JPH0832351A - 位相変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 従来必要であった抵抗ブリッジ補償回路の調
整作業を一切必要としない、きわめて簡単な回路構成の
位相変調回路を提供する。 【構成】 強磁性体に交流電流を通電して、強磁性体の
両端の間に磁束変化による誘導交流電圧を発生させる。
この誘導交流電圧のうちの主にインダクタンス成分によ
る信号のみを通過させ、オーミック電圧成分による信号
を減衰させるフィルター回路に該誘導交流電圧を通過さ
せる。制御電流を交流電流に重畳して通電すると、抵抗
ブリッジ補償回路を使わずに、誘導交流電圧の発生する
磁界の値を変化でき、制御電流により誘導交流電圧の位
相を変調出来る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、搬送波の位相を入力信
号の大きさに対応させて変化させる位相変調回路の構成
に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在広く一般的に知られている変調回路
には振幅変調回路または周波数変調回路があり、これら
は主に通信の分野で使用される。振幅変調とは、搬送波
の振幅を入力信号によって変化させるものであり、一
方、周波数変調とは、搬送波の周波数を入力信号によっ
て変化させるものである。これらはＡＭラジオまたはＦ
Ｍラジオで広く一般に知られている。変調回路には、上
記の振幅変調回路および周波数変調回路の他に、位相変
調回路が存在する。位相変調は、搬送波の位相を入力信
号によって変化させる方式である。位相変調回路は、特
に無線通信分野、工場内通信などの雑音環境での通信お
よびセキュリティ分野の信号発生デバイスなど、通信お
よび情報分野での広範な利用が考えられる。これらの変
調回路には、その構成素子数、回路の複雑さ、信号対雑
音比、占有帯域幅等において一長一短がある。振幅変調
回路は、ベース変調回路やコレクタ変調回路等に代表さ
れるように、その回路構成が簡単であり、また復調回路
も整流回路を利用して振幅変調を受けた信号の包絡線に
比例した出力を取り出すことによって元の変調信号を取
り出すことができ非常に簡単に構成される。さらに単側
波帯通信方式（ＳＳＢ）等によって占有帯域幅を小さく
することが出来る長所を有する。しかし、雑音のほとん
が振幅に影響を与えるため、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）
が非常に悪い欠点がある。これに対し、周波数変調は、
受信した周波数の瞬時周波数または搬送波からの周波数
の偏移を読み取る方式であるため、雑音に対する影響が
少なく、Ｓ/Ｎ比は振幅変調波に比べて非常に優れてい
る。しかし、占有帯域幅は、振幅変調波が９ｋＨｚ程度
であるのに対し、その４〜５倍を必要とする。また、周
波数変調回路は、リアクタンストランジスタ回路に代表
されるように、その回路構成は簡単であるが、復調回路
がフォスターシーリー型回路に代表されるように調整が
面倒である欠点がある。また、振幅変調回路、周波数変
調回路ともに、トランジスタやＦＥＴが回路構成素子の
一部となっているため、その耐環境性、特に耐温湿度変
化や耐衝撃性に問題があった。さらに、放射線が問題と
なる宇宙空間や放射能汚染空間などでの使用は不可能で
あった。一方、従来の位相変調回路は、振幅変調回路と
比べると、周波数変調回路と同様にＳ／Ｎ比は非常に優
れている。しかし、位相変調回路の構成は、代表的な位
相変調回路であるアームストロング回路におけるよう
に、非常に複雑である。そのため、位相変調回路は、周
波数変調回路と同等の性能を持ちながら、広く一般に使
われることはなかった。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図１は、従来の位相変
調回路の１つであるアームストロング変調回路の構成を
示す。この回路では、搬送波発振回路の出力を２つに分
ける。一方は、増幅回路を通して混合回路に入力され
る。他方は、他の入力である変調信号とともに、平衡変
調回路に印加され、両側波帯だけの振幅変調波が出力さ
れる。この出力を移相回路によって９０°位相をずらし
て増幅回路で増幅する。次に、増幅回路の出力を混合回
路で搬送波と合成して位相変調出力を得る。本回路は同
時に振幅変調も生じやすいので、出力段には振幅制限回
路が必要となる。このように、回路構成は複雑である。
さらに、本回路の位相変化幅は ±７°以下と小さい。

