JPH0833425B2 - デジタル型故障点標定装置 - Google Patents
デジタル型故障点標定装置Info
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- JPH0833425B2 JPH0833425B2 JP4942287A JP4942287A JPH0833425B2 JP H0833425 B2 JPH0833425 B2 JP H0833425B2 JP 4942287 A JP4942287 A JP 4942287A JP 4942287 A JP4942287 A JP 4942287A JP H0833425 B2 JPH0833425 B2 JP H0833425B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は電力系統に適用するデジタル型の故障点標
定装置に関するものである。
定装置に関するものである。
第６図は故障点標定装置が適用される電力系統を示す
図で、（１）は発電機，（２）は母線，（３）は送電
線，（４）は故障点，（５）は変流器，（６）は変成
器，（10）はデジタル型故障点標定装置，（11）は変流
器（５）の出力を適当な値に変換する回路，（12）は変
成器（６）の出力を適当な値に変換する回路，（21）及
び（22）はサンプリング定理から制限される周波数帯を
除去するフイルタ回路，（31）は入力を一定間隔毎にサ
ンプリングし順次AD変換する回路，（100）は演算回路
を示す。
図で、（１）は発電機，（２）は母線，（３）は送電
線，（４）は故障点，（５）は変流器，（６）は変成
器，（10）はデジタル型故障点標定装置，（11）は変流
器（５）の出力を適当な値に変換する回路，（12）は変
成器（６）の出力を適当な値に変換する回路，（21）及
び（22）はサンプリング定理から制限される周波数帯を
除去するフイルタ回路，（31）は入力を一定間隔毎にサ
ンプリングし順次AD変換する回路，（100）は演算回路
を示す。
デジタル型の故障点標定装置としては、故障点迄の送
電線の抵抗分R,インダクタンス分Ｌと故障電流ｉから、
母線電圧ｖは の関係式が成立することから、相異なる２つの一定時間
の積分値（２）及び（３）式を得て この両式から連立方程式を解くことによりＲ及びＬを求
める方式が知られている。
電線の抵抗分R,インダクタンス分Ｌと故障電流ｉから、
母線電圧ｖは の関係式が成立することから、相異なる２つの一定時間
の積分値（２）及び（３）式を得て この両式から連立方程式を解くことによりＲ及びＬを求
める方式が知られている。
ところでデジタル型における演算処理では積分を一定
時刻間隔でサンプリングした離散的な値を用いて近似的
に求める必要が生じる為この近似式が周波数特性を持ち
誤差要因となつていた。この周波数特性を改善する手法
として特願昭60−179640号「デジタル距離継電装置」が
提案されている。
時刻間隔でサンプリングした離散的な値を用いて近似的
に求める必要が生じる為この近似式が周波数特性を持ち
誤差要因となつていた。この周波数特性を改善する手法
として特願昭60−179640号「デジタル距離継電装置」が
提案されている。
この方式では一定の間隔で連続したサンプリング時刻
をtn,tn+1,tn+2とし各々の時刻でサンプリングした電流
値をi(n),i(n+1),i(n+2)とした場合、電流の積分値を で近似している為、高次の周波数域で誤差が大きくなる
問題があつた。
をtn,tn+1,tn+2とし各々の時刻でサンプリングした電流
値をi(n),i(n+1),i(n+2)とした場合、電流の積分値を で近似している為、高次の周波数域で誤差が大きくなる
問題があつた。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、高次の周波数域に於いても周波数特性の改
善ができるデジタル形故障点標定装置を得ることを目的
とするものである。
れたもので、高次の周波数域に於いても周波数特性の改
善ができるデジタル形故障点標定装置を得ることを目的
とするものである。
本発明は（１）式に示される送電系統に生じる関係式
を時刻tn-1からtn+1及びtnからtn+2まで積分して得られ
る（２），（３）式の両式から連立方程式を解くことで
R,Lを求めるのであるが、この際、奇数点数のサンプリ
ング量を使用し、高次の周波数で生じる誤差に対して補
正係数を掛けて積分近似する事によつて高次の周波数特
性を改善した故障点標定装置を提供するものである。
を時刻tn-1からtn+1及びtnからtn+2まで積分して得られ
