JPH10243659A - 電流制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ディジタル電流検出回路に分解能の低い安価
なＡ／Ｄ，Ｄ／Ａ変換器を使用しても高速な電流制御を
可能にする。 【解決手段】 インバータ１の電流をＨＣＴ２で検出
し、電流検出回路３でディジタル電流検出し、電流制御
演算部５で電流検出をＰＷＭ同期サンプル信号Ｔでラッ
チＳ１して比例＋積分演算し、この電圧指令でインバー
タをＰＷＭ制御する電流制御装置において、電流検出回
路３をＨＣＴ２からの検出電流とＤ／Ａ変換３６したフ
ィードバック電流検出との誤差をサンプルホールド３２
しＡ／Ｄ変換３３し、積分３４する平衡形電流検出回路
とし、この回路の基本クロックＮＴを電流サンプル周波
数ＴをＮ逓倍８したものとしてディジタル変換をする。
この装置の電流検出回路の基本クロックＮＴは電流サン
プル信号Ｔと同期した高い周波数であるので、ビートを
発生することなく高精度の電流検出ができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電圧形ＰＷＭ変調
により出力電圧を制御する方式のインバータやコンバー
タの電流制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＰＷＭ変調技術を用いたインバータで
は、ＰＷＭ変調に起因する電流リプルが生じることが知
られている。そのため、ＣＰＵなどのディジタル演算器
を用いて電流制御を行う際に、検出電流のサンプリング
値にこのＰＷＭ成分がノイズとなる。そのため、電流検
出にＰＷＭ変調周波数以上の高調波成分を除去するフィ
ルタ処理を行ったり、ＰＷＭ周期内のサンプリング数を
多くして平均化することによりノイズの影響を減少する
方式が一般的である。

【０００３】この問題を解決する方法として、図６に示
すように、ＰＷＭ変調周波数に同期した電流サンプリン
グを行うことにより、ＰＷＭ電流リプルの影響を受けな
い電流検出法を用いた電流制御方式がある。

【０００４】この電流制御方式は、インバータ（又はコ
ンバータ）１の交流側電流をホール効果を利用した電流
検出器（ホールＣＴ）２などで電圧成分などに変換し、
それをサンプルホールド回路３２でＰＷＭと同期したサ
ンプリングタイミングでサンプルホールドし、それをＡ
／Ｄ変換器３３でアナログからディジタル量に変換し、
電流制御演算部５では、データラッチ回路Ｓ３でＰＷＭ
発生回路７からのＰＷＭ周期サンプリング信号でラッチ
し、このディジタル化された電流検出成分と電流指令と
を減算器５１で比較し、その誤差成分を比例演算器５２
及び積分演算回路５３で比例積分制御（ＰＩ制御）して
ＰＷＭ演算を行っている。

【０００５】実際にはディジタルの電流成分は演算器内
部で３相／２相変換したり、回転座標変換したりする様
々な方式があるが、本発明とは直接関係が無いのでここ
では簡略化した電流制御モデルで表している。しかしど
の座標における電流制御方式でも、電流指令と検出との
誤差成分に対して比例項と積分項とのフィードバックを
構成することが一般的である。

【０００６】この電流制御方式の特徴を以下に示す。 ・スイッチング素子の動作遅れ時間の変化を抑制するた
め、デッドタイム補償を適用している。 ・ＰＷＭ周期と同期して電流をサンプルしている。実際
のスイッチング出力の零ベクトル期間の中間点としてい
る。これにより、ＰＷＭリプルの影響を受けない、基本
波の電流成分が検出できる。 ・また、この電流サンプルタイミングと同期して電流制
御演算と、ＰＷＭパターンの演算も実行している。この
ように、ＰＷＭ同期電流サンプルと電流制御やＰＷＭパ
ターン演算とを同期させて同時に処理を行うことによ
り、電流制御の高速応答を実現している。 ・この方式はディジタル演算器に電流制御周期に１回検
出データを取り込むだけでよく電流検出回路が簡単にな
る。またフィルタによる電流検出遅れがないため高速な
電流制御が可能となる。

【０００７】これ以外にも電流検出のＡ／Ｄ変換方式自
体にも、図７に示すようなアナログ回路とディジタル回
路とを組み合わせた平衡形の電流検出回路が知られてい
る。この方式の精度はＤ／Ａ変換器と差分演算器のオフ
セットにより決まるため、Ｄ／Ａ変換器の有効桁数が少
なくても良いことが特徴である。つまり、精度を得るた
め高精度のＡ／Ｄ変換器が必要でなく、比較的価格の安
いＤ／Ａ変換器と分解能の低いＤ／Ａ変換器との組み合
わせで代用できる。