【０００４】位相変調波は、位相復調回路において基本
波と被変調波との時間差比較によって簡単に元の信号波
を取り出すことが出来る。このため、位相変調回路の構
成の簡素化が位相変調分野の普及に大きく寄与すると考
えられる。本発明者らは、先に非常に簡単な回路構成
で、かつ、信頼性の高い位相変調回路（特願平５−２４
４７７０号）を発明した。しかし、この位相変調回路で
も、磁性体励磁周波数が低い領域では抵抗ブリッジ補償
回路の調整が必要であった。また、位相変調波を復調す
る際に、位相基準となる信号が必要になるため、信号波
とは別に位相基準波を発生させる必要があった。さら
に、この新たに発生される位相基準信号は位相変調波と
の同期を極めて正確にとる必要があり、位相基準信号を
いかに、より正確に発生させるかが、位相変調方式にお
ける大きな技術課題となっていた。この位相変調回路
は、使用する交流電流の周波数が低い場合は、インダク
タンス成分による電圧ｅ_Lに比べて強磁性体の電気抵抗
による電圧ｅ_Rが大きくなる。よって、位相変調回路と
して作用させるためには、インダクタンス成分による電
圧のみを取り出す工夫が必要となる。この問題は、強磁
性体の抵抗による電圧を打ち消す抵抗ブリッジ回路を用
いることで解決していた。この抵抗ブリッジ回路は、図
２に示すように、強磁性体２の他に３個の抵抗素子１
０、１２、１４によって構成される。すなわち、強磁性
体２の接地側の端と交流電源６の間に可変抵抗１０を接
続し、可変抵抗１０の可変端子とコンデンサ素子４との
間に抵抗１２を接続する。さらに、抵抗１２のコンデン
サ素子４に接続されている側と、強磁性体２の接地され
ていない側との間に、抵抗１４が接続される。抵抗ブリ
ッジの平衡条件は次の通りである。

【数１】 Ｒ_w／Ｒ₁₀ = Ｒ₁₄／Ｒ₁₂ (１) ここに、Ｒ_wは、強磁性体２の抵抗値であり、Ｒ₁₀は、
可変抵抗１０の可変部分の抵抗値であり、Ｒ₁₂とＲ
₁₄は、それぞれ抵抗１２、１４の抵抗値である。式
（１）より、誘導交流電圧からインダクタンス成分によ
る電圧のみを取り出すためには、可変抵抗１０の抵抗値
Ｒ₁₀を調整して平衡条件を実現する作業を必要とする。
この抵抗ブリッジ回路の補償度合いは強磁性体の抵抗値
に依存するため、人手を介した面倒な調整操作が必要で
あった。

【０００５】本発明の目的は、使用する磁性体励磁電流
の周波数が低い領域において、位相変調回路で必要であ
った抵抗ブリッジ補償回路の調整作業を一切必要としな
い位相変調回路を提供することである。また、本発明の
他の目的は、極めて正確な位相基準信号を位相変調波に
重畳させることが出来、単純でかつ高精度な復調を可能
にする位相変調回路を提供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明に係る位相変調回
路は、位相変調素子として強磁性体を使用する。交流電
源は、交流電流を強磁性体の両端間に供給する。この交
流電流の周波数は、制御電流の周波数より大きい。強磁
性体に交流電流を印加することによって強磁性体に誘導
交流電圧が発生される。一方、信号供給回路は、強磁性
体の両端間に制御電流（変調信号）を供給する。上記の
制御電流と交流電流とにより強磁性体に誘導交流電圧が
発生する。この誘導交流電圧を、この誘導交流電圧のう
ちの主にインダクタンス成分による信号を出力するフィ
ルター回路に通過させ、位相変調出力信号として出力す
る。これにより、抵抗ブリッジ補償回路を使用すること
なく誘導交流電圧から主にインダクタンス成分による信
号を取り出せる。この信号の位相が、強磁性体に通電す
る制御電流の大きさに対応してずれ、制御電流によって
位相が変調される。本発明で使用するフィルター回路
は、要求されるｅ_Lとｅ_Rの波形分離度合い、磁性体を励
磁する交流電流周波数、または磁性体の磁気特性または
形状からくるｅ_Lとｅ_Rの波形の差に応じてその種類を選
択することが出来る。たとえば、フィルター回路は、受
動素子のみを使用したフィルター回路であってもよく、
能動素子を含むフィルター回路であってもよい。また、
好ましくはフィルター回路の前段または後段、もしくは
前段と後段に増幅回路を設ける。これにより、後段に続
く回路への十分な信号電圧を供給することが可能にな
る。

【０００７】

【作用】強磁性体に交流電源により交流電流を流すと、
強磁性体の両端間には、強磁性体の円周方向磁束の時間
変化に対応した誘導交流電圧が発生する。この誘導交流
電圧を、この誘導交流電圧のうちの主にインダクタンス
成分による信号を出力するフィルター回路に通過させ
る。この状態で、制御電源により、強磁性体に制御電流
をさらに流すと、強磁性体円周方向に直流磁界を生じ、
この直流磁界がバイアス磁界となり、フィルター回路通
過後の信号の位相が変化する。すなわち、強磁性体の両
端間に発生した信号の位相は、制御電流により変調され
る。この位相変調回路は、きわめて簡単な構成を備え
る。さらに、誘導交流電圧のうちの主にインダクタンス
成分による信号を出力するフィルター回路を使用するこ
とによって、強磁性体交流励磁波の変曲点において、信
号波形に磁性体交流励磁波の変曲点に対応する信号が発
生し、これを位相基準信号として使用できる。この位相
基準信号は信号波に重畳するので、復調回路を単純化で
きる。さらに、この位相基準信号は磁性体交流励磁波の
変曲点に対応して発生するため、きわめて正確な位相基
準を与える。

