JPH0832196B2 - ステツピングモ−タ用の駆動回路 - Google Patents
ステツピングモ−タ用の駆動回路Info
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- JPH0832196B2 JPH0832196B2 JP59138248A JP13824884A JPH0832196B2 JP H0832196 B2 JPH0832196 B2 JP H0832196B2 JP 59138248 A JP59138248 A JP 59138248A JP 13824884 A JP13824884 A JP 13824884A JP H0832196 B2 JPH0832196 B2 JP H0832196B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
- H02P8/16—Reducing energy dissipated or supplied
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、ステッピングモータ用の駆動回路に関す
る。
る。
（ロ）従来技術 従来、ステッピングモータ用の駆動回路として種々提
案実施されており、第１図を例にとって説明する。
案実施されており、第１図を例にとって説明する。
第１図は従来のステッピングモータ用の駆動回路を示
す回路図である。
す回路図である。
同図において、10は定電流チョッパ回路であり、直流
電流11、直流電源11の出力をチョッパ制御する半導体チ
ョッパ12、ダイオード14、半導体チョッパ12の出力側に
直列に挿入されたチョーク15、小容量の平滑コンデンサ
16等から構成されている。
電流11、直流電源11の出力をチョッパ制御する半導体チ
ョッパ12、ダイオード14、半導体チョッパ12の出力側に
直列に挿入されたチョーク15、小容量の平滑コンデンサ
16等から構成されている。
20は一端を検出抵抗13に、他端を半導体チョッパ12の
ベースにそれぞれ接続された制御回路である。この制御
回路20は、抵抗および接地されたコンデンサからなる平
滑回路22をコンパレータ21のプラス側に、また所定の基
準電圧V REFを前記コンパレータ21のマイナス側にそれ
ぞれ接続することにより構成される。
ベースにそれぞれ接続された制御回路である。この制御
回路20は、抵抗および接地されたコンデンサからなる平
滑回路22をコンパレータ21のプラス側に、また所定の基
準電圧V REFを前記コンパレータ21のマイナス側にそれ
ぞれ接続することにより構成される。
30はいわゆるスタンダード結線された例えば四相のス
テッピングモータの駆動巻線スイッチング回路である。
但し、その一相分を図示し他の各相は省略している。そ
してトランジスタ31、32、33、34のエミッタ−コレクタ
間には逆起電流を通すためのダイオード35、36、37、38
がそれぞれ接続されている。
テッピングモータの駆動巻線スイッチング回路である。
但し、その一相分を図示し他の各相は省略している。そ
してトランジスタ31、32、33、34のエミッタ−コレクタ
間には逆起電流を通すためのダイオード35、36、37、38
がそれぞれ接続されている。
以下、第１図に示した従来回路の動作説明をし、その
問題点を指摘する。
問題点を指摘する。
第４図〜第６図は、四相ステッピングモータを低域周
波数、中域周波数および高域周波数で一相励磁した場合
の各部の動作波形を示している。
波数、中域周波数および高域周波数で一相励磁した場合
の各部の動作波形を示している。
各図において（ａ）は駆動巻線スイッチング回路30の
端子Ａおよびへ与える制御信号を示す。（ｂ）は各周
波数においてモータ巻線に流れる励磁電流I W1の波形を
示す。（ｃ）は各周波数においてのモータ印加電圧を示
す。（ｄ）は各周波数において検出抵抗13に流れる電流
I W2を示している。第７図は駆動周波数と消費電力との
関係を示している（但し、破線は従来例、実線は本発明
に係る実施例の特性図を示している）。尚、前記（ｂ）
および（ｄ）において、＋は第１図に示すモータ巻線39
に電流I W1がＡから方向に流れた時を、−はからＡ
方向に流れた時をそれぞれ示している。
端子Ａおよびへ与える制御信号を示す。（ｂ）は各周
波数においてモータ巻線に流れる励磁電流I W1の波形を
示す。（ｃ）は各周波数においてのモータ印加電圧を示
す。（ｄ）は各周波数において検出抵抗13に流れる電流
I W2を示している。第７図は駆動周波数と消費電力との
関係を示している（但し、破線は従来例、実線は本発明
に係る実施例の特性図を示している）。尚、前記（ｂ）
および（ｄ）において、＋は第１図に示すモータ巻線39
に電流I W1がＡから方向に流れた時を、−はからＡ
方向に流れた時をそれぞれ示している。
まず、駆動巻線スイッチング回路30の端子Ａに『Ｈ』
の制御信号が入ると、トランジスタ31と34がON状態とな
