JPS6198183A - ブラシレスモータの運転装置 - Google Patents
ブラシレスモータの運転装置Info
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- JPS6198183A JPS6198183A JP59218443A JP21844384A JPS6198183A JP S6198183 A JPS6198183 A JP S6198183A JP 59218443 A JP59218443 A JP 59218443A JP 21844384 A JP21844384 A JP 21844384A JP S6198183 A JPS6198183 A JP S6198183A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はブラシレスモータに係シ、特に巻線電流が断続
するブラシレスモータを電流制御によシ運転する場合に
好適なブラシレスモータに関する。
するブラシレスモータを電流制御によシ運転する場合に
好適なブラシレスモータに関する。
〔発明の背景〕。
従来のブラシレスモータを第２図に、その動作時の直流
電圧波形、並びに巻線電流波形、誘起電圧波形を第３図
に示す。
電圧波形、並びに巻線電流波形、誘起電圧波形を第３図
に示す。
第２図に示したように、一般にブラシレスモータは交流
電源ＡＣ，ダイオードＤ１〜Ｄ４で構成される整流回路
、ＰＮＰ）ランジスタＴ１〜Ｔ３、ＮＰＮ）ランジスタ
Ｔ４〜Ｔ６、及びフライホイールダイオードＤ５〜ＤＩ
Ｏから構成されるインバータ回路、モータＭの回転位置
を検出する位置検出素子Ｓ並びに位置検出回路６、前記
位置検出回路６の出力からドライブ信号を作シ出す分配
回路４、前記分配回路４の出力に応じてインバータのト
ランジスタをドライブするドライブ回路３から構成され
る。
電源ＡＣ，ダイオードＤ１〜Ｄ４で構成される整流回路
、ＰＮＰ）ランジスタＴ１〜Ｔ３、ＮＰＮ）ランジスタ
Ｔ４〜Ｔ６、及びフライホイールダイオードＤ５〜ＤＩ
Ｏから構成されるインバータ回路、モータＭの回転位置
を検出する位置検出素子Ｓ並びに位置検出回路６、前記
位置検出回路６の出力からドライブ信号を作シ出す分配
回路４、前記分配回路４の出力に応じてインバータのト
ランジスタをドライブするドライブ回路３から構成され
る。
第２図に示した上記のインバータは整流回路の直流出力
側に平滑用コンデンサを有しないため、小型騒音化とな
り、また、ダイオードやトランジスタを１つの集積回路
で実現できる利点を有している。
側に平滑用コンデンサを有しないため、小型騒音化とな
り、また、ダイオードやトランジスタを１つの集積回路
で実現できる利点を有している。
しかし、前記インバータの動作時には上記の如くコンデ
ンサによる平滑がなされていないため、整流回路の出力
である直流電圧の脈動が大きく、このため巻線電流の脈
動も大きく、巻線電流がしゃ断される期間が長くなシ、
この結果、効率も低くなるという欠点があった。
ンサによる平滑がなされていないため、整流回路の出力
である直流電圧の脈動が大きく、このため巻線電流の脈
動も大きく、巻線電流がしゃ断される期間が長くなシ、
この結果、効率も低くなるという欠点があった。
この様子を第３図で説明する。全波整流電圧波形Ｖ４が
インバータを介してモータＭに印加され該モータＭは負
荷に見合って巻線電流１．が流れ、誘起電圧Ｅｏで一定
速度で回転するが、誘起電圧Ｅｏが全波整流電圧Ｖａよ
り高い期間は巻線電流工、が流れず、巻線電流工、の変