【０００８】

【実施例】以下、添付の図面を参照して本発明を実施例
により説明する。 実施例１ 図３は、実施例１の位相変調回路を示し、本発明の位相
変調回路の基本回路構成を示す。この基本回路は、強磁
性体２、交流電源６および信号電源８、高域を通過する
フィルター回路１６からなる。細長い強磁性体２の両端
に交流電源６から交流電流（励磁波）を供給する。ま
た、同時に、強磁性体の両端に、信号電源８から制御電
流（変調信号）を供給する。このとき、強磁性体２に発
生される誘導電圧をフィルター回路１６を通して取り出
す。強磁性体２は、強磁性伝導体からなる線であり、円
周方向の磁束の反転が狭い磁界範囲内で起こることが大
きな誘導電圧を得るために望ましい。強磁性体の磁気特
性と形状は、所望の位相変調特性に対応して決められ
る。後で説明するように、制御電流Ｉ_cのある範囲では
誘導電圧の大きさが変化しない。そこで、この範囲の制
御電流Ｉ_cを用いると、従来のアームストロング回路に
おいて必要であった振幅制限回路は不要である。図３に
示した位相変調回路と図１に示した従来例（アームスト
ロング位相変調方式）を対比すると明らかなように、本
実施例の位相変調回路は、回路構成がきわめて簡単であ
る。また、抵抗ブリッジ回路を使用しないので、調整作
業を一切必要としない位相変調回路を実現することが出
来る。

【０００９】この位相変調回路における位相変調につい
て説明するために、まず、交流電源６により強磁性体２
に交流電流を流したときの信号について説明する。強磁
性体２に交流電流を流したとき、強磁性体の両端間には
誘導交流電圧ｅ_Wが発生する。この誘導交流電圧ｅ_Wは、
強磁性体２の円周方向磁束の時間変化による電圧ｅ_Lと
強磁性体２が有する電気抵抗Ｒ_Wによるオーミック電圧
ｅ_Rの和である。強磁性体２を励磁する交流電流の周波
数が強磁性体２の表皮効果を考慮しなくてもよい低い励
磁周波数領域では、ｅ_Rは交流電源電圧の波形となり、
一方、ｅ_Lは磁束の急激な変化により鋭いパルス波形と
なる。従ってｅ_Rとｅ_Lの周波数スペクトルは著しく異な
り、ｅ_Lは大きな高調波成分を有する。従って、ｅ_Rをほ
とんど減衰させｅ_Lの高調波成分のみを通過させる高域
通過フィルター回路などを用いれば、ｅ_Rは抑制され、
ｅ_Lのみを検出することが出来る。なお、こうして取り
出された電圧ｅ_L'は、誘導交流電圧のうちの主にインダ
クタンス成分による信号であり、抵抗ブリッジ補償回路
を用いた位相変調回路（図２参照）において抵抗ブリッ
ジ補償回路より取り出される信号とは異なる。

【００１０】ここで、強磁性体２として円形断面をもつ
細長い線を用い、交流電源６が時間ｔとともに位相ψが
直線的に増加する三角波交流電流を強磁性体の両端間に
流し、強磁性体２を励磁する場合を考える。強磁性体の
円周方向磁束の時間変化による電圧ｅ_Lを発生する磁界
は、交流励磁によって発生する磁界（Ｈ△）と制御電流
（変調信号）によって発生する磁界（Ｈ_s）との和（Ｈ
△＋Ｈ_s）がパルス発生磁界（Ｈ^*）と等しくなった場合
である。このパルス発生磁界（Ｈ^*）は、たとえばアモ
ルファス強磁性体の逆磁区形成限界磁界に相当する。

【００１１】図４は、２次減衰特性をもつ高域通過フィ
ルター回路を使用した場合の励磁波（三角波交流電
流）、誘導電圧波ｅ_Lおよび位相基準波（位相基準パル
スref）の関係を示す図である。図４に示すように、励
磁波による磁界の増加にともない円周方向の磁束変化が
きわめて狭い磁界範囲において起こり、パルス状交流電
圧ｅ_Lを含む誘導交流電圧ｅ_Wが発生する。この電圧ｅ_W
をフィルター回路１６に通過させることにより、ｅ_Rを
ほとんど減衰させ、ｅ_Lによる電圧ｅ_L'のみを取り出す
ことが出来る。さらに、２次減衰特性をもつフィルター
を使用することにより、三角波の２回微分によるパルス
波refが励磁波の変曲点の位置で発生する。このパルス
波refは変調後信号に重畳し、復調時において位相基準
パルスrefとして使用できる。ここで、励磁波の正の部
分によって発生する誘導交流電圧のフィルター回路通過
後の大きさをｅ_L'₊ と定義し、励磁波の負の部分によっ
て発生する誘導交流電圧のフィルター回路通過後の大き
さをｅ_L'_- と定義する。