り、モータ巻線39にはＡから方向に電流I W1が流れ
る。この励磁電流I W1が検出抵抗13を介してグランドに
流れることにより、前記励磁電流I W1を検出抵抗13の電
圧値として検出する。次に、に『Ｈ』の制御信号が入
ると、トランジスタ32および33がON状態となり、モータ
巻線39にはからＡ方向に励磁電流I W1が流れる。この
時も前述と同様にして検出抵抗13の電圧値を得る。
の制御信号が入ると、トランジスタ31と34がON状態とな
り、モータ巻線39にはＡから方向に電流I W1が流れ
る。この励磁電流I W1が検出抵抗13を介してグランドに
流れることにより、前記励磁電流I W1を検出抵抗13の電
圧値として検出する。次に、に『Ｈ』の制御信号が入
ると、トランジスタ32および33がON状態となり、モータ
巻線39にはからＡ方向に励磁電流I W1が流れる。この
時も前述と同様にして検出抵抗13の電圧値を得る。
次に、前記検出抵抗13の電圧値を制御回路20の平滑回
路22に与え、その平均値を検出する。この検出値と所定
の基準電圧V REFとをコンパレータ21で比較する。この
比較出力によって定電流チョッパ回路10を制御してい
る。
路22に与え、その平均値を検出する。この検出値と所定
の基準電圧V REFとをコンパレータ21で比較する。この
比較出力によって定電流チョッパ回路10を制御してい
る。
しかして、従来回路によれば、いずれの周波数で駆動
する場合であっても、検出抵抗13に発生した電圧値の平
均値を検出し、この検出値と基準電圧V REFとの比較出
力でもって定電流チョッパ回路10を制御させている。そ
のため、逆起電流IRを補うべく定電流チョッパ回路10が
制御される結果、第５図（ｂ）に実線で示すように、励
磁電流I W1の最大値は上昇する。
する場合であっても、検出抵抗13に発生した電圧値の平
均値を検出し、この検出値と基準電圧V REFとの比較出
力でもって定電流チョッパ回路10を制御させている。そ
のため、逆起電流IRを補うべく定電流チョッパ回路10が
制御される結果、第５図（ｂ）に実線で示すように、励
磁電流I W1の最大値は上昇する。
尚、この種のモータは、駆動周波数が高くなるにつれ
て逆起電流IR（端子Ａおよびに与えられる制御信号の
変化時に生じる）の割合あ増加する傾向にある。従っ
て、制御回路20でもって前記波形の平均値を検出して、
この検出値と基準電圧V REFとを比較すれば、第８図
（ｄ）に示すように停止時の電圧値との差が大きくな
る。即ち、駆動周波数を高くするにつれてモータ印加電
圧Vwを増加する方向に定電流チョッパ回路10が制御され
る。
て逆起電流IR（端子Ａおよびに与えられる制御信号の
変化時に生じる）の割合あ増加する傾向にある。従っ
て、制御回路20でもって前記波形の平均値を検出して、
この検出値と基準電圧V REFとを比較すれば、第８図
（ｄ）に示すように停止時の電圧値との差が大きくな
る。即ち、駆動周波数を高くするにつれてモータ印加電
圧Vwを増加する方向に定電流チョッパ回路10が制御され
る。
そして、例えば低域周波数（100パルス／秒程度）で
駆動する場合において、第４図（ｄ）に示すように＋方
向の電流I W2に対し逆起電流IR（一方向のI W1）の割合
が少ないので、このときの前記平均値化された検出値
と、モータ停止時の検出値との差（V1）は僅かである。
そのため、モータ印加電圧Vwの増加分は僅かであり、モ
ータ消費電力の著しい増加はない（第７図参照）。従っ
て、モータの温度上昇は問題ない。
駆動する場合において、第４図（ｄ）に示すように＋方
向の電流I W2に対し逆起電流IR（一方向のI W1）の割合
が少ないので、このときの前記平均値化された検出値
と、モータ停止時の検出値との差（V1）は僅かである。
そのため、モータ印加電圧Vwの増加分は僅かであり、モ
ータ消費電力の著しい増加はない（第７図参照）。従っ
て、モータの温度上昇は問題ない。
また、高域周波数（5Kパルス／秒程度）で駆動する場
合、上述したようにモータ印加電圧Vwは最大となるが、
周波数が高いため、励磁電流I W1が充分立ち上がる前に
相が反転する。そのため、モータ巻線39を流れる電流I
W1が少なくなり、消費電力は増加しない（第７図参
照）。その結果、モータの著しい温度上昇は生じない。
合、上述したようにモータ印加電圧Vwは最大となるが、
周波数が高いため、励磁電流I W1が充分立ち上がる前に
相が反転する。そのため、モータ巻線39を流れる電流I
W1が少なくなり、消費電力は増加しない（第７図参
照）。その結果、モータの著しい温度上昇は生じない。
しかしながら、中域周波数（500パルス／秒程度）で
駆動する場合において以下のような問題を生じる。具体
的には、第５図（ｂ）の実線で示すように、励磁電流I
W1の最大値が大きくなるため、第５図（ｃ）に示すよう
にモータ印加電圧Vwも増加する。しかして、励磁電流I
W1の立ち上がり時間と、相切り換え周波数が一致したと
き、印加電圧Vwと励磁電流I W1がともに最大付近とな