る（２），（３）式の両式から連立方程式を解くことで
R,Lを求めるのであるが、この際、奇数点数のサンプリ
ング量を使用し、高次の周波数で生じる誤差に対して補
正係数を掛けて積分近似する事によつて高次の周波数特
性を改善した故障点標定装置を提供するものである。
この発明による積分近似式によればK1,K2……Kn+1を
後述する方法で決定する事によりｎ＋１個の周波数に対
して積分近似誤差を零にすることが出来る為、R,Lの演
算誤差の周波数特性が改善される。
後述する方法で決定する事によりｎ＋１個の周波数に対
して積分近似誤差を零にすることが出来る為、R,Lの演
算誤差の周波数特性が改善される。
以下、この発明の実施例を図について説明する。第６
図について演算回路（100）は例えばマイクロコンピユ
ータよりなり次の（４）式を演算することで本発明が目
的としている高次の高調波における誤差を無くすことが
できる。
図について演算回路（100）は例えばマイクロコンピユ
ータよりなり次の（４）式を演算することで本発明が目
的としている高次の高調波における誤差を無くすことが
できる。
但し i(n+1)−i(n)＝Ｂ i(n+1)−i(n-1)＝Ｄ △＝EB−FD を示す。
第１図は本発明の一実施例について上記演算回路（10
0）の機能を説明するためのブロツク図で（111）〜（11
4）は近似積分を導出する回路で（111）は上述のA,（11
2）はC,（113）はE,（114）はF,をそれぞれ導出する演
算回路である。（115）はB,（116）はＤを算出する引算
回路である。（121）〜（123）は演算回路で、（121）
はAB−CD,（122）はCE−AF,（123）は△を算出する。そ
して割算回路（131）で故障点迄の抵抗成分Ｒを、割算
回路（132）で故障点迄のインダクタンス成分Ｌを導出
するものである。
0）の機能を説明するためのブロツク図で（111）〜（11
4）は近似積分を導出する回路で（111）は上述のA,（11
2）はC,（113）はE,（114）はF,をそれぞれ導出する演
算回路である。（115）はB,（116）はＤを算出する引算
回路である。（121）〜（123）は演算回路で、（121）
はAB−CD,（122）はCE−AF,（123）は△を算出する。そ
して割算回路（131）で故障点迄の抵抗成分Ｒを、割算
回路（132）で故障点迄のインダクタンス成分Ｌを導出
するものである。
電流電圧の積分値を得ることで後述するようにデジタ
ル型故障点標定装置が得られるため、ここでは先ずこれ
らの積分値をデジタル量を使用して求める方法について
説明する。第２図は任意の単一周波数の正弦波で一般式
がｉ＝sin（ωｔ＋β）で表わされる波形とする。ここ
でβは電圧ベクトル（図示略）に対する位相角を示す。
i(n-1),i(n),i(n+1)は時刻tn-1,tn,tn+1における電流ｉ
の各々の瞬時値でサンプリングして導出される値を示
す。今、サンプリングする時刻tn-1,tn,tn+1の間隔を等
間隔とし角度成分でθ角度とした場合、仮りにtn-1から
tn+1迄の電流ｉの績分値を近似的に簡単に求めるならば
次のようにして求められる。即ちb1−i(n-1)−i(n+1)−
a1で囲まれた四辺形の面積で近似できる。
ル型故障点標定装置が得られるため、ここでは先ずこれ
らの積分値をデジタル量を使用して求める方法について
説明する。第２図は任意の単一周波数の正弦波で一般式
がｉ＝sin（ωｔ＋β）で表わされる波形とする。ここ
でβは電圧ベクトル（図示略）に対する位相角を示す。
i(n-1),i(n),i(n+1)は時刻tn-1,tn,tn+1における電流ｉ
の各々の瞬時値でサンプリングして導出される値を示
す。今、サンプリングする時刻tn-1,tn,tn+1の間隔を等
間隔とし角度成分でθ角度とした場合、仮りにtn-1から
tn+1迄の電流ｉの績分値を近似的に簡単に求めるならば
次のようにして求められる。即ちb1−i(n-1)−i(n+1)−
a1で囲まれた四辺形の面積で近似できる。
しかし系統故障発生時には種々の高調波が発生するた
め、この時でも求めた積分値が近似したものである必要
があるが、第８図に示すように第２図の周波数成分の２
倍の周波数とすると、この場合、b1−i(n-1)−i(n+1)−
a1で囲まれた四辺形の面積、この場合は三角形となつて
いるが図から判るように明らかに真値に比べ誤差が大き
くなる。このことから、サンプリング間隔を狭まくすれ
ば良くなることが想像できる。
め、この時でも求めた積分値が近似したものである必要
があるが、第８図に示すように第２図の周波数成分の２