動は極めて太きくなシ、効率が低下するのである。
インバータを介してモータＭに印加され該モータＭは負
荷に見合って巻線電流１．が流れ、誘起電圧Ｅｏで一定
速度で回転するが、誘起電圧Ｅｏが全波整流電圧Ｖａよ
り高い期間は巻線電流工、が流れず、巻線電流工、の変
動は極めて太きくなシ、効率が低下するのである。
本発明の目的は、前記ブラシレスモータの高効率化を図
るために電流検出による運転方法とその運転方法に厳適
なブラシレスモータの誘起電圧の゛大きさの設定方法を
提供することにある。
るために電流検出による運転方法とその運転方法に厳適
なブラシレスモータの誘起電圧の゛大きさの設定方法を
提供することにある。
本発明は、前記の巻線電流の脈動を極力抑制し、モータ
の高効率化を図る方法として、第１にモータの誘起電圧
定数を小さく選定して誘起電圧値を□低くすることによ
シ、巻線′電流がしゃ断される期間を短くシ、第２には
巻線電流を検出して巻線電流のピーク値を一定に抑える
ように、インバータのトランジスタをチョッパ動作させ
、巻線電流のピーク値を平坦にするものである。このふ
たつの効果によシ、巻線電流は脈動が小さくなシ、゛高
調波成分が低減し、モータの銅損が低減し、モータ□
゛効率の向上が達成できる。
の高効率化を図る方法として、第１にモータの誘起電圧
定数を小さく選定して誘起電圧値を□低くすることによ
シ、巻線′電流がしゃ断される期間を短くシ、第２には
巻線電流を検出して巻線電流のピーク値を一定に抑える
ように、インバータのトランジスタをチョッパ動作させ
、巻線電流のピーク値を平坦にするものである。このふ
たつの効果によシ、巻線電流は脈動が小さくなシ、゛高
調波成分が低減し、モータの銅損が低減し、モータ□
゛効率の向上が達成できる。
更に、本発明は、誘起電圧値を低く設定することによる
巻線′電流の実効値の増加に対する、インバータ回路の
損失増加を考慮して、第３にインバータ、モータ組合せ
効率を最高とするように誘起電値を設定するものである
。
巻線′電流の実効値の増加に対する、インバータ回路の
損失増加を考慮して、第３にインバータ、モータ組合せ
効率を最高とするように誘起電値を設定するものである
。
次に、本発明の誘起電圧値の設定値の根拠を第４図、第
５図、第６図を用いて説明する。
５図、第６図を用いて説明する。
第一４図は、インバータ回路とモータを等測的に表わし
た回路図であシ、Ｄ’１．Ｄ４は整流回路のダイオード
、Ｔｌ、Ｔ５はインバータ回路のトランジスタ、Ｒはモ
ータ巻線抵抗、ＥＯはモータ訪起電圧源、ＡＣは電源電
圧である。ダイオードＤ１．Ｄ４、トランジスタＴｌ、
Ｔ５の順電圧の合計をＶｓ、電源電圧ＡＣをＥｙｓｉｎ
θと表わし、モータ巻線電流ｉの平均値をＩ ａ 、実
効値をＩｂと表わす。
た回路図であシ、Ｄ’１．Ｄ４は整流回路のダイオード
、Ｔｌ、Ｔ５はインバータ回路のトランジスタ、Ｒはモ
ータ巻線抵抗、ＥＯはモータ訪起電圧源、ＡＣは電源電
圧である。ダイオードＤ１．Ｄ４、トランジスタＴｌ、
Ｔ５の順電圧の合計をＶｓ、電源電圧ＡＣをＥｙｓｉｎ
θと表わし、モータ巻線電流ｉの平均値をＩ ａ 、実
効値をＩｂと表わす。
第５図は、延源電圧波形Ｅ、ｓｉｎθとモータ巻線電流
波形ｉの例を示す。本発明においては、モータ巻線電流
は電源電圧Ｅ、ｓｉｎθが誘起電圧Ｅ′ｏ よシ高い期
間Ｔで流れるが、そのモータ巻線電流が流れている間は
、インバータのチョッパ動作によシモーター巻線電流ｉ
は平坦に波形整形され、第５図に示すように矩形波とな
る。第５図の波形よシ、誘起電圧Ｅｏ と電源電圧Ｅｐ