り、消費電力が増大する。これは、従来装置のように、
逆起電流I W2を考慮せずに励磁電流の単なる平均値で制
御すると、逆起電流I W2をも含めた値を平均化するた
め、その平均値が低くなる結果、制御回路20等の働きに
より、励磁電流I W1の最大値が必要以上に大きくなるた
めである。その結果、同図（ｂ）の実線で示すようにモ
ータ巻線39に比較的大きい電流I W1が流れる。そのた
め、中域周波数において、消費電力（第７図参照）が増
大し、制御回路20および駆動巻線スイッチング回路30の
モータ巻線39の温度上昇を招くことになる。その結果、
およびモータが過熱し、信頼性が低下するという問題を
生じる。
駆動する場合において以下のような問題を生じる。具体
的には、第５図（ｂ）の実線で示すように、励磁電流I
W1の最大値が大きくなるため、第５図（ｃ）に示すよう
にモータ印加電圧Vwも増加する。しかして、励磁電流I
W1の立ち上がり時間と、相切り換え周波数が一致したと
き、印加電圧Vwと励磁電流I W1がともに最大付近とな
り、消費電力が増大する。これは、従来装置のように、
逆起電流I W2を考慮せずに励磁電流の単なる平均値で制
御すると、逆起電流I W2をも含めた値を平均化するた
め、その平均値が低くなる結果、制御回路20等の働きに
より、励磁電流I W1の最大値が必要以上に大きくなるた
めである。その結果、同図（ｂ）の実線で示すようにモ
ータ巻線39に比較的大きい電流I W1が流れる。そのた
め、中域周波数において、消費電力（第７図参照）が増
大し、制御回路20および駆動巻線スイッチング回路30の
モータ巻線39の温度上昇を招くことになる。その結果、
およびモータが過熱し、信頼性が低下するという問題を
生じる。
（ハ）目的 本発明は、中域周波数で駆動された場合のモータおよ
び各駆動回路等の電力消費を抑制し、ステッピングモー
タの信頼性の向上と消費電力との低減を図るステッピン
グモータ用の駆動回路を提供することを目的としてい
る。
び各駆動回路等の電力消費を抑制し、ステッピングモー
タの信頼性の向上と消費電力との低減を図るステッピン
グモータ用の駆動回路を提供することを目的としてい
る。
（ニ）構成 第一の発明に係るステッピングモータ用の駆動回路
は、コレクタ・エミッタ間に逆起電流を電源側に流すた
めのダイオードを各々接続した４つのトランジスタから
なるブリッジ方式のバイポーラ駆動回路であって、直流
電源にて生成された直流電圧を入力としてステッピング
モータの励磁電流を生成する駆動巻線スイッチング回路
と、直流電源と駆動巻線スイッチング回路との間に接続
された定電流チョッパ駆動回路と、定電流チョッパ駆動
回路とステッピングモータとの間に接続されており且つ
この間に流れる電流を電圧として検出する電流検出抵抗
と、電流検出抵抗の検出信号に基づいて定電流チョッパ
駆動回路を制御する制御回路とを備えた基本構成となっ
ており、前記制御回路は、前記検出信号を整流すること
で当該信号に含まれる逆極性の逆起電流分を除去し、整
流した後の信号を平均化し、平均化した後の信号と所定
の基準電圧とを比較し、当該比較結果に応じて前記定電
流チョッパ駆動回路を動作させる構成であることを特徴
としている。
は、コレクタ・エミッタ間に逆起電流を電源側に流すた
めのダイオードを各々接続した４つのトランジスタから
なるブリッジ方式のバイポーラ駆動回路であって、直流
電源にて生成された直流電圧を入力としてステッピング
モータの励磁電流を生成する駆動巻線スイッチング回路
と、直流電源と駆動巻線スイッチング回路との間に接続
された定電流チョッパ駆動回路と、定電流チョッパ駆動
回路とステッピングモータとの間に接続されており且つ
この間に流れる電流を電圧として検出する電流検出抵抗
と、電流検出抵抗の検出信号に基づいて定電流チョッパ
駆動回路を制御する制御回路とを備えた基本構成となっ
ており、前記制御回路は、前記検出信号を整流すること
で当該信号に含まれる逆極性の逆起電流分を除去し、整
流した後の信号を平均化し、平均化した後の信号と所定
の基準電圧とを比較し、当該比較結果に応じて前記定電
流チョッパ駆動回路を動作させる構成であることを特徴
としている。
第二の発明に係るステッピングモータ用の駆動回路
は、コレクタ・エミッタ間に逆起電流を電源側に流すた
めのダイオードを各々接続した４つのトランジスタから
なるブリッジ方式のバイポーラ駆動回路であって、直流
電源にて生成された直流電圧を入力としてステッピング
モータの励磁電流を生成する駆動巻線スイッチング回路
と、直流電源と駆動巻線スイッチング回路との間に接続
された定電流チョッパ駆動回路と、定電流チョッパ駆動
回路とステッピングモータとの間に接続されており且つ
この間に流れる電流を電圧として検出する電流検出抵抗
と、電流検出抵抗の検出信号に基づいて定電流チョッパ
駆動回路を制御する制御回路と備えた基本構成となって
おり、前記検出信号を整流することで当該信号に含まれ
る逆極性の逆起電流分を除去し、整流した後の信号を平