【００１２】図５は、さらに、信号電源８により制御電
流（入力信号）Ｉ_cを強磁性体２に流した場合を示す
が、この場合も、磁界の増加にともない円周方向の磁束
変化がきわめて狭い磁界範囲において起こり、パルス状
交流電圧ｅ_Lを含む誘導交流電圧ｅ_Wが発生する。この電
圧ｅ_Wをフィルター回路１６に通過させることにより、
ｅ_Rをほとんど減衰させｅ_Lによる電圧ｅ_L'のみを取り出
すことが出来る。円周方向の磁束変化の起こる磁界の値
は、制御電流Ｉ_cにより変化する。しかし、位相基準信
号refの位置は、強磁性体励磁波に依存し、制御電流に
よって変化しない。

【００１３】いま、交流電源６により発生される磁界
（三角波励磁波）は、次の数式で表せる。

【数２】 Ｈ△ ＝ ２・Ｈ_m・ω・t/π ＝ ２・Ｈ_m・ψ/π (２) ここに、 -π/２ ≦ ψ ≦π /２ ここに、Ｈ_mは磁界の最大値を表し、ωは周波数を表
す。最大磁界Ｈ_mは、磁性体２に円周方向の磁束変化を
生じさせるのに必要な磁界Ｈ_cより大きくする。位相ψ
は、励磁波とグランドラインとの交点で０とする。この
場合、誘導波電圧ｅ_L+、ｅ_L-が発生する条件は、次の通
りである。

【数３】 ２・Ｈ_m・ψ/π ＝ Ｈ^* (３) したがって、制御電流が０であるときの誘導波電圧
ｅ_L+、ｅ_L- の位相ψ₀は、数式（４）で決定される。

【数４】 ψ₀ ＝（π/(２・Ｈ_m)）・Ｈ^* (４)

【００１４】一方、制御電流Ｉ_cより発生する円周方向
磁界Ｈ_cは、磁性体２の半径をａとすると、次の数式で
表せる。

【数５】 Ｈ_c ＝ Ｉ_c/(２・π・ａ) (５) ここに、励磁波の周波数ωは、制御電流Ｉ_cの周波数よ
り十分に高い。したがって、制御電流Ｉ_cは直流として
取り扱える。制御電流Ｉ_cを励磁三角波に重畳した場合
（図５）、誘導電圧波ｅ_L+が発生する条件は、次の通り
である。

【数６】 2 ・Ｈ_m・ψ₊/π ＋ Ｉ_c/(２・π・ａ) ＝ Ｈ^* (６) ここに、ψ₊は、正の傾きをもつ励磁波の部分とグラン
ドラインとの交点を基準に一番近い正の傾きをもつ励磁
波の部分によって発生する誘導交流電圧のフィルター回
路通過後の信号波の位相ψと定義される。

【００１５】この場合、誘導電圧波ｅ_L+の位相ψ₊は、
次の数式で表される。

【数７】 ψ₊ ＝ π/(２・Ｈ_m)・(Ｈ^* - (Ｉ_c/(２・π・ａ))) ＝ ψ₀ - (１/(４・Ｈ_m・ａ)) ・Ｉ_c (７) よって、三角波励磁の場合の位相（ψ₊）対制御電流
(I_c)の傾きψ₊/Ｉ_cは、数式（８）で表される。

【数８】 ψ₊/Ｉ_c ＝ −１/(４・Ｈ_m・ａ） (８) 同様に、負の傾きをもつ励磁波により発生する誘導電圧
波ｅ_L-の位相ψ_-は、次の数式で表せる。ここに、ψ
_-は、負の傾きをもつ励磁波の部分とグランドラインと
の交点を基準に一番近い負の傾きをもつ励磁波の部分に
よって発生する誘導交流電圧のフィルター回路通過後の
信号波の位相ψと定義される。

【数９】 ψ_- ＝ ψ₀＋（１/(４・Ｈ_m・ａ)）・Ｉ_c (９) 従って、三角波励磁の場合の位相（ψ_-）対制御電流
(I_c)の傾きψ_-／Ｉ_cは、数式（１０）で表される。

【数１０】 ψ_-/Ｉ_c ＝ １/(４・Ｈ_m・ａ) (１０) 従って、強磁性体の磁気特性、形状および印加交流電流
の振幅Ｈ_mを、上記の数式(４)、(７)〜(１０)を用いて
選択することにより、希望する制御電流対位相特性をも
った位相変調回路を構成することが出来る。

【００１６】ここでは、強磁性体に印加する交流電流を
三角波とした。これにより、制御電流印加による位相変
化が制御電流Ｉ_cに比例するので、位相変調特性の直線
性を向上することが出来る。

【００１７】さらに、位相変調特性の任意の位相範囲で
の使用を可能にするため、交流電流として直流バイアス
を持つ交流電流を用いることが出来る。この場合、交流
電流により発生される磁界（励磁波）は次の数式で表さ
れる。

【数１１】 Ｈ△＝Ｈ₀＋２・Ｈ_m・ω・ｔ/π＝Ｈ₀＋２・Ｈ_m・ψ/π (１１) ここに、 -π/２ ≦ ψ ≦ π/２ ここに、Ｈ₀は、直流バイアスによるバイアス磁界を表
わす。従って、制御電流Ｉ_cがない場合の位相ψ₀は、数
式（４）の場合からずれてくる。

【数１２】 ψ₀ ＝（π/（２・Ｈ_m)）・（Ｈ^* - Ｈ₀) (１２)

【００１８】位相変調回路で使用されるフィルター回路
１６は、要求されるｅ_Lとｅ_Rの波形分離度合い、磁性体
を励磁する交流電流周波数、または磁性体の磁気特性ま
たは形状からくるｅ_Lとｅ_Rの波形の差に応じてその種類
を選択することが出来る。たとえば、フィルター回路１
６にパッシブフィルター（ＣＲフィルター、ＬＣフィル
ターなど）を用いれば、トランジスタなどの能動素子を
一切使わない回路構成にすることができるので、振幅変
調回路、周波数変調回路、および、従来の位相変調回路
のいずれに比べても、非常に優れた耐環境性と高信頼性
を実現できる。また、好ましくは強磁性体に交流電流を
供給する交流電源として、強磁性体を含む発振回路を用
いることが出来る。これにより、位相変調回路のさらな
る小型化が図られる。

【００１９】位相変調回路において使用される強磁性体
２の形状としては、実質的に円形断面をもち、円周方向
透磁率の高い強磁性体が望ましい。強磁性体２の断面が
円形であることにより、円周方向に磁極を発生させるこ
となく、より大きい誘導交流電圧が期待される。強磁性
体２の材料としては、十分な誘導電圧を発生可能とする
ため、円周透磁率の高い材料が望ましい。一例として、
アモルファス磁性体、特に負または零の磁歪を持つアモ
ルファス磁性体があげられる。さらに、パーマロイやセ
ンダスト磁性体、微細結晶粒からなる高透磁率Ｆｅ合金
線なども使用可能である。また、希望する位相変調範囲
または希望する制御電流Ｉ_cの大きさからくる位相変調
特性を満足させるために、張力アニール処理を施したア
モルファス強磁性体を用いることができる。さらに、強
い張力でアニール処理を施すことによって、円周方向に
強い磁気異方性が誘導され、地磁気などの外乱磁界の影
響をうけない位相変調回路を構成することが出来る。

【００２０】以下、本発明をさらに３つの実施例におけ
る４つの制御例によりさらに具体的に説明する。表１
は、例１、例２、例３および例４で使用した強磁性体２
およびその処理条件を示す。強磁性体２は、いずれも
（Ｆｅ_0.06Ｃｏ_0.94）_72.5Ｓｉ_{12 .5}Ｂ₁₅の組成のアモル
ファス強磁性体であり、円断面を有する。

【００２１】

【表１】

【００２２】実施例２ 図６は、実施例２で用いた位相変調回路を示す。この位
相変調回路は、図５に示した基本的な位相変調回路に増
幅回路を後段に追加したものである。抵抗１８が交流電
源６に直列に接続される。また、フィルター回路１６と
して、周波数の１乗に比例して減衰するパッシブ高域通
過フィルターを構成し使用した。この高域通過フィルタ
ー回路の基本構成は、コンデンサ素子（１００００ｐ
Ｆ）２０と抵抗素子（１６.８Ω）２２からなるＣＲフ
ィルターであり、その遮断周波数は９４７ｋＨｚであ
る。後段に追加される増幅回路は、十分なｅ_L'を得るた
めに１００倍にｅ_L'が増幅される２段増幅回路（１段で
１０倍増幅するように設定）であり、各段は、ＯＰアン
プ２８および抵抗２４、２６からなる公知の増幅回路で
ある。

【００２３】前に図５により説明したように、位相変調
を行なうときには、強磁性体２は、交流電源６によって
強磁性体２に通電される電流によって励磁され、強磁性
体２の両端に交流誘導電圧が誘起される。この誘導交流
電圧は、強磁性体２の抵抗による電圧と、交流電源６に
よって強磁性体２に通電される電流が作用することによ
る強磁性体２の円周磁束の変化によって発生する電圧ｅ
_Lとの和であり、この誘導交流電圧をフィルター回路１
６に通すことにより後者のみが取り出される。フィルタ
ー回路通過後の電圧は、ｅ_Lに起因する非常に鋭いパル
ス状の電圧ｅ_L'と、高域通過フィルターの微分作用によ
って励磁波である三角波が微分された結果生じる方形波
とが重畳した波形となる。このパルス状の電圧ｅ_L'は、
強磁性体２に直接接続された信号電源８が発生する制御
電流Ｉ_cによって、その位相ψ₊、ψ_-が制御される。一
方、高域通過フィルターの微分作用によって三角波が微
分された結果生じる方形波の位相は、強磁性体２に直接
接続された信号電源８側が発生する制御電流Ｉ_cに無関
係である。よってこの方形波の位相（立ち上がり、また
は、立ち下がり）を位相基準パルスrefとして用いるこ
とにより、従来新たに発生させる必要があった位相基準
信号の発生が不要になり、復調回路を単純化することが
出来る。さらに、この位相基準信号は磁性体交流励磁波
の変曲点に対応して発生するため、きわめて正確な位相
基準を与える。

【００２４】（例１）例１では、強磁性体２として、長
さ５ｍｍ、直径３０μｍのアモルファスワイヤを使用し
た。この強磁性体２は、４０ｋｇ／ｍｍ²での張力熱処
理が４５０℃で１分施されたものである。また、交流電
源６による励磁波には、周波数１０ｋＨｚの三角波を用
いた。図７は、この位相変調回路において得られた誘導
電圧波の位相（ψ₊、ψ_-）対制御電流（Ｉ_c）特性を示
す。図７に示す結果から明らかなように、微小な交流電
流（±６ｍＡ)によって誘導電圧の位相ψ₊、ψ_-を直線
的に制御出来る。すなわち、強磁性体２に交流電流を通
電して得られる強磁性体両端間の誘導交流電圧をフィル
ター回路に通過させるとき、その出力電圧ｅ_L'の位相
が、強磁性体２に通電する制御電流Ｉ_cによって変化す
る。図７の例では、位相は、約０.１π〜０.５πの約７
０°の範囲で制御出来る。これはアームストロング回路
の位相変化の約１０倍に達する。

【００２５】図８は、制御電流Ｉ_cによるパルス高さ
（電圧ｅ_L'の最大値）の大きさの変化を示す。この制御
電流特性は、制御電流Ｉ_cのある範囲で電圧ｅ_L'の大き
さが変化しない範囲が存在する。本発明者らによる特願
平５−２４４７７０号に開示された位相変調回路によれ
ば、誘導電圧ｅ_Lの大きさが変化しない領域は、ｅ_L+で
は制御電流Ｉ_cが正の領域のみであり、ｅ_L- ではＩ_cが
負の領域のみであったため、誘導電圧ｅ_Lの変化しない
領域で使用するには、励磁用電源において直流バイアス
を供給する必要があった。しかし、本実施例によれば、
制御電流Ｉ_cが零を挟んでＩ_cの正負の両側において誘導
電圧の大きさが変化しない領域が広く存在するため、特
に直流バイアスを供給する必要がなくなる。また、この
誘導電圧の大きさが変化しない範囲を使用することによ
って、従来の位相変調回路で最終段に必要であった振幅
制限回路が不要になり、位相変調回路は、さらに単純化
できる。

【００２６】実施例３ 図９は、実施例３（例２および例３）で用いた位相変調
回路を示す。この位相変調回路は、図５に示した基本的
な位相変調回路に増幅回路を後段に追加したものであ
る。フィルター回路１６には、周波数の１乗に比例して
減衰するパッシブ高域通過フィルターを２段に構成し使
用した。このフィルター回路の基本構成はコンデンサ素
子（１００００ｐＦ）２０と抵抗素子（１６.８Ω）２
２からなるＣＲフィルターの２段からなり、その遮断周
波数は９４７ｋＨｚである。増幅回路としては、図６に
示したのと同じ２段増幅回路を後段に追加している。

【００２７】フィルター回路通過後の電圧は、ｅ_Lに起
因する非常に鋭いパルス状の電圧ｅ_L'と、高域通過フィ
ルターの微分作用により励磁波である三角波を２回微分
された結果生じたパルス波とが重畳した波形となる。こ
のパルス状の電圧ｅ_L'は、強磁性体２に直接接続された
信号電源８側が発生する制御電流Ｉ_cによって、その位
相が制御される。一方、高域通過フィルターの微分作用
により三角波を２回微分された結果生じたパルス波の位
相は、磁性体交流励磁波の変曲点に対応し、強磁性体２
に直接接続された信号電源８側が発生する制御電流Ｉ_c
に無関係である。よって、磁性体交流励磁波の変曲点に
対応するパルス波の位相は、復調時に必要となる位相基
準パルスrefとなる。この位相基準信号refは信号波に重
畳するので、新たに位相基準信号を発生させる必要がな
くなり、復調回路を単純化することが出来る。さらに、
この位相基準信号refは磁性体交流励磁波の変曲点に対
応して発生するため、きわめて正確な位相基準を与え
る。

【００２８】（例２）例２では、強磁性体２として、長
さ５ｍｍ、直径３０μｍのアモルファスワイヤを使用し
た。この磁性体は、４０ｋｇ／ｍｍ²での張力熱処理が
４５０℃で１分施されたものである。また、交流電源６
による励磁波には、周波数１０ｋＨｚの三角波を用い
た。図１０は、例２の誘導電圧波の位相（ψ⁺、ψ^-）対
制御電流（Ｉ_c）特性を示す。図１０に示す結果から明
らかなように、微小な交流電流（±６ｍＡ)によって誘
導電圧の位相ψ⁺、ψ^-を直線的に制御出来る。すなわ
ち、強磁性体２に交流電流を通電して得られる強磁性体
両端間の誘導交流電圧をフィルター回路に通過させる
と、その出力電圧ｅ_L'の位相が、強磁性体２に通電する
制御電流Ｉ_cによって変化する。例２では、位相は、約
０.１π〜０.５πの範囲で制御出来る。

【００２９】図１１は、制御電流Ｉ_cによるパルス高さ
（電圧ｅ_L'の最大値）の大きさの変化を示す。この制御
電流特性は、制御電流Ｉ_cのある範囲で誘導電圧の大き
さが変化しない範囲が存在する。例１と同様に、制御電
流Ｉ_cが零を挟んでＩ_cの正負において誘導電圧の大きさ
が変化しない領域が広く存在するため、特に直流バイア
スを供給する必要がなくなる。この誘導電圧の大きさが
変化しない範囲を使用することによって、従来の位相変
調回路で最終段に必要であった振幅制限回路が不要にな
り、位相変調回路は、さらに単純化できる。

【００３０】（例３）例３では、図９に示した位相変調
回路において、強磁性体２として、長さ５ｍｍ、直径１
２４μｍのアモルファスワイヤを使用した。この磁性体
は、４０ｋｇ／ｍｍ²での張力熱処理が４５０℃で３０
秒施されたものである。また、交流電源６による励磁波
には、周波数１０ｋＨｚの三角波を用いた。

【００３１】図１２に誘導電圧波の位相対制御電流特性
を示す。図１２に示した結果から、微小な交流電流（±
３０ｍＡ)によって誘導電圧の位相ψ⁺、ψ^-を直線的に
制御出来ることは明らかである。すなわち、強磁性体２
に交流電流を通電して得られる強磁性体両端間の誘導交
流電圧をフィルター回路に通過させるとき、その出力電
圧ｅ_L'の位相が、強磁性体２に通電する制御電流Ｉ_cに
よって変化する。図１２の例では、位相は、約−０.１
π〜０.５πの範囲で制御出来る。

【００３２】図１３は、制御電流Ｉ_cによるパルス高さ
（電圧ｅ_L'の最大値）の大きさの変化を示す。この制御
電流特性は、制御電流Ｉ_cのある範囲で誘導電圧の大き
さが変化しない範囲が存在する。他の例と同様に、制御
電流Ｉ_cが零を挟んでＩ_cの正負の両側において誘導電圧
の大きさが変化しない領域が広く存在するため、特に直
流バイアスを供給する必要がなくなる。この誘導電圧の
大きさが変化しない範囲を使用することによって、従来
の位相変調回路で最終段に必要であった振幅制限回路が
不要になり、位相変調回路は、さらに単純化できる。例
２（図１０）と例３（図１２）の対比から明らかなよう
に、強磁性体２の形状などを変えることにより、制御電
流Ｉ_cに対する位相制御範囲を変化することが出来る。
例３の方が位相制御範囲が増加した。これにより、希望
する特性を持った位相変調回路構成の要求に対応するこ
とが出来る。

【００３３】実施例４ 図１４は、実施例３で用いた位相変調回路を示す。この
位相変調回路は、図５に示した基本的な位相変調回路に
増幅回路を後段に追加したものである。フィルター回路
１６として、周波数の２乗で減衰する特性を持つバタワ
ース型のＶＣＶＳ(voltage controlled voltage sourc
e)高域通過フィルター（アクティブフィルター）を構成
し使用した。この高域通過フィルター回路の基本構成
は、２個のコンデンサ素子（３３ｐＦ）３０と２個の抵
抗素子（５.１ｋΩ）３２および１個のオペアンプ（Ｌ
Ｍ６３６１Ｎ）３４からなり、その遮断周波数は９４５
ｋＨｚである。増幅回路としては、図６の位相変調回路
に示したのと同じ２段増幅回路を後段に追加している。

【００３４】（例４）例４では、強磁性体２として、長
さ５ｍｍ、直径３０μｍのアモルファスワイヤを使用し
た。この磁性体は、４０ｋｇ／ｍｍ²での張力熱処理が
４５０℃で１分施されたものである。また、交流電源６
による励磁波には、周波数１０ｋＨｚの三角波を用い
た。図１５に誘導電圧波の位相（ψ₊、ψ_-）対制御電流
（Ｉ_c）特性を示す。フィルター回路通過後の電圧ｅ_L'
は、非常に鋭いパルス状の波形を示した。このパルス状
の電圧ｅ_L'は、強磁性体２に直接接続された信号電源８
側が発生する制御電流Ｉ_cによって、その位相が制御さ
れる。

【００３５】図１５に示した結果から明らかなように、
微小な交流電流（±６ｍＡ)によって誘導電圧の位相
ψ₊、ψ_-を直線的に制御出来る。すなわち、強磁性体２
に交流電流を通電して得られる強磁性体両端間の電圧を
フィルター回路に通過させると、その出力電圧ｅ_L'の位
相が、強磁性体２に通電する制御電流Ｉ_cによって変化
する。図１５の例では、位相は、約０.１π〜０.５πの
範囲で制御出来る。図１６は、制御電流Ｉ_cによるパル
ス高さ（電圧ｅ_L'の最大値）の大きさの変化を示す。こ
の制御電流特性は、制御電流Ｉ_cのある範囲で誘導電圧
の大きさが変化しない範囲が存在する。例１〜例３と同
様に、制御電流Ｉ_cが零を挟んでＩ_cの正負の両側におい
て誘導電圧の大きさが変化しない領域が広く存在するた
め、特に直流バイアスを供給する必要がなくなる。この
誘導電圧の大きさが変化しない範囲を使用することによ
って、従来の位相変調回路で最終段に必要であった振幅
制限回路が不要になり、位相変調回路は、さらに単純化
できる。

【００３６】さらに、誘導交流電圧のうちの主にインダ
クタンス成分による信号を出力するフィルター回路を使
用することによって、磁性体交流励磁波の変曲点におい
て、信号波形に磁性体交流励磁波の変曲点に対応する信
号が発生する（本実施例の場合、他の例と同様に、この
信号はパルス形状をなす）。この位相基準信号は信号波
に重畳するので、新たに位相基準信号を発生させる必要
がなくなり、復調回路を単純化することが出来る。さら
に、この位相基準信号は磁性体交流励磁波の変曲点に対
応して発生するため、きわめて正確な位相基準を与え
る。

【００３７】

【発明の効果】本発明に係る位相変調回路は、きわめて
簡単な回路構成で、かつ微小な電流で、抵抗ブリッジ補
償回路を使用することなく、よって何の調整作業も必要
とせずに位相を制御することが出来る。また、制御電流
Ｉ_cが零を挟んでＩ_cの正負において誘導電圧の大きさが
変化しない領域が広く存在するため、直流バイアスの供
給が必要でなくなる。さらに、この誘導電圧の大きさが
変化しない範囲を使用することによって、従来の位相変
調回路で最終段に必要であった振幅制限回路が不要にな
り、位相変調回路は、さらに単純化できる。

【００３８】また、信号波形に磁性体交流励磁波の変曲
点に対応する信号が発生し、この信号は位相基準信号re
fとなって信号波に重畳するので、復調回路の単純化
と、きわめて高精度な復調とを可能にすることが出来
る。また、磁性体の形状または磁気特性の異なる磁性体
を選択すことによって、位相制御範囲または制御電流の
可変範囲を変化させることが出来、様々な特性の要求に
対応出来る。しかも本発明の回路を構成する素子は安価
かつ容易に得られる。また、能動素子を一切使わずに構
成することが出来、よってその信頼性もきわめて高い。

【図面の簡単な説明】

【図１】 従来の位相変調回路の一例のブロック図であ
る。

【図２】 他の位相変調回路の低周波励磁時の基本構成
を示す回路図である。

【図３】 本発明の位相変調回路の基本構成を示す実施
例１の回路図である。

【図４】 三角励磁波を用いて発生される誘導電圧波を
２次減衰特性をもつフィルターに通過させて得られる信
号波を説明する図である。

【図５】 三角励磁波に制御電流を重畳したときに発生
される誘導電圧波を２次減衰特性をもつフィルターに通
過させて得られる信号波を説明する図である。

【図６】 実施例２の位相変調回路の回路図である。

【図７】 例１で得られた制御電流対位相の特性を示す
図である。

【図８】 例１で得られた制御電流対誘導電圧の特性を
示す図である。

【図９】 実施例３の位相変調回路の回路図である。

【図１０】 例２で得られた制御電流対位相の特性を示
す図である。

【図１１】 例２で得られた制御電流対誘導電圧の特性
を示す図である。

【図１２】 例３で得られた制御電流対位相の特性を示
す図である。

【図１３】 例３で得られた制御電流対誘導電圧の特性
を示す図である。

【図１４】 実施例４の位相変調回路の回路図である。

【図１５】 例４で得られた制御電流対位相の特性を示
す図である。

【図１６】 例４で得られた制御電流対誘導電圧の特性
を示す図である。

【符号の説明】

２…強磁性体、 ６…交流電源、８…信号電源、
１６…フィルター回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 武士田 健一 京都府宇治市宇治小桜23番地 ユニチカ株 式会社中央研究所内 (72)発明者 小笠原 勇 京都府宇治市宇治小桜23番地 ユニチカ株 式会社中央研究所内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 強磁性体と、強磁性体の両端間に制御電
   流を供給する信号供給回路と、周波数が制御電流の周波
   数より高い交流電流を強磁性体に供給する交流電源と、
   上記の制御電流と交流電流とにより強磁性体が発生する
   誘導交流電圧を入力し、この誘導交流電圧のうちの主に
   インダクタンス成分による信号を出力するフィルター回
   路とからなることを特徴とする位相変調回路。
2. 【請求項２】 請求項１の位相変調回路において、上記
   のフィルター回路は、受動素子のみを含むことを特徴と
   する位相変調回路。
3. 【請求項３】 請求項１に記載した位相変調回路におい
   て、上記のフィルター回路は、能動素子を含むことを特
   徴とする位相変調回路。
4. 【請求項４】 請求項１に記載した位相変調回路におい
   て、さらに、上記の強磁性体両端間の誘導交流電圧を、
   上記のフィルター回路の少なくとも前又は後で増幅する
   増幅器を備えることを特徴とする位相変調回路。