ｓｉｎθが一致する位相θ１では、次式が成立つ。
波形ｉの例を示す。本発明においては、モータ巻線電流
は電源電圧Ｅ、ｓｉｎθが誘起電圧Ｅ′ｏ よシ高い期
間Ｔで流れるが、そのモータ巻線電流が流れている間は
、インバータのチョッパ動作によシモーター巻線電流ｉ
は平坦に波形整形され、第５図に示すように矩形波とな
る。第５図の波形よシ、誘起電圧Ｅｏ と電源電圧Ｅｐ
ｓｉｎθが一致する位相θ１では、次式が成立つ。
Ｅｏ ” Ｅｐ ｓｉｎθｔ ・・・・・・＝
（１）巻線電流ｉの波高値１１よシ、平均値Ｉ＆、実効
値工、は、（２）、 （８）式で与えられる。
（１）巻線電流ｉの波高値１１よシ、平均値Ｉ＆、実効
値工、は、（２）、 （８）式で与えられる。
Ｔ＝ ｘ−２ｆ）ｒ ”７．−”（４） ’巻線
電流ｉの通流期間Ｔは、（４）式で与えられる。
電流ｉの通流期間Ｔは、（４）式で与えられる。
Ｔ＝π−２ｓｉａ−’（Ｅｏ／Ｅｔ） ・・・・”
（５）（４）式に、（１）式を代入すると、（５）式が
得られる。
（５）（４）式に、（１）式を代入すると、（５）式が
得られる。
（５）式を（２）、（８）に代入して、実効値１．と平
均値 、。
均値 、。
■、の関係は（６）式で表わされる。
−１、＝Ｖ’らトエ′、 ・・・・・
・・・・（６） ”ただし、
゛である。
−１、＝Ｖ’らトエ′、 ・・・・・
・・・・（６） ”ただし、
゛である。
モータ出力ＰＧ、モータ入力Ｐ、（インバータ出力）、
インバータ入力Ｐ＋は、第５図の等価回路を用いて、（
７）、 （ｓ）、 （９１式で表わされる。
インバータ入力Ｐ＋は、第５図の等価回路を用いて、（
７）、 （ｓ）、 （９１式で表わされる。
Ｐｏ＝Ｅｏ ・工、 ・・・・・・・・・（
７）Ｐ−＝Ｅｏ ・Ｉ−＋Ｒ・１．” −・”
（８）Ｐ＋＝Ｅｏ１．＋Ｖｔｌ−＋ＲＩ−” ”・”
・（９）また、モータ効率η１、インバータ効率η１１
モータインバータ組合せ効率ηｔは、αＯ９αυ、α２
式で定義される。
７）Ｐ−＝Ｅｏ ・Ｉ−＋Ｒ・１．” −・”
（８）Ｐ＋＝Ｅｏ１．＋Ｖｔｌ−＋ＲＩ−” ”・”
・（９）また、モータ効率η１、インバータ効率η１１
モータインバータ組合せ効率ηｔは、αＯ９αυ、α２
式で定義される。
η−＝−・・・・・・・・・αυ
Ｉ
次に、モータ効率η１、インバータ効率η鑞、１１Ｌ合
セ効率１ ｔ ヲ、（７） ＋ （８） ＋ （９）
、αＱ、αυ、ａＺ、及び（６）式を用いて整理すれば
、α３．αもα９式となる。
セ効率１ ｔ ヲ、（７） ＋ （８） ＋ （９）
、αＱ、αυ、ａＺ、及び（６）式を用いて整理すれば
、α３．αもα９式となる。
ただし、
である。
第６図は、誘起電圧比Ｋに対する、モータ効率比η♂、
インバータ効率比η１−組合せ効率比η、−の変化を（
１３）、α４．叫式をもとに計算した結果である。モー
タ効率比η、−インバータ効率比η、−組合せ効率比？
−は、（１６）、７１η、 ａｍ式で定義する。
インバータ効率比η１−組合せ効率比η、−の変化を（
１３）、α４．叫式をもとに計算した結果である。モー
タ効率比η、−インバータ効率比η、−組合せ効率比？
−は、（１６）、７１η、 ａｍ式で定義する。
η−＝η、／ηｍＱ ・・・・・・・・
・（１１９η ｉ 本 ＝ η １ ／η ｔｏ
−・−俳・−１
働−α７）ηを中＝η１／ηＩＱ
・・・・・・・・・（Ｉｓただし、ηｍａＱ Ｈ
ηＩＱ、ηｔ’ｏは、それぞれ誘起電。
・（１１９η ｉ 本 ＝ η １ ／η ｔｏ
−・−俳・−１
働−α７）ηを中＝η１／ηＩＱ
・・・・・・・・・（Ｉｓただし、ηｍａＱ Ｈ
ηＩＱ、ηｔ’ｏは、それぞれ誘起電。