均化する一方、これとは別に前記検出信号を反転させた
信号を上記と同様に整流し、整流した後の信号を平均化
し、平均化した後の両信号を加算させ、加算した後の信
号と所定の基準電圧とを比較し、当該比較結果に応じて
前記定電流チョッパ駆動回路を動作させる構成であるこ
とを特徴としている。
は、コレクタ・エミッタ間に逆起電流を電源側に流すた
めのダイオードを各々接続した４つのトランジスタから
なるブリッジ方式のバイポーラ駆動回路であって、直流
電源にて生成された直流電圧を入力としてステッピング
モータの励磁電流を生成する駆動巻線スイッチング回路
と、直流電源と駆動巻線スイッチング回路との間に接続
された定電流チョッパ駆動回路と、定電流チョッパ駆動
回路とステッピングモータとの間に接続されており且つ
この間に流れる電流を電圧として検出する電流検出抵抗
と、電流検出抵抗の検出信号に基づいて定電流チョッパ
駆動回路を制御する制御回路と備えた基本構成となって
おり、前記検出信号を整流することで当該信号に含まれ
る逆極性の逆起電流分を除去し、整流した後の信号を平
均化する一方、これとは別に前記検出信号を反転させた
信号を上記と同様に整流し、整流した後の信号を平均化
し、平均化した後の両信号を加算させ、加算した後の信
号と所定の基準電圧とを比較し、当該比較結果に応じて
前記定電流チョッパ駆動回路を動作させる構成であるこ
とを特徴としている。
（ホ）実施例 第一の発明 第２図は第一の発明の実施例に係るステッピングモー
タ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回路図で
ある。尚、定電流チョッパ回路10および駆動巻線スイッ
チング回路30は第１図に示したものと同じものである。
タ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回路図で
ある。尚、定電流チョッパ回路10および駆動巻線スイッ
チング回路30は第１図に示したものと同じものである。
40は制御回路であり、コンパレータ41のプラス側に、
検出抵抗13（電流検出抵抗）を流れた電流I W2（定電流
チョッパ駆動回路10とステッピングモータとの間を流れ
る電流）により得た電圧値（電流検出抵抗の検出信号に
相当する）を増幅させる励磁電流増幅回路44と、この増
幅された電圧を半波整流するダイオード43と、この半波
整流された電圧波形を平滑にする平滑回路42とを直列に
接続して入力している。一方、前記コンパレータ41のマ
イナス側に、所定の基準電圧V REF（モータ停止時にモ
ータ印加電圧Vwを僅かに加える程度に設定された三角
波）を入力している。即ち、この制御回路40は、コンパ
レータ41でもって検出抵抗13の電圧値から逆起電流に係
る負電圧を除いた電圧値を平滑した値と、基準電圧V RE
Fとを比較して、定電流チョッパ回路10を制御してい
る。
検出抵抗13（電流検出抵抗）を流れた電流I W2（定電流
チョッパ駆動回路10とステッピングモータとの間を流れ
る電流）により得た電圧値（電流検出抵抗の検出信号に
相当する）を増幅させる励磁電流増幅回路44と、この増
幅された電圧を半波整流するダイオード43と、この半波
整流された電圧波形を平滑にする平滑回路42とを直列に
接続して入力している。一方、前記コンパレータ41のマ
イナス側に、所定の基準電圧V REF（モータ停止時にモ
ータ印加電圧Vwを僅かに加える程度に設定された三角
波）を入力している。即ち、この制御回路40は、コンパ
レータ41でもって検出抵抗13の電圧値から逆起電流に係
る負電圧を除いた電圧値を平滑した値と、基準電圧V RE
Fとを比較して、定電流チョッパ回路10を制御してい
る。
以下、上述の制御回路40を備えたステッピングモータ
用の駆動回路の動作を説明する。
用の駆動回路の動作を説明する。
従来の問題点である中域の周波数でステッピングモー
タを駆動する場合において、まず、第５図（ａ）に示す
ような制御信号を送ることによって、励磁電流I W1（第
５図（ｂ）の破線参照）を得る。一方、検出抵抗13を流
れる電流I W2（第５図（ｄ）破線参照）によって電圧値
を検出する。この検出値を励磁電流増幅回路44で増幅さ
せる。（第８図（ａ）参照）。この増幅された出力をダ
イオード43で半波整流させる（第８図（ｂ））。この半
波整流された出力を平滑回路42でもって最大値に近い平
滑な波形（第８図（ｃ））を取り出す。即ち、逆起電流
IRが除去されるために、前記平滑波形は、前述した従来
回路のように停止時の電流値より著しく低下することが
ない（第８図（ｄ）参照）。従って、第５図（ｃ）の破
線で示すようにモータ印加電圧Vwが著しく上昇すること
がないので、中域周波数における消費電力の著しい増加
を抑えることができる（第７図参照）。
タを駆動する場合において、まず、第５図（ａ）に示す
ような制御信号を送ることによって、励磁電流I W1（第
５図（ｂ）の破線参照）を得る。一方、検出抵抗13を流