【０００８】図７，図８では、電流検出値をＤ／Ａ変換
器３６で変換し、その出力を電流アンプ３７を用いてホ
ールＣＴ２の鉄心の二次側に平衡電流としてフィードバ
ックしている。この方式は、ホールＣＴの出力は常に零
に平衡しているため、鉄心の残留磁束やホールＣＴの非
線形性の影響を受けにくく精度が良い。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上記図６のような電流
検出にＰＷＭ同期電流サンプリング方式を用いた電流制
御装置は、高速な電流制御が可能であるが、分解能の高
い高価なＤ／Ａ変換器を必要とする。また、図７，図８
の電流検出方式は検出電流が大きな場合には平衡させる
ための電流フィードバック成分も大きくなるため実用的
でない。

【００１０】本発明は電流検出にＰＷＭ同期電流サンプ
リング方式と平衡形電流ディジタル変換方式を組み合わ
せて、電流検出精度が高く安価で高精能なインバータや
コンバータの電流制御装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の電流制御装置
は、同期電流サンプル方式を適用した電圧形ＰＷＭ電力
変換器による電流制御系に対して、平衡型のディジタル
電流検出回路を適用し、そのディジタル変換部の基準ク
ロック周波数をＰＷＭ同期電流サンプル周波数の正数倍
とし、ビートの発生をなくすと共にディジタル変換精度
を向上させたことを特徴とする。

【００１２】また、この電流制御装置に、電流指令をラ
ッチするデータラッチ回路と、電流検出回路からの電流
検出出力と前記データラッチ回路からの電流指令値との
誤差を演算する減算器と、この減算器の出力をＰＷＭ同
期電流サンプル周期の間前記基準クロックを積算する累
計器とを設け、ＰＷＭ同期電流サンプル期間毎に前期累
計器の値を電流制御演算部に取り込み、その値を用いて
電流制御の積分項の演算を行うことを特徴とする。

【００１３】

【発明の実施の形態】

実施の形態１ 図１に実施の形態にかかるインバータの電流制御回路構
成を示す。同図において、１はＰＷＭインバータ、２は
インバータの出力（負荷）電流を検出するＨＣＴ、３は
その検出電流をディジタル信号に変換する平衡形電流検
出回路（図３）で、ＨＣＴからの検出電圧とディジタル
電流検出値をＤ／Ａ変換器３６で変換したフィードバッ
ク電圧との差をとる減算器３１と、この差信号をサンプ
ルホールドするサンプルホールド回路３２と、このサン
プルホールド信号を変換するＡ／Ｄ変換器３３と、この
出力を積分する加算器３５及びデータラッチ回路Ｓ１か
らなる積分器３４と、上記フィールドバック用Ｄ／Ａ変
換器３６で構成されている。

【００１４】５は電流制御演算部で、電流検出回路３か
らの電流検出データをラッチするデータラッチ回路Ｓ２
と、電流指令と検出電流との偏差を検出する減算器５１
と、この電流偏差を比例演算する比例演算器５２と、こ
の出力を積分する時定数回路５５と加算器５６及びデー
タラッチ回路Ｓ６からなる積分演算回路５３と、比例演
算器５２と積分演算回路５３の出力を加算し比例＋積分
演算出力を電圧指令として出力する加算器５８で構成さ
れている。

【００１５】６はこの電圧指令に基づいてインバータの
ＰＷＭ指令を演算するＰＷＭパターン演算部、７はこの
ＰＷＭ指令によりインバータ１にＰＷＭゲート信号を出
力すると共に、電流制御演算部５のデータラッチ回路Ｓ
２にＰＷＭ同期サンプル信号Ｔを出力するＰＷＭ発生回
路、８はＰＷＭ同期サンプル信号Ｔの周波数をＮ逓倍し
て電流検出回路３のサンプルホールド回路３２及びデー
タラッチ回路Ｓ１にＰＷＭ同期Ｎ倍サンプル信号ＮＴを
出力するＮ逓倍回路である。

【００１６】この電流制御回路の動作を図２のタイムチ
ャートを用いて説明する。インバータ１の負荷電流はＨ
ＣＴ２で検出され、その検出電流は電流検出回路３の減
算器３１に入力し、Ｄ／Ａ変換器３６からの電流検出フ
ィールドバック信号と比較され、その差信号はサンプル
ホールド回路３２でサンプルホールドされ、Ａ／Ｄ変換
器３３でディジタル信号に変換され、その変換信号をデ
ィジタル積分器３４で電流検出フィールドバックが検出
電流と等しくなるように積分され、その値をディジタル
電流検出値としてＤ／Ａ変換３６及び電流制御演算部５
に出力する。

【００１７】ＰＷＭ発生回路７は図２（ａ）のようにＰ
ＷＭ同期サンプル信号Ｔを出力し、Ｎ逓倍回路８は
（ｂ）のようにＰＷＭ同期ＮＴ倍サンプル信号ＮＴを出
力する。電流検出回路３のサンプルホールド回路３２、
データラッチ回路Ｓ１はサンプル周期ＮＴで動作する。

【００１８】しかして、電流検出回路２に図２（ｃ）の
ように検出電流アが入力すると、積分器３４はサンプル
信号ＮＴでＤ／Ａ変換器３３の出力（ｄ）を積算しディ
ジタル電流検出出力する（この出力は（ｃ）のＤ／Ａ出
力と同じ）。

【００１９】電流制御演算部５のデータラッチ回路Ｓ２
は、サンプル信号Ｔ毎に電流検出サンプル値ウ（同
（ｃ））をラッチし、減算器５１での電流指令エ（同
（ｃ））との差とり（同（ｅ））、回路５２〜５８によ
り比例＋積分演算して電圧指令をＰＷＭパターン演算部
に出力する。しかして、インバータ１はＰＷＭ発生回路
７のＰＷＭ信号により制御され、検出電流が電流指令エ
と等しくなるように負荷電流を出力する。

【００２０】この電流制御回路（図１）は従来図６の電
流検出回路３を図３の平衡形電流検出方式に置き換えた
ものである。ここで、電流検出のＡ／Ｄ変換器３２及び
ディジタル積分器３４は電流サンプルよりも高い周波数
のクロックで動作させないと応答が悪くなる。しかし、
サンプルタイミングと非同期なクロックではサンプルと
計測クロックとのビートなどによる誤差が発生する可能
性がある。

【００２１】この実施の形態１によれば、Ｎ逓倍回路８
を設けて、ＰＷＭに同期した電流サンプル信号Ｔに対し
て周波数Ｎ倍のサンプル信号ＮＴを電流検出回路の基本
クロックとして使用しているので、安価なＤ／Ａ変換器
と分解能の低いＡ／Ｄ変換を用いて高精度に電流検出が
できる。

【００２２】実施の形態２ 図４に実施の形態２にかかるインバータの電流制御回路
を示す。なお同図において、上記図１に示したものと同
一構成部分は、同一符号を付してその重複する説明を省
略する。

【００２３】４は電流誤差加算回路で、電流指令をサン
プル信号Ｔ毎にラッチするＰＷＭ同期サンプル信号Ｔで
動作するデータラッチ回路Ｓ３と、ラッチされた最新の
電流指令と電流検出回路からの電流検出との誤差を演算
する減算器４１と、この誤差データをＰＷＭ同期Ｎ倍サ
ンプル信号ＮＴ毎に積算し、ＰＷＭ同期サンプル信号Ｔ
毎にリセットする累算器（積分器）４２で構成されてい
る。

【００２４】５は電流制御演算部で、電流検出回路３か
らの電流検出データをサンプル信号毎にラッチするデー
タラッチ回路Ｓ２と、電流指令と電流検出の偏差をとる
減算器５１と、この偏差を比例演算する比例演算器５２
と、電流誤差加算回路４の積分器４２からの積算データ
をサンプル信号Ｔ毎にラッチするデータラッチ回路Ｓ４
と、このデータを比例積分演算する比例積分演算回路５
４と、演算器５２と演算回路５４からのデータを加算し
てＰＷＭパターン演算部６に電圧指令を出力する加算器
５８で構成されている。その他の構成は図１のものと変
わりない。

【００２５】電流誤差加算回路４は、データラッチ回路
Ｓ３によりＰＷＭ同期サンプル信号Ｔに同期して最新の
電流指令を設定し、この電流指令と電流検出回路３から
の電流検出出力との誤差をディジタルの減算器４１で演
算し、更に、この誤差成分をＰＷＭ同期Ｎ倍サンプル信
号ＮＴを基準クロックとして基準クロック毎に累算器４
２で積算する。

【００２６】この累算器４２は、サンプル信号Ｔ毎に一
旦零にリセットされたのち基準クロックＮＴ毎に電流の
誤差成分を積算していく。そして、次のＰＷＭ同期電流
サンプルタイミングで積算した値をラッチ回路Ｓ４に転
送すると、また、一旦値を零にリセットして、次のサン
プル周期の間だけ誤差成分の累算を繰り返す。

【００２７】データラッチ回路Ｓ４に転送された値は、
丁度サンプル信号Ｔの各周期間における電流誤差の積分
量となるので、ディジタル演算器で読み出して、電流制
御の積分演算に利用することができる。

【００２８】そのため、電流制御演算部５は、比例と積
分項とは異なるブロック５２，５４で構成しておき、比
例項は図１と同様に電流検出をサンプルした値を使用
し、積分項は、新たなデータラッチ回路Ｓ４からの値を
使用している。

【００２９】この電流制御回路のタイミングチャート例
を図５に示す。図５では比較しやすいように図２と同一
の電流指令と実電流としている。

【００３０】累算器４２に入力される電流誤差成分は図
５（ｅ）のように基本クロックＮＴ毎に小刻みに変化す
る値であり、累算器４２はこれを積算して図５（ｆ）の
加算器出力を得ている。この加算器出力の成分はＰＷＭ
同期サンプル信号Ｔのタイミングでラッチ回路Ｓ４にデ
ータを転送し、次のために一旦零にリセットしている。

【００３１】しかして、サンプル信号Ｔの周期間に実電
流が変化した場合でも図１の場合に比べて変化に対して
も正確に誤差成分を検出することができる。つまり、サ
ンプル信号Ｔの周期間に変化するＰＷＭ電流リプル成分
についても計測ができるようになり、電流の制御精度が
向上する。

【００３２】上記実施の形態１及び２ではインバータの
電流制御に関するもので、出力電流を検出して電流制御
しているが、コンバータの電流制御も同様に行うことが
できる。即ち、コンバータの場合、図１，図３の負荷が
電源となり、入力電流を検出して電流制御することにな
る。

【００３３】

【発明の効果】本発明は、電圧形ＰＷＭ電力変換器の電
流成分をディジタル値に変換して制御する電流制御装置
において、電流検出器出力のアナログ量をディジタル値
に変換する回路を平衡形の電流検出回路とし、そのＡ／
Ｄ変換器のサンプリング周波数をＰＷＭ同期サンプリン
グ周波数のＮ倍の周波数としたので、安価なＡ／Ｄ変換
器と分解能の低いＤ／Ａ変換器との組み合わせ使用がで
き、システム価格を安価にできる。

【００３４】また、電流誤差加算回路を加えた電流制御
装置では、ＰＷＭ同期サンプル周期間にＰＷＭリプルな
どのような電流変化があってもその変化成分も逐次計測
できるため、精度のよい電流制御系が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施の形態１にかかるインバータの電流制御回
路構成図。

【図２】図１を説明するタイミングチャート。

【図３】実施の形態１で使用している電流検出形成図。

【図４】実施の形態２にかかるインバータの電流制御回
路構成図。

【図５】図２を説明するタイミングチャート。

【図６】従来例にかかるインバータの電流制御回路構成
図。

【図７】従来平衡形ディジタル電流検出器の回路構成
図。

【図８】図７の電流検出器の構成図。

【符号の説明】

１…電力変換器（インバータ又はコンバータ） ２…ＨＣＴ（ホールＣＴ），電流検出器 ３…電流検出回路 ４…電離夕誤差加算回路 ５…電流制御演算部 ６…ＰＷＭパターン演算部 ７…ＰＷＭ発生回路 ８…Ｎ逓倍回路 ３２…サンプルホールド回路 ３３…Ａ／Ｄ変換器 ３４…積分器 ３６…Ｄ／Ａ変換器 ４２…累算器（積分器） ５２，５５…比例演算器 ５３，５４…積分演算回路 ５６…時定数回路 Ｓ１〜Ｓ５…データラッチ回路 Ｔ…ＰＷＭ同期サンプル周期（サンプルクロック） ＮＴ…ＰＷＭ同期Ｎ倍サンプル周期（サンプル基本クロ
ック） Ｌ…負荷。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 同期電流サンプル方式を適用した電圧形
   ＰＷＭ電力変換器による電流制御系に対して、平衡型の
   ディジタル電流検出回路を適用し、そのディジタル変換
   部の基準クロック周波数をＰＷＭ同期電流サンプル周波
   数の正数倍とし、ビートの発生をなくすと共にディジタ
   ル変換精度を向上させたことを特徴とする電流制御装
   置。
2. 【請求項２】 請求項１において、 電流指令をラッチするデータラッチ回路と、 電流検出回路からの電流検出出力と前記データラッチ回
   路からの電流指令値との誤差を演算する減算器と、 この減算器の出力をＰＷＭ同期電流サンプル周期の間前
   記基準クロックを積算する累計器とを設け、 ＰＷＭ同期電流サンプル期間毎に前期累計器の値を電流
   制御演算部に取り込み、その値を用いて電流制御の積分
   項の演算を行うことを特徴とする電流制御装置。