正比Ｋを０．５とした時のモータ効率η１、インバ〜り
効率４１１組合せ効率ηｔの値である。
効率４１１組合せ効率ηｔの値である。
この結果から、誘起電圧比Ｋを小さくするとモータ効率
η、は向上し、逆にインバータ効率η１は悪化するので
、誘起電圧比Ｋに対して組合せ効率η、はおる誘起電圧
比にで最大値を有する曲線となる。従って、モータの誘
起電圧値を、この曲線より得られる誘起電圧比にの最大
値から算定される値に設定すれば、モータのみならず、
インバータをも組合せた効率を最高とするモータが得ら
れる。
η、は向上し、逆にインバータ効率η１は悪化するので
、誘起電圧比Ｋに対して組合せ効率η、はおる誘起電圧
比にで最大値を有する曲線となる。従って、モータの誘
起電圧値を、この曲線より得られる誘起電圧比にの最大
値から算定される値に設定すれば、モータのみならず、
インバータをも組合せた効率を最高とするモータが得ら
れる。
上記計算式では、モータのインダクタンス、インバータ
のチョッパ動作による巻線電流の変動等を無視しており
、また、インバータ回路の順電圧も５駆動、回路条件に
よυ変化するが、それらを考慮しても上述の誘起電圧比
にの性質は変らず、誘起電圧比Ｋが０．１から０．５の
範囲で、モータ、インバータ組合せ効率は最高になる。
のチョッパ動作による巻線電流の変動等を無視しており
、また、インバータ回路の順電圧も５駆動、回路条件に
よυ変化するが、それらを考慮しても上述の誘起電圧比
にの性質は変らず、誘起電圧比Ｋが０．１から０．５の
範囲で、モータ、インバータ組合せ効率は最高になる。
誘起電圧比にの定義式（６，１）よシ、誘起電圧の線間
実効値Ｅｏは、（１１式のように表わされる。
実効値Ｅｏは、（１１式のように表わされる。
Ｅ ｏ ＝Ｋ ’ Ｅ ｐ ・・・・・・
・・・α９Ｅ、は電源電圧の波高値であり、実効（［Ｅ
ａで表現し直すと、（イ）式となる。
・・・α９Ｅ、は電源電圧の波高値であり、実効（［Ｅ
ａで表現し直すと、（イ）式となる。
Ｅｏ＝に−ｖ’Ｔ・Ｅｄ ・・・・・・・・・（
イ）誘起電圧比にのモータ・インバータ効率を最高にす
る最適な範囲を（イ）式に代入すれば、誘起電圧の線間
実効電圧Ｅｏの最適な範囲は１２′Ｄ式として表わされ
る。
イ）誘起電圧比にのモータ・インバータ効率を最高にす
る最適な範囲を（イ）式に代入すれば、誘起電圧の線間
実効電圧Ｅｏの最適な範囲は１２′Ｄ式として表わされ
る。
０．１４１・Ｅａ≦Ｅｏ≦０．７０７ ・Ｅ ａ
−・” −ＣＤモータの誘起電圧の線間実効値Ｅｏを（
至）式の範囲内に設定することによυ、インバータ、七
−タ組合せ実車を最高にでき、特に第５図に示したよう
な矩形波電流、脈動電圧にて７駆動する場合に好適なブ
ラシレスモータを得ることができる。
−・” −ＣＤモータの誘起電圧の線間実効値Ｅｏを（
至）式の範囲内に設定することによυ、インバータ、七
−タ組合せ実車を最高にでき、特に第５図に示したよう
な矩形波電流、脈動電圧にて７駆動する場合に好適なブ
ラシレスモータを得ることができる。
以下、本発明の実施例を第６図、第７図、第８図を用い
て説明する。
て説明する。
第１図に本発明の実施例のブラシレスモータを駆・勤す
る回路構成の概略図を示す。同図において、ｇ２図に示
した従来のブラシレスモータと同一構成については省略
している。
る回路構成の概略図を示す。同図において、ｇ２図に示
した従来のブラシレスモータと同一構成については省略
している。
本実施例は、インバータ部と整流回路間にシャント抵抗
Ｒを設け、インバータの負アーム側のフライホイールダ
イオードＤ８〜ＤＩＧのアノード端子をシャント抵抗孔
の整流回路側に接続し、該シャント抵抗孔の両端間の電
圧を検出して巻線電流を検出する電流検出回路１、前記
電流検出回路１の出力・電圧と基準電圧ｖｌとを比較す
る比較回路２、前記比較回路２の出力に基づいて、イン
バータのトランジスタのベース信号を出力するドライバ
ー回路３、誘起電圧実効値を電源電圧実効値・の１５％
に設定したモータＭとから構成されている。
Ｒを設け、インバータの負アーム側のフライホイールダ
イオードＤ８〜ＤＩＧのアノード端子をシャント抵抗孔
の整流回路側に接続し、該シャント抵抗孔の両端間の電
圧を検出して巻線電流を検出する電流検出回路１、前記
電流検出回路１の出力・電圧と基準電圧ｖｌとを比較す
る比較回路２、前記比較回路２の出力に基づいて、イン
バータのトランジスタのベース信号を出力するドライバ
ー回路３、誘起電圧実効値を電源電圧実効値・の１５％
に設定したモータＭとから構成されている。
第７図は、第１図の電流検出回路１、比較回路２、ドラ
イバー回路３０部分をよシ詳細に説明するものであり、
第８図は前記回路による動作を説明する波形である。
イバー回路３０部分をよシ詳細に説明するものであり、
第８図は前記回路による動作を説明する波形である。
電流検出回路１は、シャント抵抗Ｒ−の電圧降下をオペ
アンプＡ１で増幅し、巻線電流工、に比例した巻線電流
検出電圧Ｖ、を出力する。
アンプＡ１で増幅し、巻線電流工、に比例した巻線電流
検出電圧Ｖ、を出力する。
比ＩＲ自回路は巻線電流検出電圧Ｖ、と基準電圧■凰を
比較ｆるとステリシス付のコンパレータＡ２で構成され
、前記比較回路２の出力電圧Ｖｃは第８図（ロ）に示す
ように、巻線電流検出電圧Ｖ、が前記基準電圧Ｖｍよシ
も高い基準電圧ＶＲＨ及び低い基準電圧Ｖｘｂに等しく
なる時点においてそれぞれＬＯＷレベル及び）ｉｉｇｈ
レベルとなる信号である。
比較ｆるとステリシス付のコンパレータＡ２で構成され
、前記比較回路２の出力電圧Ｖｃは第８図（ロ）に示す
ように、巻線電流検出電圧Ｖ、が前記基準電圧Ｖｍよシ
も高い基準電圧ＶＲＨ及び低い基準電圧Ｖｘｂに等しく
なる時点においてそれぞれＬＯＷレベル及び）ｉｉｇｈ
レベルとなる信号である。
ドライバー回路３には、モータＭの回転子角位置に応じ
た分配回路４の出力が入力される。更に、前記ドライバ
ー回路３の正アームのトランジスタＴ１〜Ｔ３に対する
信号はペース信号停止回路５で前記比較回路２の出力と
ＡＮＤがとられて、前記比較回路２の出力ＶｃがＬＯＷ
レベルの時には、正アームのトランジスタＴ１〜Ｔ３が
ドライブされない構成となっている。
た分配回路４の出力が入力される。更に、前記ドライバ
ー回路３の正アームのトランジスタＴ１〜Ｔ３に対する
信号はペース信号停止回路５で前記比較回路２の出力と
ＡＮＤがとられて、前記比較回路２の出力ＶｃがＬＯＷ
レベルの時には、正アームのトランジスタＴ１〜Ｔ３が
ドライブされない構成となっている。
次に、第８図を用いて第１図の回路の動作を述べ、本実
施例の特徴を説明する。
施例の特徴を説明する。
本実施例では、モータＭの誘起電圧線間実効値Ｅｏを電
源電圧実効値Ｅ４′の１５％と１．従来例に比較して極
めて低く設定しているため、早い位相で全波整流電圧Ｖ
ａがＥｏよシ高くなシ、巻線電流工、は早く流れ始め該
巻線電流工、の流れない期間ｔ、は極めて短かい。また
、該巻線電流Ｉ。
源電圧実効値Ｅ４′の１５％と１．従来例に比較して極
めて低く設定しているため、早い位相で全波整流電圧Ｖ
ａがＥｏよシ高くなシ、巻線電流工、は早く流れ始め該
巻線電流工、の流れない期間ｔ、は極めて短かい。また
、該巻線電流Ｉ。
の立上りは、前記誘起電圧Ｅｏが小さいために急峻であ
り、巻線電流検出電圧Ｖ、は基準電圧Ｖｍに短時間で達
する。
り、巻線電流検出電圧Ｖ、は基準電圧Ｖｍに短時間で達
する。
しかし、比較回路２にはヒステリシスがあるため、前記
巻線電流検出電圧Ｖ、が高基準電圧Ｖｍｉ＋に達するま
では、前記比較回路２の出力Ｖｃは）（ｉｇｈレベルを
継持し、巻線電流工、は上昇しつづける。
巻線電流検出電圧Ｖ、が高基準電圧Ｖｍｉ＋に達するま
では、前記比較回路２の出力Ｖｃは）（ｉｇｈレベルを
継持し、巻線電流工、は上昇しつづける。
・前記巻線電流検出電圧Ｖ、が高基準電圧Ｖｉａに達す
ると、前記比較回路２の出力ＶｃはＬＯＷレベルに移行
する。このため、ペース信号停止回路５の出力は分配回
路４の出力に係らずＬＯＷレベルとなシ、ドライバー回
路の正アームトランジスタのドライブ信号は零になシ、
５正アームのトランジスタはオフし、この結果、巻線電
流工、は減少し始める。
ると、前記比較回路２の出力ＶｃはＬＯＷレベルに移行
する。このため、ペース信号停止回路５の出力は分配回
路４の出力に係らずＬＯＷレベルとなシ、ドライバー回
路の正アームトランジスタのドライブ信号は零になシ、
５正アームのトランジスタはオフし、この結果、巻線電
流工、は減少し始める。
前記巻線電流工、の減少に伴い、巻線′ｆＩＬ流検出電
圧Ｖ、は減少するが、比較回路２のヒステリシスにより
、低基準電圧Ｖｍに達するまで前記比較口、路２・の出
力は）ｌ 、ｔ ｇ ｈレベルに復帰しない。
圧Ｖ、は減少するが、比較回路２のヒステリシスにより
、低基準電圧Ｖｍに達するまで前記比較口、路２・の出
力は）ｌ 、ｔ ｇ ｈレベルに復帰しない。
比較回路２の出力が）ｌｉｇｈレベルになると、再び正
アームのトランジスタはオンし、巻線電流１、は増加し
始める。
アームのトランジスタはオンし、巻線電流１、は増加し
始める。
このように１．巻線電流検出電圧Ｖ、によってトランジ
スタをチョッピングすることにより、巻線電流■１は基
準電圧Ｖｍに応じてほぼ一定となる。
スタをチョッピングすることにより、巻線電流■１は基
準電圧Ｖｍに応じてほぼ一定となる。
以上述べたように、誘起電圧の線間実効値ｇ。
を誘起電圧の線間実効値Ｅｒ＋の最適範囲である電源電
圧Ｅａの１０分の１から３分の２の範囲内の１５％に設
定したモータを用い、かつ巻線電流工、を検出した巻線
電流、検出電圧■、が所定の基準電圧ＶＢにほぼ等しく
なるように、インバータのトランジスタをチョッパ動作
させることにより、前記巻綜電流工、のしゃ断される期
間が短く、かつ巻線電流工、の波形が平坦になるため、
該巻線電流■１、の脈動が小さくなυ、高調波成分が低
下するために、モータ効率が向上し、更に、モータの誘
起電圧線間実効値Ｅｏが前記最適範囲内に設定されてい
るため、インバータ、モータ組合せ効率は最高となると
いう効果が得られる。
圧Ｅａの１０分の１から３分の２の範囲内の１５％に設
定したモータを用い、かつ巻線電流工、を検出した巻線
電流、検出電圧■、が所定の基準電圧ＶＢにほぼ等しく
なるように、インバータのトランジスタをチョッパ動作
させることにより、前記巻綜電流工、のしゃ断される期
間が短く、かつ巻線電流工、の波形が平坦になるため、
該巻線電流■１、の脈動が小さくなυ、高調波成分が低
下するために、モータ効率が向上し、更に、モータの誘
起電圧線間実効値Ｅｏが前記最適範囲内に設定されてい
るため、インバータ、モータ組合せ効率は最高となると
いう効果が得られる。
本発明によれば、コンデンサの平滑作用が力い場合でも
交流電源の極性切換時での、ブラシレスモータの巻線電
流がしゃ断される期間を短縮でき、かつ巻線電流の立上
りを急峻にし、巻線電流のピーク値を平坦にできるので
、巻線電流の脈動が小さくなるため、モータ効率の向上
の効果があるとともに、インバータに流れる電流が極度
に増加しないようにモータの誘起電圧値を設定するため
、モータ、インバータ組合せ効率を最：高にするブラシ
レスモータが提供されるという大きな効果がある。
交流電源の極性切換時での、ブラシレスモータの巻線電
流がしゃ断される期間を短縮でき、かつ巻線電流の立上
りを急峻にし、巻線電流のピーク値を平坦にできるので
、巻線電流の脈動が小さくなるため、モータ効率の向上
の効果があるとともに、インバータに流れる電流が極度
に増加しないようにモータの誘起電圧値を設定するため
、モータ、インバータ組合せ効率を最：高にするブラシ
レスモータが提供されるという大きな効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、ＭＩＪ２図は
従来のブラシレスモータの回路図、第３図は第２図の回
路動作時の各部波形、第４図は本発明の説明のための等
価回路図、第５図は本発明の説明のための電圧、電流波
形、第６図は本発明の説明のための効率変化図、第７図
は第６図の回路の一部をより詳細に説明する図、第８図
は第６図及び第７図の実施例におけるモータ運転時の各
部波形である。 Ｍ・・・モータ、ＡＣ・・・交流電源、Ｄ１〜Ｄ４・・
・整流ダイオード、Ｔ１〜Ｔ３・・・ＰＮＰ ）ランジ
スタ、Ｔ４〜Ｔ６・・・Ｎ Ｐ Ｎ’）ランジスタ、Ｒ
・・・モータ巻線抵抗、Ｅｏ・・・モータ誘起電圧線間
実効値。
従来のブラシレスモータの回路図、第３図は第２図の回
路動作時の各部波形、第４図は本発明の説明のための等
価回路図、第５図は本発明の説明のための電圧、電流波
形、第６図は本発明の説明のための効率変化図、第７図
は第６図の回路の一部をより詳細に説明する図、第８図
は第６図及び第７図の実施例におけるモータ運転時の各
部波形である。 Ｍ・・・モータ、ＡＣ・・・交流電源、Ｄ１〜Ｄ４・・
・整流ダイオード、Ｔ１〜Ｔ３・・・ＰＮＰ ）ランジ
スタ、Ｔ４〜Ｔ６・・・Ｎ Ｐ Ｎ’）ランジスタ、Ｒ
・・・モータ巻線抵抗、Ｅｏ・・・モータ誘起電圧線間
実効値。
Claims (3)
- １． 交流電源と、整流回路と、インバータと、前記イ
ンバータに接続された電動機を有し、前記電動機の回転
子位置を検出して前記インバータを制御し、前記電動機
の巻線への通流期間を決定する形式のブラシレスモータ
であつて、前記巻線に流れる巻線電流が、少なくとも前
記交流電源の極性が切替る時点を含む期間に断続するブ
ラシレスモータにおいて、前記インバータに流れる電流
を検出する電流検出回路と、所定の基準電圧を発生する
基準電圧発生回路と、前記電流検出回路の出力信号と前
記基準電圧とを比較する比較回路を備え、前記比較回路
の出力信号に基づいて、前記整流回路から前記インバー
タへの通流、及び通流の禁止を決定するブラシレスモー
タの運転方法。 - ２． 前記特許請求の範囲第１項において、電動機の定
格回転数における誘起電圧線間実効値を交流電源電圧の
実効値の３分の２以下に設定したことを特徴とするブラ
シレスモータの運転方法。 - ３． 前記特許請求の範囲第２項において、電動機の定
格回転数における誘起電圧線間実効値を交流電源電圧の
実効値の１０分の１以上に設定したことを特徴とするブ