れる電流I W2（第５図（ｄ）破線参照）によって電圧値
を検出する。この検出値を励磁電流増幅回路44で増幅さ
せる。（第８図（ａ）参照）。この増幅された出力をダ
イオード43で半波整流させる（第８図（ｂ））。この半
波整流された出力を平滑回路42でもって最大値に近い平
滑な波形（第８図（ｃ））を取り出す。即ち、逆起電流
IRが除去されるために、前記平滑波形は、前述した従来
回路のように停止時の電流値より著しく低下することが
ない（第８図（ｄ）参照）。従って、第５図（ｃ）の破
線で示すようにモータ印加電圧Vwが著しく上昇すること
がないので、中域周波数における消費電力の著しい増加
を抑えることができる（第７図参照）。
なお、ステッピングモータを次の条件の下、1K、2K、
5KPPSで各々駆動させたときの実験データを補足資料と
して第10図に示す。
5KPPSで各々駆動させたときの実験データを補足資料と
して第10図に示す。
第10図は検出抵抗13の両端電圧をオシロスコープで測
定した実測波形図である。
定した実測波形図である。
直流電源11の出力電圧 140v スイッチング周波数 30KHz 検出抵抗13の抵抗値 0.05Ω ステッピングモータ ５相・2.8A PS599H（マイコム製） 第二の発明 第３図は第二の発明の実施例に係るステッピングモー
タ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回路図で
ある。尚、定電流チョッパ回路10および駆動巻線スイッ
チング回路30は第１図に示したものと同じものである。
タ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回路図で
ある。尚、定電流チョッパ回路10および駆動巻線スイッ
チング回路30は第１図に示したものと同じものである。
50は制御回路であり、検出抵抗13を流れる電流I W2に
よって得る電圧値を増幅させる励磁電流増幅回路54と、
この増幅された電圧を半波整流するダイオード53と、こ
の半波整流された電圧波形を平滑にする平滑回路52とを
直列に接続している。一方、前記電圧値を反転増幅させ
る逆起電流増幅回路55と、この反転増幅された電圧を半
波整流するダイオード56と、この半波整流された電圧波
形の平均値を検出する平均値保持回路57とを直列に接続
しており、これらを並列に接続してコンパレータ51のプ
ラス側に入力している。前記コンパレータ51のマイナス
側に、所定の基準電圧V REFを入力している。即ち、こ
の制御回路50は、検出抵抗13に現れる電圧の最大値と、
前記電圧を反転させた電圧の平均値とを合成し、この合
成値と基準電圧V REFとをコンパレータ51でもって比較
して、定電流チョッパ回路10を制御するものである。本
実施例は、モータ負荷による逆起電流IRの変化に着目
し、後述するように、前記第１の実施例よりさらに省電
力化を図ったものである。
よって得る電圧値を増幅させる励磁電流増幅回路54と、
この増幅された電圧を半波整流するダイオード53と、こ
の半波整流された電圧波形を平滑にする平滑回路52とを
直列に接続している。一方、前記電圧値を反転増幅させ
る逆起電流増幅回路55と、この反転増幅された電圧を半
波整流するダイオード56と、この半波整流された電圧波
形の平均値を検出する平均値保持回路57とを直列に接続
しており、これらを並列に接続してコンパレータ51のプ
ラス側に入力している。前記コンパレータ51のマイナス
側に、所定の基準電圧V REFを入力している。即ち、こ
の制御回路50は、検出抵抗13に現れる電圧の最大値と、
前記電圧を反転させた電圧の平均値とを合成し、この合
成値と基準電圧V REFとをコンパレータ51でもって比較
して、定電流チョッパ回路10を制御するものである。本
実施例は、モータ負荷による逆起電流IRの変化に着目
し、後述するように、前記第１の実施例よりさらに省電
力化を図ったものである。
以下、上述の制御回路50を備えたステッピングモータ
用の駆動回路の動作を説明する。
用の駆動回路の動作を説明する。
従来からの問題点である中域の周波数で駆動する場合
において、駆動巻線スイッチング回路30を駆動すること
によって、検出抵抗13を流れる電流I W2によって得た電
圧値を励磁電流増幅回路54で増幅した後、ダイオード53
で半波整流し、平滑回路52でもって略平滑な波形の検出
値を取り出す。一方、前記電圧値を逆起電流増幅回路55
で反転増幅した後（第９図（ａ）参照）、ダイオード56
で半波整流し（第９図（ｂ）参照）、この半波整流され
た波形を平均値保持回路57で平均化して検出する。前記
両検出値の和（第９図（ｄ）参照）と基準電圧V REFと
をコンパレータ51で比較する。即ち、電流I W2の平滑波
形に、逆起電流IRの平均化された波形を合成しているの
で、その合成された値は、モータ巻線39に流れる積算さ
れた電流により近い値を示すこととなる。第７図に示す
ように、本発明によれば、モータが無負荷時は逆起電流
IRが大きく、その分、励磁電流I W1を抑え、一方、負荷