倍の周波数とすると、この場合、b1−i(n-1)−i(n+1)−
a1で囲まれた四辺形の面積、この場合は三角形となつて
いるが図から判るように明らかに真値に比べ誤差が大き
くなる。このことから、サンプリング間隔を狭まくすれ
ば良くなることが想像できる。
即ち中間のサンプル値を使用してb1−i(n-1)−i(n)−
a0で囲まれた四辺形の面積とa0−i(n)−i(n+1)−a1で囲
まれた四辺形の面積を加算とすることで先に考えた方法
より誤差量を改善することができる。
a0で囲まれた四辺形の面積とa0−i(n)−i(n+1)−a1で囲
まれた四辺形の面積を加算とすることで先に考えた方法
より誤差量を改善することができる。
しかし、このようにしても更に高次の高周波について
考えると、誤差は依然として存在することになるので更
にサンプリング間隔を狭くすることが考えられるがこれ
とて限度がある。
考えると、誤差は依然として存在することになるので更
にサンプリング間隔を狭くすることが考えられるがこれ
とて限度がある。
このような観点から本発明ではサンプリング間隔によ
らずに奇数点数のサンプル値を多く使用することで高次
の高周波域まで誤差を極少に抑える方法を考えたので次
にその考え方を順を追つて説明して行く。
らずに奇数点数のサンプル値を多く使用することで高次
の高周波域まで誤差を極少に抑える方法を考えたので次
にその考え方を順を追つて説明して行く。
第２図において時刻tn-1からtn+1迄の積分値をサンプ
リング間隔θとして求めると真値Ｉは次式となる。
リング間隔θとして求めると真値Ｉは次式となる。
次に近似積分値をＳとすると次式となる。
ここで i(n-1)＝sin｛ωｔ＋β＋（ｎ−１）θ｝ i(n)＝sin（ωｔ＋β＋ｎθ） i(n+1)＝sin｛ωｔ＋β＋（ｎ＋１）θ｝ であるので（６）式に代入すると この（７）式で求めた近似値が（５）式で求めた真値と
等しいものとするために（７）式に係数Ｃを掛けて補正
した近似積分値をSCとして置くと SC＝Ｃθsin（ωｔ＋β＋ｎθ）（１＋cosθ） ……
（８） となる。
等しいものとするために（７）式に係数Ｃを掛けて補正
した近似積分値をSCとして置くと SC＝Ｃθsin（ωｔ＋β＋ｎθ）（１＋cosθ） ……
（８） となる。
従つて（５）と（８）式から近似値を真値とするため
に掛ける係数は とすれば良いことが判る。
に掛ける係数は とすれば良いことが判る。
ところが、このように補正を掛けた近似積分式でも、
今まで考えて来た周波数よりｍ倍の高次高調波が印加さ
れた場合について考えると補正近似積分は（６）式にＣ
を掛けて ここでｉの瞬時値は i(n-1)＝sin｛ｍωｔ＋β＋（ｎ−１）ｍθ i(n)＝sin（ｍωｔ＋β＋nmθ i(n+1)＝sin｛ｍωｔ＋β＋（ｎ＋１）ｍθ｝ であるので、前記と同様に展開すれば 補正係数Ｃに（９）式を代入して となる。
今まで考えて来た周波数よりｍ倍の高次高調波が印加さ
れた場合について考えると補正近似積分は（６）式にＣ
を掛けて ここでｉの瞬時値は i(n-1)＝sin｛ｍωｔ＋β＋（ｎ−１）ｍθ i(n)＝sin（ｍωｔ＋β＋nmθ i(n+1)＝sin｛ｍωｔ＋β＋（ｎ＋１）ｍθ｝ であるので、前記と同様に展開すれば 補正係数Ｃに（９）式を代入して となる。
一方積分値の真値は（５）式と同様に展開して よつて誤差は（11），（12）式より となり、先に補正したＣを掛けてもｍ次の高調波では誤
差が生じる結果となる。
差が生じる結果となる。
本発明ではこれらの誤差を補正するものとして、サン
プリング間隔はそのままで第４図に示すように奇数点数
（但し、点数×θ＜２πを満足する事）のサンプリング
値を使用することで近似積分の式を多項式とし、その各
々の項に特定の周波数で誤差を零とするように補正係数
を掛けたことにある。
プリング間隔はそのままで第４図に示すように奇数点数
（但し、点数×θ＜２πを満足する事）のサンプリング
値を使用することで近似積分の式を多項式とし、その各
々の項に特定の周波数で誤差を零とするように補正係数
を掛けたことにある。
即ち第４図に於いて四辺形b1−i(n-1)−i(n)−a0及び
四辺形a0−i(n)−i(n+1)−a1の面積を加算して一つの項
となし、それに例えば基本波での周波数で誤差が零とな
るように補正係数K1を掛けて を（６）式で求めたと同様にして得る。
四辺形a0−i(n)−i(n+1)−a1の面積を加算して一つの項
となし、それに例えば基本波での周波数で誤差が零とな
るように補正係数K1を掛けて を（６）式で求めたと同様にして得る。
次に四辺形b1−i(n-1)−i(n+1)−a1の面積に例えば２
倍周波で誤差が零となるように補正係数K2を掛けて S1＝K2θ｛i(n-1)＋i(n+1)｝ を得る。
倍周波で誤差が零となるように補正係数K2を掛けて S1＝K2θ｛i(n-1)＋i(n+1)｝ を得る。
更に四辺形b2−i(n-2)−i(n+2)−a2の面積に特定の周
波数で誤差が零となるように補正係数K3を掛けて S2＝2K3θ｛i(n-2)＋i(n+2)｝ を得る。同様にして Sn-1＝Kn(n-1)θ｛i(1)＋i(2n-1)｝ Sn＝Kn+1nθ｛i(0)＋i(2n)｝ を得る。そして、それらの和 を近似積分式とする。
波数で誤差が零となるように補正係数K3を掛けて S2＝2K3θ｛i(n-2)＋i(n+2)｝ を得る。同様にして Sn-1＝Kn(n-1)θ｛i(1)＋i(2n-1)｝ Sn＝Kn+1nθ｛i(0)＋i(2n)｝ を得る。そして、それらの和 を近似積分式とする。
次に、この式中の補正係数の算出方法について説明す
る。
る。
今、電流の波形がｍ次の高調波として時刻t0でのｉの
瞬時値を i(0)＝sin（ｍωｔ＋β） とすると であるのでこれらの値を（14）式に代入すると を得る。
瞬時値を i(0)＝sin（ｍωｔ＋β） とすると であるのでこれらの値を（14）式に代入すると を得る。
一方tn-1からtn+1迄の真の積分値は となる。
従つて近似積分値STを真値と等しくするために補正係
数を決めるなら、（15）式と（16）式を恒等式とするこ
とで求めることができる（同じ箇所の面積を繰り返し重
複加算すると、繰り返し加算する回数により真値からか
け離れた値になるように思われるが、繰り返し加算する
各項式から得られる面積毎に重み付けの係数を乗算して
補正するので、逆に真値に近づけることが可能にな
る。）。即ち（15）と（16）式の同類項を削除して恒等
式で示すと となる。
数を決めるなら、（15）式と（16）式を恒等式とするこ
とで求めることができる（同じ箇所の面積を繰り返し重
複加算すると、繰り返し加算する回数により真値からか
け離れた値になるように思われるが、繰り返し加算する
各項式から得られる面積毎に重み付けの係数を乗算して
補正するので、逆に真値に近づけることが可能にな
る。）。即ち（15）と（16）式の同類項を削除して恒等
式で示すと となる。
この式から、特定の周波数に於いて誤差が零となるよ
う式を作り得られた式から連立方程式を解くことで補正
係数を得ることができる。例えば３点のサンプリング値
を使用して基本波と２倍周波数で誤差を零とするならば
サンプリングポイントはb1,a0,a1の３点であることから
（17）式中のｎにはｎ＝１が代入される。
う式を作り得られた式から連立方程式を解くことで補正
係数を得ることができる。例えば３点のサンプリング値
を使用して基本波と２倍周波数で誤差を零とするならば
サンプリングポイントはb1,a0,a1の３点であることから
（17）式中のｎにはｎ＝１が代入される。
従つて基本波の場合について（17）式を作るとｍ＝１
を代入して θK1（１＋cosθ）＋２θK2cosθ＝2sinθ 次に２倍周波の場合について（17）式を作るとｍ＝２
を代入して θK1｛１＋cos（２θ）｝＋２θK2cos（２θ） ＝sin（２θ） 従つて の行列式を解くことで補正係数K1,K2の値が得られる。
第５図（200）の特性は３点サンプリングでサンプリン
グ間隔θを30゜としてK1,K2を算出し、（14）式の近似
積分式に代入して真値との誤差分を縦軸に、基本周波数
０に対する高調波次数の割合／０を横軸に描いた
もので、この３点サンプリングについては既に提案され
て周知のものである。
を代入して θK1（１＋cosθ）＋２θK2cosθ＝2sinθ 次に２倍周波の場合について（17）式を作るとｍ＝２
を代入して θK1｛１＋cos（２θ）｝＋２θK2cos（２θ） ＝sin（２θ） 従つて の行列式を解くことで補正係数K1,K2の値が得られる。
第５図（200）の特性は３点サンプリングでサンプリン
グ間隔θを30゜としてK1,K2を算出し、（14）式の近似
積分式に代入して真値との誤差分を縦軸に、基本周波数
０に対する高調波次数の割合／０を横軸に描いた
もので、この３点サンプリングについては既に提案され
て周知のものである。
本発明によれば例えば５点及び７点等奇数点数の使用
サンプリング数を増して行つて高調波域まで誤差を無く
すことができる。
サンプリング数を増して行つて高調波域まで誤差を無く
すことができる。
例えば７点の時はサンプリングポイントはb3,b2,b1,a
0,…a3であることから（17）式中のｎにはｎ＝３が代入
される。ここで、基本波,2倍周波,3倍周波,4倍周波成分
で誤差を零とするならば次の４つの式から連立方程式を
解くことにより補正係数K1…K4を求めることができる。
0,…a3であることから（17）式中のｎにはｎ＝３が代入
される。ここで、基本波,2倍周波,3倍周波,4倍周波成分
で誤差を零とするならば次の４つの式から連立方程式を
解くことにより補正係数K1…K4を求めることができる。
即ち、基本波時、ｍ＝１を代入して θK1（１＋cosθ）＋２θK2cosθ＋４θK3cos（２θ） ＋６θK4cos（３θ）＝2sin（θ） ２倍周波時、ｍ＝２を代入して θK1｛１＋cos（２θ）｝＋２θK2cos（２θ） ＋４θK3cos（４θ）＋６θK4cos（６θ） ＝sin（２θ） ３倍周波時、ｍ＝３を代入して ４倍周波時、ｍ＝４を代入して を得、これらの式から の行列式を解くことで補正係数K1…K4を求めることがで
きる。第５図（300）の特性は、この７点サンプリング
を使用してサンプリング間隔θを30゜として補正係数を
算出し（14）式の近似積分を行なつた場合の周波数特性
を示す。
きる。第５図（300）の特性は、この７点サンプリング
を使用してサンプリング間隔θを30゜として補正係数を
算出し（14）式の近似積分を行なつた場合の周波数特性
を示す。
このように近似積分を（14）式とし、式中の補正係数
を前記した方法で求めることにより高次の高調波まで誤
差を無くすことができ周波数特性が改善されたことにな
る。
を前記した方法で求めることにより高次の高調波まで誤
差を無くすことができ周波数特性が改善されたことにな
る。
このようにして求められた近似積分値は、説明の冒頭
で記した（２）及び（３）式の連立方程式から得られる
次の積分項に使用し、 を算出することで電力系統で発生した故障点迄の抵抗成
分Ｒ及びインダクタンス成分Ｌを求めることができるの
でデジタル型故障点標定装置が提供できたことになる。
で記した（２）及び（３）式の連立方程式から得られる
次の積分項に使用し、 を算出することで電力系統で発生した故障点迄の抵抗成
分Ｒ及びインダクタンス成分Ｌを求めることができるの
でデジタル型故障点標定装置が提供できたことになる。
尚、上記では電流の積分手法について記したが、電圧
の積分についても同様に得られること、また本発明の実
施例のハードウエア構成については通常のデジタルリレ
ーと同じで既に周知とするところであるので詳細は省略
した。
の積分についても同様に得られること、また本発明の実
施例のハードウエア構成については通常のデジタルリレ
ーと同じで既に周知とするところであるので詳細は省略
した。
なお以上の説明では電圧、電流について時にことわつ
ていないが、通常の三相電力系統では短絡故障点標定装
置の場合は線間電圧、線間電流が、地絡故障点標定装置
では相電圧、零相電流を補償した相電流が用いられるの
は言うまでもない。
ていないが、通常の三相電力系統では短絡故障点標定装
置の場合は線間電圧、線間電流が、地絡故障点標定装置
では相電圧、零相電流を補償した相電流が用いられるの
は言うまでもない。
故障点標定装置においては高速に故障点迄の抵抗成分
R,インダクタンス成分Ｌを算出しなくても良いという性
格上、電力系統故障時の電圧、電流を記憶しておき、後
で記憶値を使用して算出しても良い。この為、精度を高
めることの方が重要であることから多くのサンプリング
値を使用することは特に問題とならない。
R,インダクタンス成分Ｌを算出しなくても良いという性
格上、電力系統故障時の電圧、電流を記憶しておき、後
で記憶値を使用して算出しても良い。この為、精度を高
めることの方が重要であることから多くのサンプリング
値を使用することは特に問題とならない。
また演算時間の許容範囲内で多くのサンプリング値を
使用して距離継電器に適用できることは言うまでもな
い。
使用して距離継電器に適用できることは言うまでもな
い。
更に電圧、電流のスカラー量を得るのに使用出来るこ
とも言うまでもない。
とも言うまでもない。
以上のように、この発明によれば高次の高周波域での
誤差に対し補正係数を設けるようにしたので高次の高周
波域まで周波数特性が改善できる効果がある。
誤差に対し補正係数を設けるようにしたので高次の高周
波域まで周波数特性が改善できる効果がある。
第１図は本発明の演算機能を説明するためのブロツク
図、第２図及び第３図は近似積分の概要を説明する為の
図で、第２図は基本波成分の波形を、第３図は２倍周波
成分の波形の場合を示す。第４図は本発明による近似積
分の原理を説明する図、第５図は積分近似の周波数特性
を示す図で図中の（200）は従来提案されている特性、
（300）は本発明により改善された周波数特性を示す。
第６図は故障点標定装置が適用される電力系統を示す図
である。 なお図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
図、第２図及び第３図は近似積分の概要を説明する為の
図で、第２図は基本波成分の波形を、第３図は２倍周波
成分の波形の場合を示す。第４図は本発明による近似積
分の原理を説明する図、第５図は積分近似の周波数特性
を示す図で図中の（200）は従来提案されている特性、
（300）は本発明により改善された周波数特性を示す。
第６図は故障点標定装置が適用される電力系統を示す図
である。 なお図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】電力系統の電圧v,電流ｉを等間隔で寄数点
数サンプリングしv,iと送電線の抵抗R,インダクタンス
Ｌの間の関係式 から一連のサンプリング時刻をt0,t1…tn-1,tn,tn+1,…
t2nとし の２式を得、式中の積分演算 に対し ここでK1,K2…Kn+1は定数 θはサンプリング角度 i(0),i(1)…i(2n)は時刻t(0),t(1)…t(2n)のｉの瞬時値 で近似する事によつてこれらの関係式からR,Lを求める
事を特徴とするデジタル型故障点標定装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4942287A JPH0833425B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-03-03 | デジタル型故障点標定装置 |
| AU12552/88A AU603871B2 (en) | 1987-03-03 | 1988-03-02 | Digital locator |
| EP88103281A EP0283786B1 (en) | 1987-03-03 | 1988-03-03 | Digital locator |
| DE8888103281T DE3874174T2 (de) | 1987-03-03 | 1988-03-03 | Digitaler lokalisator. |
| US07/453,197 US4985843A (en) | 1987-03-03 | 1989-12-26 | Digital locator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4942287A JPH0833425B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-03-03 | デジタル型故障点標定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63214676A JPS63214676A (ja) | 1988-09-07 |
| JPH0833425B2 true JPH0833425B2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=12830642
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4942287A Expired - Lifetime JPH0833425B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-03-03 | デジタル型故障点標定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0833425B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8923361B2 (en) | 2011-10-13 | 2014-12-30 | Mitsubishi Electric Corporation | Protection control apparatus |
-
1987
- 1987-03-03 JP JP4942287A patent/JPH0833425B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63214676A (ja) | 1988-09-07 |
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