ラシレスモータの運転方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59218443A JPH0716315B2 (ja) | 1984-10-19 | 1984-10-19 | ブラシレスモータの運転装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59218443A JPH0716315B2 (ja) | 1984-10-19 | 1984-10-19 | ブラシレスモータの運転装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6198183A true JPS6198183A (ja) | 1986-05-16 |
| JPH0716315B2 JPH0716315B2 (ja) | 1995-02-22 |
Family
ID=16719991
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59218443A Expired - Lifetime JPH0716315B2 (ja) | 1984-10-19 | 1984-10-19 | ブラシレスモータの運転装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0716315B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01283089A (ja) * | 1988-05-02 | 1989-11-14 | Secoh Giken Inc | 交流電源により指定された出力トルクで運転される電動機 |
| JPH06113587A (ja) * | 1990-08-21 | 1994-04-22 | Heidelberger Druckmas Ag | ブラシレス直流電流のモータ電流の調整方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58108985A (ja) * | 1981-12-18 | 1983-06-29 | インステイテユト・セラミツク・エス・エイ | 携帯型動力工具への電気エネルギの供給方法および装置 |
-
1984
- 1984-10-19 JP JP59218443A patent/JPH0716315B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58108985A (ja) * | 1981-12-18 | 1983-06-29 | インステイテユト・セラミツク・エス・エイ | 携帯型動力工具への電気エネルギの供給方法および装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01283089A (ja) * | 1988-05-02 | 1989-11-14 | Secoh Giken Inc | 交流電源により指定された出力トルクで運転される電動機 |
| JPH06113587A (ja) * | 1990-08-21 | 1994-04-22 | Heidelberger Druckmas Ag | ブラシレス直流電流のモータ電流の調整方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0716315B2 (ja) | 1995-02-22 |
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