が大きくなれば逆起電流IRが減少するので、その分、励
磁電流I W1を増加させるため、第一の発明の実施例より
も一層消費電力を少なくできる。
において、駆動巻線スイッチング回路30を駆動すること
によって、検出抵抗13を流れる電流I W2によって得た電
圧値を励磁電流増幅回路54で増幅した後、ダイオード53
で半波整流し、平滑回路52でもって略平滑な波形の検出
値を取り出す。一方、前記電圧値を逆起電流増幅回路55
で反転増幅した後（第９図（ａ）参照）、ダイオード56
で半波整流し（第９図（ｂ）参照）、この半波整流され
た波形を平均値保持回路57で平均化して検出する。前記
両検出値の和（第９図（ｄ）参照）と基準電圧V REFと
をコンパレータ51で比較する。即ち、電流I W2の平滑波
形に、逆起電流IRの平均化された波形を合成しているの
で、その合成された値は、モータ巻線39に流れる積算さ
れた電流により近い値を示すこととなる。第７図に示す
ように、本発明によれば、モータが無負荷時は逆起電流
IRが大きく、その分、励磁電流I W1を抑え、一方、負荷
が大きくなれば逆起電流IRが減少するので、その分、励
磁電流I W1を増加させるため、第一の発明の実施例より
も一層消費電力を少なくできる。
尚、この方式を実施する場合は、巻線電圧Vwの振動を
抑制するためにモータ印加部分とコンパレータ21との間
にコンデンサおよび抵抗をシリーズに接続したものを挿
入させるのが望ましい。
抑制するためにモータ印加部分とコンパレータ21との間
にコンデンサおよび抵抗をシリーズに接続したものを挿
入させるのが望ましい。
また、上述の各実施例において駆動巻線スイッチング
回路10は、バイポーラ型駆動として説明したが、本発明
はこれに限定されず、例えばユニポーラ型駆動であって
もよく、ステッピングモータの種類に応じて適宜な回路
を選定すればよい。
回路10は、バイポーラ型駆動として説明したが、本発明
はこれに限定されず、例えばユニポーラ型駆動であって
もよく、ステッピングモータの種類に応じて適宜な回路
を選定すればよい。
尚、励磁電流増幅回路54、55のゲインおよびオフセッ
トは、モータ停止時において各モータ巻線39に定格電流
が流れるように適宜に定められる。
トは、モータ停止時において各モータ巻線39に定格電流
が流れるように適宜に定められる。
また、上述の実施例で述べた増幅回路44、54、55は、
いわゆるゼロクロス・コンパレータを用いても本発明と
同様の効果を得ることができる。
いわゆるゼロクロス・コンパレータを用いても本発明と
同様の効果を得ることができる。
（ヘ）効果 以上、第一の発明に係るステッピングモータ用の駆動
回路による場合、電流検出抵抗の検出信号に含まれる逆
極性の逆起電流分を除去し、当該信号に基づいて定電流
チョッパ駆動回路を動作させて定電流制御を行う構成と
なっているので、検出信号に含まれる逆極性の逆起電流
分が原因であった中域周波数領域でのモータ消費電力の
著しい増加を低く抑えることが可能となる。その結果、
中域周波数領域でモータ等が異常発熱することがなく、
信頼性の向上を図ることができる。
回路による場合、電流検出抵抗の検出信号に含まれる逆
極性の逆起電流分を除去し、当該信号に基づいて定電流
チョッパ駆動回路を動作させて定電流制御を行う構成と
なっているので、検出信号に含まれる逆極性の逆起電流
分が原因であった中域周波数領域でのモータ消費電力の
著しい増加を低く抑えることが可能となる。その結果、
中域周波数領域でモータ等が異常発熱することがなく、
信頼性の向上を図ることができる。
第二の発明に係るステッピングモータ用の駆動回路に
よる場合、負荷状態に応じて変化する逆起電流をも考慮
した構成となっているので、第一の発明による場合に比
べると、モータ消費電力が一層小さくなり、モータの高
性能化を図る上で大きなメリットを期待することができ
る。
よる場合、負荷状態に応じて変化する逆起電流をも考慮
した構成となっているので、第一の発明による場合に比
べると、モータ消費電力が一層小さくなり、モータの高
性能化を図る上で大きなメリットを期待することができ
る。
第１図は従来のステッピングモータ用の駆動回路を示す
回路図、第２図は第一の発明の実施例に係るステッピン
グモータ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回
路図、第３図は第二の発明の実施例に係るステッピング
モータ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回路
図、第４図は四相ステッピングモータを低域周波数で一
相励磁した場合の各部の動作波形図、第５図は四相ステ
ッピングモータを中域周波数で一相励磁した場合の各部
の動作波形図、第６図は四相ステッピングモータを高域
周波数で一相励磁した場合の各部の動作波形図、第７図
は駆動周波数と消費電力との関係を示す説明図、第８図
は第一の発明の実施例に係るステッピングモータ用の駆
