数FS1を出力する関数器11にて電流指令値演算部５から
の電流指令値ICに対する基準すべり周波数FS1を得、ま
た、電流偏差IUの１次遅れ補償をして該補償済みの出力
を定電流補償すべり周波数FS2として出力する１次遅れ
補償器12により電流偏差IUの１次遅れ補償をした定電流
補償すべり周波数FS2を得、また、インバータ入力電圧E
Cに対し、回転周波数FRに応じた所定の微分補償ゲインK
2分の微分補償を行う微分補償器14によりインバータ入
力電圧ECの微分補償済み出力FS3を得る。また、微分補
償済み出力FS3は力行回生判別部６の判別結果に応じて
そのまま又は極性反転して取出され、更にこれら基準す
べり周波数FS1と定電流補償すべり周波数FS2およびスイ
ッチ15により極性選択された微分補償器14の出力FS3の
和をリミッタ13を通して後、すべり周波数FSとして出力
する。この結果、基準すべり周波数に定電流補償すべり
周波数と入力電圧ECの微分補償を加味したすべり周波数
FSが得られることになる。そして、このようにして算出
されたすべり周波数FSは回転周波数演算部２の演算した
回転周波数FRに加えられてインバータ周波数Ｆとなる。
また、変調率演算部８はこのインバータ周波数Ｆおよび
インバータ入力電圧ECより力行P,回生Ｂ条件に応じて変
調率ALを算出する。また、変調パルスモード演算部９は
インバータ周波数Ｆより変調パルスモードＮを算出す
る。こうして求められたインバータ出力周波数Ｆおよび
変調パルスモードＮおよび変調率ALはPWM変調部10に与
えられ、PWM変調部10はこれらインバータ周波数Ｆおよ
び変調パルスモードＮおよび変調率ALに従ってPWM変調
を行い、インバータのゲートパルスを発生してインバー
タ部に与える。これにより、VVVFインバータ22は周波数
と電圧の制御を電流一定の条件下で行うことになる。

このような構成によれば、VVVFインバータ22はその交
流出力電圧EMとすべり周波数FSを独立に制御することが
出来て、しかも、第10図の制御特性要因図に示した通
り、それぞれ次のように制御できる。

すなわち、VVVFインバータの交流出力電圧EMと出力周
波数Ｆとが比例関係にある第10図に示した出力周波数Ｆ
が零から、交流出力電圧が飽和する点F₁の範囲では、交
流出力電圧EMとすべり周波数FSは共に制御可能であり、
従って、この場合は電流指令値ICと誘導電動機の電流IM
は等しくなるように制御し、VVVFインバータの出力周波
数Ｆが前記F₁を超え、且つ、誘導電動機をすべり周波数
制御する上で、すべり周波数制御可能な最大のすべり周
波数FSに相当するVVVFインバータ出力周波数F₂までの範
囲では、交流出力電圧EMが最大値となるように、また、
すべり周波数FSはF₁からF₂に向うにつれ大きくなるよう
に制御し、且つ、電流指令値ICと誘導電動機の電流IMは
上述同様に等しくなるように制御する。

また、VVVFインバータ出力周波数Ｆが前記F₂を超える
範囲では、交流出力電圧EM、すべり周波数FS共に最大値
一定で、誘導電動機の電流IMは電流指令値ICより少ない
状態となるように制御する。

ここで本発明の目的とするところは振動現象のダンピ
ングの強化である。VVVFインバータにおいて、振動現象
のダンピングを強化する方法として通常考えられている
のは、一般の変換器で行われているように誘導電動機の
電流IMの微分要素を負帰還でVVVFインバータの交流出力
電圧EMの制御パラメータである変調率ALに加える方法で
ある。この方法は第７図において振動電流分についての
み、見掛け上、過渡的R₁を大きくする方法であり、電圧
を可変する制御変換器すなわち、VVVFインバータに限ら
ずチョッパ装置、位相制御整流器、CVCFインバータ等ど
れにも共通する有効な方法である。しかし、この方法は
VVVFインバータでは第10図に示すようにVVVFインバータ
出力周波数Ｆが０〜F₁の範囲でのみ、適用できるに過ぎ
ないから、これを外れる領域では当然アンチハント効果
は失われてしまう。

本発明ではVVVFインバータ特有の制御要素であるすべ
り周波数FSに着目し、並列共振条件の変更、制御を行う
ことによりアンチハントを可能にしている。具体的には
次のような作用による。

すなわち、第７図で説明したようにダンピングを強化
するためのもう一つの要素である等価２次レジスタンス
R₂／S₁を、振動電流に対してのみ過渡的に小さく出来れ
ば良い訳であるが、すべり周波数FSの定常的な値は、電
流指令値ICと誘導電動機の電流IMを等しくするための第
９図に示した電流指令値ICによる基準すべり周波数FS1
と電流偏差IUの１次遅れ補償の定電流補正すべり周波数
FS2の和である定電流制御要素によって決定されるの
で、誘導電動機の電流IMに重畳する振動電流、すなわ
ち、誘導電動機の電流IMの変化分についてのみ、すべり
周波数FSを調整する要素を追加すれば良いことになる。

そこで、本発明では次のような方法でΔIMを検知す
る。ΔIMと入力フィルタコンデンサ電圧の振動成分ΔEC
との間には、次式の関係がある。

また、入力フィルタコンデンサ電圧の直流成分をEC₀
とすると、入力フィルタコンデンサ電圧ECは EC＝EC₀＋ΔEC であり、これを微分すると、となり、インバータ入力電圧ECを微分することにより振
動電流成分ΔIMを得ることが出来る。（勿論、電圧を利
用せずに、直接電流を測定することで振動電流成分ΔIM
をを得るようにしても良い。）従って、すべり周波数に
よりダンピング強化を実現するためには第２図に示すす
べり周波数演算部17を機能させれば良い。

すなわち、すべり周波数演算部17の機能は上述したよ
うに、インバータ入力電圧EC（すなわち、フィルタコン
デンサC₀の電圧）に微分ゲインK2分の微分補償を行って
電流振動に対する微分補償値を得、これを力行時はスイ
ッチ15により前記基準すべり周波数FS1と定電流補償す
べり周波数FS2の和に対して加算する。これにより、フ
ィルタコンデンサの電圧ECが増加しようとすると、R₂／
S₁が小さくなり、第７図に示した励磁インダクタンスLm
に流れ込む電流が増加しないように作用することにな
る。逆にフィルタコンデンサ電圧ECが減少しようとする
と、R₂／S₁が大きくなり、励磁インダクタンスLmに流れ
込む電流が減少しないように作用する。この作用は誘導
電動機の電流IMに振動電流が発生しても励磁インダクタ
ンスLmの電流を一定に保とうとするものであり、これは
すなわち、振動電流を等価２次レジスタンスの過渡変化
により吸収するものであって、電流指令値ICと誘導電動
機の電流IMが等しく定電流特性であることには何等の影
響を与えることなく、振動電流ついてのみ、大きなダン
ピングが作用する。

力行の場合は、電力を電源側より供給しているので、
誘導電動機の電流IMの変動とインバータの入力側に設け
てある入力フィルタコンデンサC₀の電圧ECが逆位相とな
る。従って、入力フィルタコンデンサC₀の電圧ECが上昇
しようとするときはR₂／S₁を小さくすることにより、そ
の上昇を抑えるようにフィルタコンデンサ電圧ECの微分
要素を正帰還で加えるが、電力回生ブレーキの場合には
逆に電力を電源に回生するので、誘導電動機の電流IMの
変動と入力フィルタコンデンサC₀の電圧ECの変動が同位
相になる。従って、スイッチ15により極性変換器16を通
して極性反転されたFS3出力を選択して加えるすなわ
ち、入力フィルタコンデンサC₀の電圧ECの微分要素を負
帰還で加えることにより力行の場合と全く同じダンピン
グ効果が得られることになる。

ところで、第７図で述べたように、インバータ周波数
Ｆが高くなると、すべりS₁が小さくなるため、ダンピン
グ効果が低下する。これを補償するため、微分補償器14
では第３図に示すように、回転周波数FRを比較部20で判
別し、C1より下回る場合では微分ゲインK₂＝K₂₁値と
し、基準値であるC1以上では微分ゲインK₂＝K₂₂とする
ようにスイッチ21によって車両速度に応じて微分ゲイン
のレベルを選択切替えしている。そして、これにより全
速度域のダンピング効果の大小を補正する。

このように本装置では誘導電動機をVVVFインバータに
よりすべり周波数制御する場合の主回路の振動電流を、
与えるべきすべり周波数に対し微分要素を運転条件に応
じた極性で加えて補正することにより、等価２次レジス
タンスR₂／S₁を制御し、この等価２次レジスタンスR₂／
S₁の過渡変化により振動電流を吸収して抑制するように
したので、誘導電動機を入力LCフィルタを有するVVVFイ
ンバータですべり周波数制御により駆動する場合に発生
する主回路電流の振動現象を、定電流制御性能を何等損
うことなく抑制することが出来るようになる。

尚、本装置は第４図のように構成することも出来る。
第４図はVVVFインバータの制御部であり、ここではすべ
り周波数演算部17aの入力として第１図の方式における
回転周波数FRの代りに変調パルスモード演算部９の出力
する変調パルスモードＮを与えるようにしたものであ
る。またこの場合、すべり周波数演算部17の構成は第５
図の如きで微分補償器14aの入力はインバータ入力電圧E
Cと変調パルスモードＮとする以外第２図の場合と基本
的には変らない。微分補償器14aの構成は第６図の如く
構成とする。すなわち、微分補償器14aは第６図に示す
ように出力電圧固定モード（単一パルスモード）か否か
を判別する比較部30と、この比較結果に応じ、電圧ECに
対する微分補償器14aの微分ゲインK2を選択する（予め
設定された異なるレベルのゲインK23,K24のうちいずれ
とするかを選択する）ゲイン切換えスイッチ31、このゲ
イン切換えスイッチ31にて選択された微分補償ゲインK2
分を電圧ECに対して微分補償することによりECの変動分
に対しての補償済みの出力、FS3として出力する演算部3
2よりなる。

第10図におけるVVVF制御特性において、出力周波数F1
以下はインバータ出力電圧可変制御領域であり、また、
F1以上は出力電圧固定領域である。

この制御モードは制御部を構成している第４図におけ
る変調パルスモード演算部９によって決定され、出力さ
れる変調パルスモード信号Ｎを利用して判別する。その
ため、この変調パルスモード信号Ｎを第４図におけるす
べり周波数演算部17aの微分補償器14aに入力し、微分補
償器14aでは第６図に示すように比較部30で出力電圧固
定モードすなわち、単一パルスモードか否かを判別し、
この判別結果に応じてゲイン切換えスイッチ31を切換
え、最適なゲインを選択して補償演算部32に与える。す
なわち、第４図の構成では電圧ECに対する微分補償器14
aの微分ゲインK2をモード判別結果に応じて変化させ、
補償演算部32では電圧ECを選択された微分ゲインK2対応
分補正して微分補償することにより、全速度領域のダン
ピング効果を補正するものである。

これによっても誘導電動機を入力LCフィルタを有する
VVVFインバータですべり周波数制御により駆動する場合
に発生する主回路の振動現象を、定電流制御性能を何等
損うことなく阻止することが出来る。

〔発明の効果〕

以上、詳述したように本発明によれば、入力側にLCフ
ィルタを設けたVVVFインバータを電源として用いる電気
車において、主回路電流の振動現象を容易に抑制するこ
とが出来るようにした電気車制御装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す制御ブロック図、第２
図は本装置に用いるすべり周波数演算部の構成例を示す
ブロック図、第３図はその微分補償器の構成を示すブロ
ック図、第４図は制御部の他の実施例を示すブロック
図、第５図はそのすべり周波数演算部の構成例を示すブ
ロック図、第６図は第５図における微分補償器の構成を
示すブロック図、第７図は入力側にLCフィルタを有する
VVVFインバータの等価回路図、第８図および第９図は従
来システムを説明するための図、第10図はVVVFインバー
タの特性を説明するための図である。１…パルスジェネレータ、２…回転周波数演算部、３…
空転滑走検知部、４…マスターコントローラおよびブレ
ーキ弁、５…電流指令値演算部、６…力行回生判別部、
８…変調率演算部、９…変調パルスモード演算部、10…
PWM変調部、11…関数器、12…１次遅れ補償器、13…リ
ミッタ、14…微分補償器、15,21,31…切換スイッチ、16
…極性変換器、17…すべり周波数演算部、20,30…比較
部、22,32…補償演算部。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力側にリアクトルとコンデンサとからな
るフィルタ回路が接続され、出力側に誘導電動機が接続
された可変電圧可変周波数インバータと、前記誘導電動機の回転周波数を演算する回転周波数演算
手段と、前記誘導電動機に対する電流指令値および、この電流指
令値と前記誘導電導機の実電流との偏差とに基づいてす
べり周波数を演算するすべり周波数演算手段と、前記回転周波数演算手段により演算された前記回転周波
数に応じて補償ゲインの大きさを設定する補償ゲイン設
定手段と、前記可変電圧可変周波数インバータへの入力電圧に対し
て前記補償ゲイン設定手段により設定された前記補償ゲ
インにより微分補償演算を行って微分補償値を得、この
微分補償値を前記すべり周波数に加減算する補償手段
と、この補償手段の出力と前記回転周波数演算手段により演
算された前記回転周波数とからインバータ周波数を演算
し、このインバータ周波数に基づいて前記可変電圧可変
周波数インバータを制御する制御手段と、を有する電気車制御装置。
【請求項２】入力側にリアクトルとコンデンサとからな
るフィルタ回路が接続され、出力側に誘導電動機が接続
された可変電圧可変周波数インバータと、前記誘導電動機の回転周波数を演算する回転周波数演算
手段と、前記誘導電動機に対する電流指令値および、この電流指
令値と前記誘導電動機の実電流との偏差とに基づいてす
べり周波数を演算するすべり周波数演算手段と、前記回転周波数演算手段により演算された前記回転周波
数に応じて補償ゲインの大きさを設定する補償ゲイン設
定手段と、前記誘導電動機の実電流に対して、前記補償ゲイン設定
手段により設定された前記補償ゲインにより微分補償演
算を行って微分補償値を得、この微分補償値を前記すべ
り周波数に加減算する補償手段と、この補償手段の出力と前記回転周波数演算手段により演
算された前記回転周波数とからインバータ周波数を演算
し、このインバータ周波数に基づいて前記可変電圧可変
周波数インバータを制御する制御手段と、を有する電気車制御装置。
【請求項３】補償手段は電気車の力行時に微分補償値と
前記すべり周波数を加算し、電気車の回生時に前記微分
補償値をすべり周波数から減算する構成であることを特
徴とする特許請求の範囲第１項乃至第２項いずれか１項
記載の電気車制御装置。