動回路の制御回路の各部における波形図、第９図は第二
の発明の実施例に係るステッピングモータ用の駆動回路
の制御回路の各部における波形図、第10図はステッピン
グモータを1K、2K、5KPPSで各々駆動させたときの実験
結果であって、検出抵抗の両端電圧をオシロスコープで
測定した実測波形図である。 10……定電流チョッパ回路,20、40、50……制御回路,2
1、41、51……コンパレータ,22、42、52……平滑回路,4
3、53、56……ダイオード、44、54……巻線電流増幅回
路,55……逆起電流増幅回路、57……平均値保持回路,30
……駆動巻線スイッチング回路。
回路図、第２図は第一の発明の実施例に係るステッピン
グモータ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回
路図、第３図は第二の発明の実施例に係るステッピング
モータ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回路
図、第４図は四相ステッピングモータを低域周波数で一
相励磁した場合の各部の動作波形図、第５図は四相ステ
ッピングモータを中域周波数で一相励磁した場合の各部
の動作波形図、第６図は四相ステッピングモータを高域
周波数で一相励磁した場合の各部の動作波形図、第７図
は駆動周波数と消費電力との関係を示す説明図、第８図
は第一の発明の実施例に係るステッピングモータ用の駆
動回路の制御回路の各部における波形図、第９図は第二
の発明の実施例に係るステッピングモータ用の駆動回路
の制御回路の各部における波形図、第10図はステッピン
グモータを1K、2K、5KPPSで各々駆動させたときの実験
結果であって、検出抵抗の両端電圧をオシロスコープで
測定した実測波形図である。 10……定電流チョッパ回路,20、40、50……制御回路,2
1、41、51……コンパレータ,22、42、52……平滑回路,4
3、53、56……ダイオード、44、54……巻線電流増幅回
路,55……逆起電流増幅回路、57……平均値保持回路,30
……駆動巻線スイッチング回路。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−285693（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−237886（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−216785（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−164206（ＪＰ，Ａ) 実開 昭53−78414（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭58−72999（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭58−73000（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭55−35871（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭61−22560（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (2)
- 【請求項１】コレクタ・エミッタ間に逆起電流を電源側
に流すためのダイオードを各々接続した４つのトランジ
スタからなるブリッジ方式のバイポーラ駆動回路であっ
て、直流電源にて生成された直流電圧を入力としてステ
ッピングモータの励磁電流を生成する駆動巻線スイッチ
ング回路と、直流電源と駆動巻線スイッチング回路との
間に接続された定電流チョッパ駆動回路と、定電流チョ
ッパ駆動回路とステッピングモータとの間に接続されて
おり且つこの間に流れる電流を電圧として検出する電流
検出抵抗と、電流検出抵抗の検出信号に基づいて定電流
チョッパ駆動回路を制御する制御回路とを具備したステ
ッピングモータ用の駆動回路において、前記制御回路
は、前記検出信号を整流することで当該信号に含まれる
逆極性の逆起電流分を除去し、整流した後の信号を平均
化させ、平均化した後の信号と所定の基準電圧とを比較
し、当該比較結果に応じて前記定電流チョッパ駆動回路
を動作させる構成であることを特徴としたステッピング
モータ用の駆動回路。 - 【請求項２】コレクタ・エミッタ間に逆起電流を電源側
に流すためのダイオードを各々接続した４つのトランジ
スタからなるブリッジ方式のバイポーラ駆動回路であっ
て、直流電源にて生成された直流電圧を入力としてステ
ッピングモータの励磁電流を生成する駆動巻線スイッチ
ング回路と、直流電源と駆動巻線スイッチング回路との
間に接続された定電流チョッパ駆動回路と、定電流チョ
ッパ駆動回路とステッピングモータとの間に接続されて
おり且つこの間に流れる電流を電圧として検出する電流
検出抵抗と、電流検出抵抗の検出信号に基づいて定電流
チョッパ駆動回路を制御する制御回路とを具備したステ
ッピングモータ用の駆動回路において、前記制御回路
は、前記検出信号を整流することで当該信号に含まれる
逆極性の逆起電流分を除去し、整流した後の信号を平均
化させる一方で、これとは別に前記検出信号を反転させ
た信号を整流し、整流した後の信号を平均化させ、平均
化した後の両信号を加算させ、加算した後の信号と所定
の基準電圧とを比較し、当該比較結果に応じて前記定電
流チョッパ駆動回路を動作させる構成であることを特徴
としたステッピングモータ用の駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59138248A JPH0832196B2 (ja) | 1984-07-03 | 1984-07-03 | ステツピングモ−タ用の駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59138248A JPH0832196B2 (ja) | 1984-07-03 | 1984-07-03 | ステツピングモ−タ用の駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6118394A JPS6118394A (ja) | 1986-01-27 |
| JPH0832196B2 true JPH0832196B2 (ja) | 1996-03-27 |
Family
ID=15217524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59138248A Expired - Fee Related JPH0832196B2 (ja) | 1984-07-03 | 1984-07-03 | ステツピングモ−タ用の駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0832196B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63199248A (ja) * | 1987-02-13 | 1988-08-17 | Fuji Photo Film Co Ltd | 有機基体物質を光に対して安定化する方法 |
| JPH0223099A (ja) * | 1988-07-06 | 1990-01-25 | Brother Ind Ltd | 可変リラクタンスモータの駆動装置 |
| JP2007071434A (ja) * | 2005-09-06 | 2007-03-22 | Tokyo Roki Co Ltd | 積層型熱交換器 |
| JP4830918B2 (ja) | 2006-08-02 | 2011-12-07 | 株式会社デンソー | 熱交換器 |
| US9810150B2 (en) | 2014-10-21 | 2017-11-07 | United Technologies Corporation | Heat exchanger assembly |
| CN115655020B (zh) * | 2022-10-19 | 2026-01-02 | 北京华研军盛科技有限公司 | 一种有控火箭制导系统用降耗装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5145767A (ja) * | 1974-10-18 | 1976-04-19 | Hitachi Ltd | Tasopurintokairobannojukobunkatsusetsuzokukono seiho |
| JPS5378414U (ja) * | 1976-11-30 | 1978-06-29 | ||
| CH628473A5 (de) * | 1977-04-19 | 1982-02-26 | Agie Ag Ind Elektronik | Schaltungsanordnung zur rueckgewinnung von energie, die in den induktivitaeten abgeschalteter motorwicklungen eines schrittmotors gespeichert ist. |
| JPS54107828U (ja) * | 1978-01-17 | 1979-07-30 | ||
| JPS5833799A (ja) * | 1981-08-21 | 1983-02-28 | 富士フアコム制御株式会社 | 遠方監視用選択制御方式 |
-
1984
- 1984-07-03 JP JP59138248A patent/JPH0832196B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6118394A (ja) | 1986-01-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |