JPH0833786B2 - 無効電力調整装置 - Google Patents
無効電力調整装置Info
- Publication number
- JPH0833786B2 JPH0833786B2 JP61171335A JP17133586A JPH0833786B2 JP H0833786 B2 JPH0833786 B2 JP H0833786B2 JP 61171335 A JP61171335 A JP 61171335A JP 17133586 A JP17133586 A JP 17133586A JP H0833786 B2 JPH0833786 B2 JP H0833786B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- circuit
- current
- fundamental wave
- line
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 22
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 6
- 230000011664 signaling Effects 0.000 claims description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電圧フリツカの防止、力率改善、高調波成
分低減のための三相交流回路の無効電力調整装置に関す
るものである。
分低減のための三相交流回路の無効電力調整装置に関す
るものである。
フリツカ防止及び／又は力率改善のために三相交流電
源線の各線間にコンデンサ、又はコンデンサとリアクト
ルとの並列回路から成る進み電流供給回路を接続するこ
とは良く知られている。また、特開昭56-159936号（特
願昭55-61600）公報に、瞬時有効電流、及び瞬時無効電
流を求め、これに基づいて電力障害補償回路を制御する
こが開示されている。更に、特願昭60-137499号におい
て、本件出願人は、三相不平衡負荷の力率改善を線電流
検出に基づいて容易に達成する方法を提案した。また、
トランジスタで構成した三相PWM変換器を使用して無効
分を制御する方法も既に提案されている。
源線の各線間にコンデンサ、又はコンデンサとリアクト
ルとの並列回路から成る進み電流供給回路を接続するこ
とは良く知られている。また、特開昭56-159936号（特
願昭55-61600）公報に、瞬時有効電流、及び瞬時無効電
流を求め、これに基づいて電力障害補償回路を制御する
こが開示されている。更に、特願昭60-137499号におい
て、本件出願人は、三相不平衡負荷の力率改善を線電流
検出に基づいて容易に達成する方法を提案した。また、
トランジスタで構成した三相PWM変換器を使用して無効
分を制御する方法も既に提案されている。
しかし、上記の特願昭60-137499号には高調波成分を
除去する方法が開示されていない。また、上記のトラン
ジスタ三相PWM変換器を使用する方法は、大容量化が困
難であるという欠点を有する。
除去する方法が開示されていない。また、上記のトラン
ジスタ三相PWM変換器を使用する方法は、大容量化が困
難であるという欠点を有する。
そこで、本発明の目的は、中又は大容量の無効電力調
整を容易に達成することができる装置を提供することに
ある。
整を容易に達成することができる装置を提供することに
ある。
上記目的を達成するための本発明は、実施例を示す図
面の符号を参照して説明すると、三相交流電源線にスイ
ッチを介してコンデンサ又はリアクトルを接続して無効
電流の基本波成分を供給すると共に前記無効電流の基本
波成分の大きさを調整することができるように構成され
た三相の無効電流の基本波成分供給回路（3a）（3b）
と、前記三相交流電源線に接続され且つ半導体スイッチ
のオン・オフ制御で無効電流の高調波成分を供給するこ
とができるように構成された三相のパルス幅変調変換回
路（12）と、前記三相交流電源線に接続されているほぼ
三相平衡負荷（２）の第１相、第２相及び第３相の線電
流（IU、IV、IW）を検出する線電流検出器（4a）（4b）
（4c）と、前記第１、第２及び第３相線電流（IU、IV、
IW）に基づいて三相一括の瞬時無効電流 を求め、前記三相一括の瞬時無効電流（Iq）の平均値
（Iqa）を前記三相交流電源線の交流電圧の１周期に対
応する区間ごとに求め、前記平均値（Iqa）を低減させ
るように、前記無効電流の基本波成分供給回路（3a）
（3b）を制御し、且つ前記三相一括の瞬時無効電流（I
q）の変動分（ΔIq）を求め、前記変動分（ΔIq）を三
相の線電流成分（ΔIUq、ΔIVq、ΔIWq）に変換し、前
記変動分（ΔIq）を低減させるように前記線電流成分
（ΔIUq、ΔIVq、ΔIWq）に基づいてパルス幅変調（PW
M）制御信号を形成し、前記三相パルス幅変調変換回路
（12）を制御する演算及び制御手段とから成る無効電力
調整装置に係わるものである。
面の符号を参照して説明すると、三相交流電源線にスイ
ッチを介してコンデンサ又はリアクトルを接続して無効
電流の基本波成分を供給すると共に前記無効電流の基本
波成分の大きさを調整することができるように構成され
た三相の無効電流の基本波成分供給回路（3a）（3b）
と、前記三相交流電源線に接続され且つ半導体スイッチ
のオン・オフ制御で無効電流の高調波成分を供給するこ
とができるように構成された三相のパルス幅変調変換回
路（12）と、前記三相交流電源線に接続されているほぼ
三相平衡負荷（２）の第１相、第２相及び第３相の線電
流（IU、IV、IW）を検出する線電流検出器（4a）（4b）
（4c）と、前記第１、第２及び第３相線電流（IU、IV、
IW）に基づいて三相一括の瞬時無効電流 を求め、前記三相一括の瞬時無効電流（Iq）の平均値
（Iqa）を前記三相交流電源線の交流電圧の１周期に対
応する区間ごとに求め、前記平均値（Iqa）を低減させ
るように、前記無効電流の基本波成分供給回路（3a）
（3b）を制御し、且つ前記三相一括の瞬時無効電流（I
q）の変動分（ΔIq）を求め、前記変動分（ΔIq）を三
相の線電流成分（ΔIUq、ΔIVq、ΔIWq）に変換し、前
記変動分（ΔIq）を低減させるように前記線電流成分
（ΔIUq、ΔIVq、ΔIWq）に基づいてパルス幅変調（PW
M）制御信号を形成し、前記三相パルス幅変調変換回路
（12）を制御する演算及び制御手段とから成る無効電力
調整装置に係わるものである。
なお、演算及び制御手段は、例えば第１図の符号５、
６、７、８、6a、９、10、11で示す回路又はマイクロコ
ンピュータ等である。
６、７、８、6a、９、10、11で示す回路又はマイクロコ
ンピュータ等である。
上記発明において、負荷（２）はほぼ平衡三相負荷で
あるので、零相電流を無視することができる。従つて三
相一括の瞬時無効電流Iq（以下瞬時虚電流と呼ぶ）を容
易に算出することができる。瞬時虚電流Iqは、直流で得
られるので、これを使用して無効電流の基本波成分供給
回路（3a）（3b）を制御する信号を容易に形成すること
ができる。PWM変換回路（12）は無効電流の基本波成分
は勿論のこと、高調波成分も除去する機能を有する。し
かし、基本波成分の全部を補償するためには、トランジ
スタ、GTOのような自己消去形の大きなスイツチング素
子が必要になり、入手不可能又は高価になる。従つて、
本発明では、PWM変換回路（12）では主として高調波成
分を補償し、基本波成分は、別に設けた基本波成分供給
回路（3a）（3b）で行う。但し、基本波成分供給回路
（3a）（3b）での補償不足又は過補償の基本波成分を、
必要に応じてPWM変換回路（12）で補償する。これによ
り、高調波電流の抑制、フリツカ防止及び力率改善を容
易且つ良好に達成することができる。
あるので、零相電流を無視することができる。従つて三
相一括の瞬時無効電流Iq（以下瞬時虚電流と呼ぶ）を容
易に算出することができる。瞬時虚電流Iqは、直流で得
られるので、これを使用して無効電流の基本波成分供給
回路（3a）（3b）を制御する信号を容易に形成すること
ができる。PWM変換回路（12）は無効電流の基本波成分
は勿論のこと、高調波成分も除去する機能を有する。し
かし、基本波成分の全部を補償するためには、トランジ
スタ、GTOのような自己消去形の大きなスイツチング素
子が必要になり、入手不可能又は高価になる。従つて、
本発明では、PWM変換回路（12）では主として高調波成
分を補償し、基本波成分は、別に設けた基本波成分供給
回路（3a）（3b）で行う。但し、基本波成分供給回路
（3a）（3b）での補償不足又は過補償の基本波成分を、
必要に応じてPWM変換回路（12）で補償する。これによ
り、高調波電流の抑制、フリツカ防止及び力率改善を容
易且つ良好に達成することができる。
次に、図面を参照して本発明の実施例に係わる三相交
流回路の無効電力調整方式について述べる。
流回路の無効電力調整方式について述べる。
（第１図の説明） 第１図において、第１相（Ｕ相）、第２相（Ｖ相）、
及び第３相（Ｗ相）の電源線（Iu、Iv、Iw）には、三相
平衡負荷（２）が接続されている。（3a）（3b）は力率
調整のための進み無効電流の基本波成分供給回路であ
り、三相の電源線（Iu）（Iv）（Iw）に接続されてい
る。この無効電流の基本波成分供給回路（3a）（3b）は
各線間に複数個のコンデンサC1〜C6を交流スイツチとし
てのサイリスタS1〜S6を介して選択的に接続するように
構成されている。無効電流の基本波成分供給回路（3a）
（3b）で供給する進み電流を負荷（２）の変動に対応さ
せて調整すれば、三相交流回路の力率が補償され、且つ
電圧変動（フリツカ）も防止される。なお、第１図では
２つの基本波成分供給回路（3a）（3b）のみが示されて
いるが、実際には、更に多くの同一構成の基本波成分供
給回路を設ける。
及び第３相（Ｗ相）の電源線（Iu、Iv、Iw）には、三相
平衡負荷（２）が接続されている。（3a）（3b）は力率
調整のための進み無効電流の基本波成分供給回路であ
り、三相の電源線（Iu）（Iv）（Iw）に接続されてい
る。この無効電流の基本波成分供給回路（3a）（3b）は
各線間に複数個のコンデンサC1〜C6を交流スイツチとし
てのサイリスタS1〜S6を介して選択的に接続するように
構成されている。無効電流の基本波成分供給回路（3a）
（3b）で供給する進み電流を負荷（２）の変動に対応さ
せて調整すれば、三相交流回路の力率が補償され、且つ
電圧変動（フリツカ）も防止される。なお、第１図では
２つの基本波成分供給回路（3a）（3b）のみが示されて
いるが、実際には、更に多くの同一構成の基本波成分供
給回路を設ける。
（4a）（4b）（4c）は電流検出器であり、線電流IU、
IV、IWを検出するために、各電源線（Iu）（Iv）（Iw）
に接続されている。
IV、IWを検出するために、各電源線（Iu）（Iv）（Iw）
に接続されている。
（５）は瞬時虚電流成分を求める第１の演算回路であ
り、線電流IU、IV、IWに対応する各相の瞬時虚電流Iqを
直流で出力する。この演算回路（５）の具体的構成は後
で説明する。
り、線電流IU、IV、IWに対応する各相の瞬時虚電流Iqを
直流で出力する。この演算回路（５）の具体的構成は後
で説明する。
（６）は瞬時虚電流Iqの商用周波数１周期の平均値Iq
aを求める平均値回路であり、第１の演算回路（５）に
接続されている。ここから得られる平均値Iqaは無効電
流の基本波成分に相当する直流である。
aを求める平均値回路であり、第１の演算回路（５）に
接続されている。ここから得られる平均値Iqaは無効電
流の基本波成分に相当する直流である。
（７）はコンデンサ段数決定回路であり、平均値回路
（６）に接続されている。ここでは平均値Iqaを補償す
るために最適なコンデンサC1〜C6の接続段数、即ち基本
波成分供給回路（3a）（3b）の内で投入すべきものを決
定する。もし、第１の基本波成分供給回路（3a）を選択
する場合には、サイリスタS1〜S3のオン指令信号を発生
させる。
（６）に接続されている。ここでは平均値Iqaを補償す
るために最適なコンデンサC1〜C6の接続段数、即ち基本
波成分供給回路（3a）（3b）の内で投入すべきものを決
定する。もし、第１の基本波成分供給回路（3a）を選択
する場合には、サイリスタS1〜S3のオン指令信号を発生
させる。
（８）は制御回路であり、コンデンサ段数決定回路
（７）に接続されている。この制御回路（８）は、コン
デンサ段数決定に応答して、サイリスタS1〜S3又はS4〜
S6又はこの両方のオン制御信号を発生する。なお、サイ
リスタS1〜S3は同時に制御され、且つS4〜S6も同時に制
御される。
（７）に接続されている。この制御回路（８）は、コン
デンサ段数決定に応答して、サイリスタS1〜S3又はS4〜
S6又はこの両方のオン制御信号を発生する。なお、サイ
リスタS1〜S3は同時に制御され、且つS4〜S6も同時に制
御される。
（９）は変動分抽出回路であつて、第１の演算回路
（５）と基本波補償量信号発生回路（6a）とに接続され
ている。この変動分抽出回路（９）が出力す変動分ΔIq
は、瞬時虚電流Iqの中に含まれる高調波成分に対応する
ものであり、基本的には、第１の演算回路（５）から得
られる瞬時虚電流Iqと平均値回路（６）から得られる平
均値Iqaとの差に対応する。もし、基本波成分供給回路
（3a）（3b）によつて基本波成分のほぼ全部を補償する
ことができる場合は、平均値回路（６）から得られる平
均値信号Iqaを変動分抽出回路（９）に直接に入力させ
ればよい。しかし、この実施例では、基本波成分が階段
的に補償され、補償の不足又は過剰が生じるので、この
不足又は過剰分をPWM変換回路（12）で補償している。
この補償を可能にするために、コンデンサ段数決定回路
（７）と変動分抽出回路（９）との間に基本波補償量信
号発生回路（6a）が設けられている。この基本波補償量
信号発生回路（6a）にはコンデンサ段数決定回路（７）
で決定されたコンデンサ接続段数で供給することができ
る基本波補償量を示す信号Iqbを出力する。コンデンサC
1〜C6の容量は既知であるので、補償することができる
基本波成分を容易に決定することができる。
（５）と基本波補償量信号発生回路（6a）とに接続され
ている。この変動分抽出回路（９）が出力す変動分ΔIq
は、瞬時虚電流Iqの中に含まれる高調波成分に対応する
ものであり、基本的には、第１の演算回路（５）から得
られる瞬時虚電流Iqと平均値回路（６）から得られる平
均値Iqaとの差に対応する。もし、基本波成分供給回路
（3a）（3b）によつて基本波成分のほぼ全部を補償する
ことができる場合は、平均値回路（６）から得られる平
均値信号Iqaを変動分抽出回路（９）に直接に入力させ
ればよい。しかし、この実施例では、基本波成分が階段
的に補償され、補償の不足又は過剰が生じるので、この
不足又は過剰分をPWM変換回路（12）で補償している。
この補償を可能にするために、コンデンサ段数決定回路
（７）と変動分抽出回路（９）との間に基本波補償量信
号発生回路（6a）が設けられている。この基本波補償量
信号発生回路（6a）にはコンデンサ段数決定回路（７）
で決定されたコンデンサ接続段数で供給することができ
る基本波補償量を示す信号Iqbを出力する。コンデンサC
1〜C6の容量は既知であるので、補償することができる
基本波成分を容易に決定することができる。
（10）は変動分を三相線電流ΔIUq、ΔIVq、ΔIWqに
戻すための第２の演算回路であり、変動分抽出回路
（９）に接続されている。この第２の演算回路（10）は
変動分抽出回路（９）から得られる三相一括の変動分Δ
Iqに基づいて各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の線電流における変動
分ΔIUq、ΔIVq、ΔIWqを示信号を求める回路である。
戻すための第２の演算回路であり、変動分抽出回路
（９）に接続されている。この第２の演算回路（10）は
変動分抽出回路（９）から得られる三相一括の変動分Δ
Iqに基づいて各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の線電流における変動
分ΔIUq、ΔIVq、ΔIWqを示信号を求める回路である。
（11）は制御信号形成回路であつて、第２の演算回路
（10）と高調波成分補償用PWM変換回路（10）で供給す
る電流を検出するための電流検出器（13）（14）（15）
とに接続され、PWM変換回路（12）のトランジスタQ1〜Q
6をオン・オフ制御する信号を発生する。
（10）と高調波成分補償用PWM変換回路（10）で供給す
る電流を検出するための電流検出器（13）（14）（15）
とに接続され、PWM変換回路（12）のトランジスタQ1〜Q
6をオン・オフ制御する信号を発生する。
高調波補償電流供給用PWM変換回路（12）は、ブリツ
ジ接続された自己消弧形半導体スイツチ素子としてのト
ランジスタQ1〜Q6を含み、各対のトランジスタQ1〜Q6の
接続点に交流電源線（Iu、Iv、Iw）が接続され、各対の
トランジスタQ1〜Q6の負荷としてリアクトル（16）が接
続されている。各トランジスタQ1〜Q6のベースは制御信
号形成回路（11）に接続され、各トランジスタQ1〜Q6は
パルス幅変調（PWM）駆動され、所望の高調波補償電流
を供給する。なお、PWM変換回路（12）の入力ライン間
にコンデンサC11、C12、C13が接続されている。
ジ接続された自己消弧形半導体スイツチ素子としてのト
ランジスタQ1〜Q6を含み、各対のトランジスタQ1〜Q6の
接続点に交流電源線（Iu、Iv、Iw）が接続され、各対の
トランジスタQ1〜Q6の負荷としてリアクトル（16）が接
続されている。各トランジスタQ1〜Q6のベースは制御信
号形成回路（11）に接続され、各トランジスタQ1〜Q6は
パルス幅変調（PWM）駆動され、所望の高調波補償電流
を供給する。なお、PWM変換回路（12）の入力ライン間
にコンデンサC11、C12、C13が接続されている。
（Iq及び第２図の説明） 瞬時無効電流は、前述した特開昭56-159936公報で説
明されている。
明されている。
三相交流電源電圧VU、VV、VWは、最大値Vm、角周波数
ωの平衡三相交流電圧であるとすれば次式で表わされ
る。
ωの平衡三相交流電圧であるとすれば次式で表わされ
る。
いま、三相負荷電流IU、IV、IWをωで回転する変換マ
トリクスで座標変換した電流をIp、Iqで表わすと、零相
電流が存在しない場合は、一般に次式が成立する。
トリクスで座標変換した電流をIp、Iqで表わすと、零相
電流が存在しない場合は、一般に次式が成立する。
ここで、瞬時無効電流Iqのみを算出するため、（２）
式においてIp＝０とすると、次式が得られる。
式においてIp＝０とすると、次式が得られる。
本発明では上記（４）式のIqを瞬時虚電流と定義す
る。この瞬時虚電流Iqは、上式から明らかな如く、三相
一括の瞬時無効電流成分に対応する。
る。この瞬時虚電流Iqは、上式から明らかな如く、三相
一括の瞬時無効電流成分に対応する。
第２図は第１図の第１の演算回路（５）を詳しく示
す。第１図の電流検出器（4a）（4b）（4c）に接続され
るライン（21）（22）（23）は乗算器（24）（25）（2
6）の一方の入力端子にそれぞれ接続されている。乗算
器（24）（25）（26）の他方の入力端子にはsinωｔ発
生回路（27）、sin（ωｔ−２π/3）発生回路（28）、s
in（ωｔ−４π/3）発生回路（29）がそれぞれ接続され
ている。各乗算器（24）（25）（26）の出力は加算器
（30）に接続されている。加算器（30）の出力ラインに
は係数器（31）が設けられている。この係数器（31）
は、加算器（30）の出力に係数 を乗算するものであり、（４）式の瞬時虚電流Iqを出力
する。
す。第１図の電流検出器（4a）（4b）（4c）に接続され
るライン（21）（22）（23）は乗算器（24）（25）（2
6）の一方の入力端子にそれぞれ接続されている。乗算
器（24）（25）（26）の他方の入力端子にはsinωｔ発
生回路（27）、sin（ωｔ−２π/3）発生回路（28）、s
in（ωｔ−４π/3）発生回路（29）がそれぞれ接続され
ている。各乗算器（24）（25）（26）の出力は加算器
（30）に接続されている。加算器（30）の出力ラインに
は係数器（31）が設けられている。この係数器（31）
は、加算器（30）の出力に係数 を乗算するものであり、（４）式の瞬時虚電流Iqを出力
する。
（平均値回路の説明） 第１図の平均値回路（６）は、第３図に示す如く、積
分回路（32）とサンプルホールド回路（33）とで構成さ
れている。積分回路（32）は第１の演算回路（５）に接
続され、電源線（Iu、Iv、Iw）の商用交流電圧の１周期
の開始を示す電源零点パルスに応答してリセツトされ、
商用周波数の１周期の瞬時虚電流Iqを積分する。サンプ
ルホールド回路（33）は１周期の積分値を電源零点パル
スに応答してサンプリングし、ホールドし、これを平均
値Iqaとして出力する。この平均値Iqaは、瞬時無効電流
の基本波成分に対応している。
分回路（32）とサンプルホールド回路（33）とで構成さ
れている。積分回路（32）は第１の演算回路（５）に接
続され、電源線（Iu、Iv、Iw）の商用交流電圧の１周期
の開始を示す電源零点パルスに応答してリセツトされ、
商用周波数の１周期の瞬時虚電流Iqを積分する。サンプ
ルホールド回路（33）は１周期の積分値を電源零点パル
スに応答してサンプリングし、ホールドし、これを平均
値Iqaとして出力する。この平均値Iqaは、瞬時無効電流
の基本波成分に対応している。
（ΔIq、ΔIUq、ΔIVq、ΔIWq及び第４図の説明） 変動分抽出回路（９）は、第４図に示す如くIq−Iqb
の減算器から成り、瞬時無効電流の高調波成分に対応す
る信号を変動分ΔIqとして出力する。第１図の第２の演
算回路（10）は、三相一括の変動分ΔIqを三相の線電流
に戻すための回路であり、第４図に示す如く構成されて
いる。各相の線電流IU、IV、IWと三相一括の瞬時無効電
流（虚電流）Iq、及び瞬時有効電流IPとの間には次の関
数がある。
の減算器から成り、瞬時無効電流の高調波成分に対応す
る信号を変動分ΔIqとして出力する。第１図の第２の演
算回路（10）は、三相一括の変動分ΔIqを三相の線電流
に戻すための回路であり、第４図に示す如く構成されて
いる。各相の線電流IU、IV、IWと三相一括の瞬時無効電
流（虚電流）Iq、及び瞬時有効電流IPとの間には次の関
数がある。
IU、IV、IWと瞬時無効電流Iqとの関係を求めるため
に、IP＝０とすれば、次式が成立する。
に、IP＝０とすれば、次式が成立する。
この（６）式に基づいて各線電流IU、IV、IWと瞬時無
効電流Iqとの関係式を作ると次の様になる。
効電流Iqとの関係式を作ると次の様になる。
ΔIqはIqに対応し、ΔIqの各線電流ΔIUq、ΔIVq、Δ
IWqはIU、IV、IWに対応するので、次式が成立する。
IWqはIU、IV、IWに対応するので、次式が成立する。
上記（８）式の演算を行うために、第４図の回路で
は、変動分抽出回路（９）の出力ラインに係数器（34）
が接続され、 が乗算される。係数器（34）の出力は各相の乗算器（3
5）（36）（37）の一方の入力端子に接続され、他方の
入力端子には、sinωｔ発生回路（38）、sin（ωｔ−２
π/3）発生回路（39）、sin（ωｔ−４π/3）発生回路
（40）に接続されている。
は、変動分抽出回路（９）の出力ラインに係数器（34）
が接続され、 が乗算される。係数器（34）の出力は各相の乗算器（3
5）（36）（37）の一方の入力端子に接続され、他方の
入力端子には、sinωｔ発生回路（38）、sin（ωｔ−２
π/3）発生回路（39）、sin（ωｔ−４π/3）発生回路
（40）に接続されている。
（PWM制御信号形成回路の説明） PWM制御信号形成回路（11）は、第５図に示す如くヒ
ステリシスコンパレータ（42）と論理回路（43）とを含
む。ヒステリシスコンパレータ（42）の一方の入力端子
には第２の演算回路（10）が接続され、ここに第６図
（Ａ）で説明的に示す変動分Ｕ相線電流ΔIUqが入力す
る。コンパレータ（42）の他方の入力端子には第１図の
電流検出器（13）が接接され、第６図（Ａ）に示す電流
検出値ICTが入力する。コンパレータ（42）では線電流
ΔIUqに基づいて２つのヒステリシスレベルVL、VHが得
られ、これ等と電流検出値ICTとが比較され、ICTがVL、
VHに達する毎に出力が反転し、第６図（Ｂ）に示す比較
出力が得られる。即ち、ICTがレベルVHからレベルVLに
向うt2〜t3区間では比較出力が低レベル、ICTがレベルV
LからVHに向うt3〜t4期間では高レベルになる。
ステリシスコンパレータ（42）と論理回路（43）とを含
む。ヒステリシスコンパレータ（42）の一方の入力端子
には第２の演算回路（10）が接続され、ここに第６図
（Ａ）で説明的に示す変動分Ｕ相線電流ΔIUqが入力す
る。コンパレータ（42）の他方の入力端子には第１図の
電流検出器（13）が接接され、第６図（Ａ）に示す電流
検出値ICTが入力する。コンパレータ（42）では線電流
ΔIUqに基づいて２つのヒステリシスレベルVL、VHが得
られ、これ等と電流検出値ICTとが比較され、ICTがVL、
VHに達する毎に出力が反転し、第６図（Ｂ）に示す比較
出力が得られる。即ち、ICTがレベルVHからレベルVLに
向うt2〜t3区間では比較出力が低レベル、ICTがレベルV
LからVHに向うt3〜t4期間では高レベルになる。
論理回路（43）は、比較出力に基づいてトランジスタ
Q1、Q2のPWM制御信号を形成する回路である。第６図
（Ｃ）に示すトランジスタQ1の制御信号は、線電流ΔIU
qの前半サイクルのt1〜t5において第６図（Ｂ）の比較
出力をのまま選択し、後半サイクルのt5〜t6において第
６図（Ｂ）の比較出力を反転することによつて形成され
ている。第６図（Ｄ）のトランジスタQ2の制御信号は第
６図（Ｃ）の制御パルスを反転したものである。ΔIVq
とΔIWqに基づく第２相及び第３相のトランジスタQ3〜Q
6の制御信号も第１相と全く同様に形成する。
Q1、Q2のPWM制御信号を形成する回路である。第６図
（Ｃ）に示すトランジスタQ1の制御信号は、線電流ΔIU
qの前半サイクルのt1〜t5において第６図（Ｂ）の比較
出力をのまま選択し、後半サイクルのt5〜t6において第
６図（Ｂ）の比較出力を反転することによつて形成され
ている。第６図（Ｄ）のトランジスタQ2の制御信号は第
６図（Ｃ）の制御パルスを反転したものである。ΔIVq
とΔIWqに基づく第２相及び第３相のトランジスタQ3〜Q
6の制御信号も第１相と全く同様に形成する。
（動作） 第１図の負荷（２）に高調波成分及び無効分を含む線
電流IU、IV、IWが流れている場合には、電流検出器（4
a）（4b）（4c）で検出され、第１の演算回路（５）に
送られる。第１の演算回路（５）は各線電流IU、IV、IW
の三相一括の瞬時無効電流即ち瞬時虚電流Iqを出力す
る。平均値回路（６）は三相一括の瞬時無効電流の基本
波成分の実効値に対応する平均値ΔIqaを出力する。コ
ンデンサ段数決定回路（７）及び制御回路（８）は、平
均値ΔIqaを補償するための電流即ち打ち消す電流を流
すようにサイリスタS1〜S6を制御する。基本波成分供給
回路（3a）（3b）は複数段設けられているので、選択さ
れた１つ又は選択された組み合せによつて要求される補
償電流（基本波進み電流）を供給する。
電流IU、IV、IWが流れている場合には、電流検出器（4
a）（4b）（4c）で検出され、第１の演算回路（５）に
送られる。第１の演算回路（５）は各線電流IU、IV、IW
の三相一括の瞬時無効電流即ち瞬時虚電流Iqを出力す
る。平均値回路（６）は三相一括の瞬時無効電流の基本
波成分の実効値に対応する平均値ΔIqaを出力する。コ
ンデンサ段数決定回路（７）及び制御回路（８）は、平
均値ΔIqaを補償するための電流即ち打ち消す電流を流
すようにサイリスタS1〜S6を制御する。基本波成分供給
回路（3a）（3b）は複数段設けられているので、選択さ
れた１つ又は選択された組み合せによつて要求される補
償電流（基本波進み電流）を供給する。
一方、高調波補償用のPWM変換回路（12）は、無効電
流の基本波成分供給回路（3a）（3b）で補償することが
できない分を補償する。即ち、無効電流の基本波成分供
給回路（3a）（3b）は無効電流の基本波成分を補償する
ものであり、高調波成分を補償することができないの
で、変動分抽出回路（９）で高調波成分の情報を含む変
動分ΔIqを抽出し、これを補償するようにトランジスタ
Q1〜Q6から成るPWM変換回路（12）を駆動する。トラン
ジスタQ1〜Q6は自己消弧形半導体スイツチであるから、
このオン・オフを商用周波数以上の周波数で行うことが
可能であり、高調波成分を補償することができる。従つ
て、第１図の方式によれば、フリツカ防止、力率改善、
及び高調波電流の抑制が達成される。
流の基本波成分供給回路（3a）（3b）で補償することが
できない分を補償する。即ち、無効電流の基本波成分供
給回路（3a）（3b）は無効電流の基本波成分を補償する
ものであり、高調波成分を補償することができないの
で、変動分抽出回路（９）で高調波成分の情報を含む変
動分ΔIqを抽出し、これを補償するようにトランジスタ
Q1〜Q6から成るPWM変換回路（12）を駆動する。トラン
ジスタQ1〜Q6は自己消弧形半導体スイツチであるから、
このオン・オフを商用周波数以上の周波数で行うことが
可能であり、高調波成分を補償することができる。従つ
て、第１図の方式によれば、フリツカ防止、力率改善、
及び高調波電流の抑制が達成される。
本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、例
えば次の変形例が可能なものである。
えば次の変形例が可能なものである。
（１）第１図の基本波成分供給回路（3a）（3b）は、第
７図のような回路構成にすることができる。第７図では
コンデンサC1、C2、C3の三角結線回路と、リアクトル
L1、L2、L3の三角結線回路とが並列に接続され、サイリ
スタS1〜S3でリアクトルの三角結線回路を位相制御（導
通角制御）し、等価的にコンデンサ容量を連続制御する
ように構成されている。この場合には、基本波補償量信
号発生回路（6a）が不要になり、1qaを直接に変動分抽
出回路（９）に入力させる。
７図のような回路構成にすることができる。第７図では
コンデンサC1、C2、C3の三角結線回路と、リアクトル
L1、L2、L3の三角結線回路とが並列に接続され、サイリ
スタS1〜S3でリアクトルの三角結線回路を位相制御（導
通角制御）し、等価的にコンデンサ容量を連続制御する
ように構成されている。この場合には、基本波補償量信
号発生回路（6a）が不要になり、1qaを直接に変動分抽
出回路（９）に入力させる。
（２）第８図に示す如く基本波成分供給回路におけるコ
ンデンサC1〜C3に直列にサイリスタS1〜S3を接続しても
よい。
ンデンサC1〜C3に直列にサイリスタS1〜S3を接続しても
よい。
（３）PWM変換回路（12）のリアクトル（16）の代りに
コンデンサを接続してもよい。また、トランジスタQ1〜
Q6の代りにFET又はGTO等の高速スイツチング素子を使用
してもよい。
コンデンサを接続してもよい。また、トランジスタQ1〜
Q6の代りにFET又はGTO等の高速スイツチング素子を使用
してもよい。
（４）サイリスタS1〜S6をトライアツクとせずにSCRを
逆並列接続したものとしてもよい。
逆並列接続したものとしてもよい。
（５）演算回路（５）（10）をマイクロコンピユータで
構成してもよい。
構成してもよい。
本発明は次の効果を有する。
（イ）パルス幅変調変換回路は基本波成分を補償する機
能を有する。もし、パルス幅変調変換回路で基本波成分
の全部を補償するように構成すると、大容量の半導体ス
イッチを使用することが必要になり、装置がコスト高に
なる。そこで、本発明では、パルス幅変調変換回路の他
に、スイッチを介して三相交流電源線に接続されるコン
デンサ又はリアクトルから成る基本波成分供給回路を設
け、これによって基本波成分の全部又は一部を補償して
いる。基本波成分供給回路のスイッチは高速で継続する
必要がないから、同一電流容量で比較した場合、パルス
幅変調変換回路の半導体スイッチに比べて低コストであ
る。従って、本発明によれば無効電力調整装置のコスト
の低減が可能になる。
能を有する。もし、パルス幅変調変換回路で基本波成分
の全部を補償するように構成すると、大容量の半導体ス
イッチを使用することが必要になり、装置がコスト高に
なる。そこで、本発明では、パルス幅変調変換回路の他
に、スイッチを介して三相交流電源線に接続されるコン
デンサ又はリアクトルから成る基本波成分供給回路を設
け、これによって基本波成分の全部又は一部を補償して
いる。基本波成分供給回路のスイッチは高速で継続する
必要がないから、同一電流容量で比較した場合、パルス
幅変調変換回路の半導体スイッチに比べて低コストであ
る。従って、本発明によれば無効電力調整装置のコスト
の低減が可能になる。
（ロ）本発明で特定された演算処理に基づいて基本波成
分供給回路とパルス幅変調変換回路との両方の制御を行
うと、所定の制御を比較的容易に達成することができ
る。
分供給回路とパルス幅変調変換回路との両方の制御を行
うと、所定の制御を比較的容易に達成することができ
る。
第１図は本発明の実施例に係わる三相無効電力調整装置
を示すブロツク図、 第２図は第１図の第１の演算回路を示すブロツク図、 第３図は第１図の平均値回路を示すブロツク図、 第４図は第１図の第２の演算回路を示すブロツク図、 第５図は第１図の制御信号形成回路の一部を示すブロツ
ク図、 第６図は第５図の各部の状態を示す波形図、 第７図及び第８図は基本波成分供給回路の変形を示す回
路図である。 （Iu）（Iv）（Iw）……電源線、（２）……負荷、（3
a）（3b）……無効電流の基本波成分供給回路、（4a）
（4b）（4c）……電流検出器、（５）……第１の演算回
路、（６）……平均値回路、（８）……ゲート制御回
路、（９）……変動分抽出回路、（12）……PWM変換回
路。
を示すブロツク図、 第２図は第１図の第１の演算回路を示すブロツク図、 第３図は第１図の平均値回路を示すブロツク図、 第４図は第１図の第２の演算回路を示すブロツク図、 第５図は第１図の制御信号形成回路の一部を示すブロツ
ク図、 第６図は第５図の各部の状態を示す波形図、 第７図及び第８図は基本波成分供給回路の変形を示す回
路図である。 （Iu）（Iv）（Iw）……電源線、（２）……負荷、（3
a）（3b）……無効電流の基本波成分供給回路、（4a）
（4b）（4c）……電流検出器、（５）……第１の演算回
路、（６）……平均値回路、（８）……ゲート制御回
路、（９）……変動分抽出回路、（12）……PWM変換回
路。
Claims (1)
- 【請求項１】三相交流電源線にスイッチを介してコンデ
ンサ又はリアクトルを接続して無効電流の基本波成分を
供給すると共に前記無効電流の基本波成分の大きさを調
整することができるように構成された三相の無効電流の
基本波成分供給回路（3a）（3b）と、 前記三相交流電源線に接続され且つ半導体スイッチのオ
ン・オフ制御で無効電流の高調波成分を供給することが
できるように構成された三相のパルス幅変調変換回路
（12）と、 前記三相交流電源線に接続されているほぼ三相平衡負荷
（２）の第１相、第２相及び第３相の線電流（IU、IV、
IW）を検出する線電流検出器（4a）（4b）（4c）と、 前記第１、第２及び第３相線電流（IU、IV、IW）に基づ
いて三相一括の瞬時無効電流 を求め、前記三相一括の瞬時無効電流（Iq）の平均値
（Iqa）を前記三相交流電源線の交流電圧の１周期に対
応する区間ごとに求め、前記平均値（Iqa）を低減させ
るように、前記無効電流の基本波成分供給回路（3a）
（3b）を制御し、且つ前記三相一括の瞬時無効電流（I
q）の変動分（ΔIq）を求め、前記変動分（ΔIq）を三
相の線電流成分（ΔIUq、ΔIVq、ΔIWq）に変換し、前
記変動分（ΔIq）を低減させるように前記線電流成分
（ΔIUq、ΔIVq、ΔIWq）に基づいてパルス幅変調（PW
M）制御信号を形成し、前記三相パルス幅変調変換回路
（12）を制御する演算及び制御手段と から成る無効電力調整装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61171335A JPH0833786B2 (ja) | 1986-07-21 | 1986-07-21 | 無効電力調整装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61171335A JPH0833786B2 (ja) | 1986-07-21 | 1986-07-21 | 無効電力調整装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6327911A JPS6327911A (ja) | 1988-02-05 |
| JPH0833786B2 true JPH0833786B2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=15921318
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61171335A Expired - Fee Related JPH0833786B2 (ja) | 1986-07-21 | 1986-07-21 | 無効電力調整装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0833786B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02291762A (ja) * | 1989-05-02 | 1990-12-03 | Dainippon Screen Mfg Co Ltd | 画像走査装置の回転ドラム |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3002373A1 (de) * | 1980-01-23 | 1981-07-30 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren zur minderung der netzrueckwirkungen eines netzgefuehrten direktumrichters und steuerschaltung hierzu |
| JPS58175933A (ja) * | 1982-04-07 | 1983-10-15 | 株式会社日立製作所 | 力率調整装置の制御方法 |
| JPH0330895Y2 (ja) * | 1984-10-19 | 1991-06-28 |
-
1986
- 1986-07-21 JP JP61171335A patent/JPH0833786B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6327911A (ja) | 1988-02-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2679411B2 (ja) | 交流出力変換器の並列運転制御装置 | |
| JP5192258B2 (ja) | クランプ式電力変換装置 | |
| JP2005033895A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS6042717B2 (ja) | 誘導電動機用電力制御装置 | |
| JPH0638711B2 (ja) | インバ−タ用直流電源装置 | |
| JP2933640B2 (ja) | 交流電力変換器制御装置 | |
| JP3259308B2 (ja) | インバータ装置及びそれを使用した無停電電源装置 | |
| JPH0833786B2 (ja) | 無効電力調整装置 | |
| US6388903B2 (en) | Voltage compensating apparatus and method for 3-phase inverter employing four switches | |
| JP3245989B2 (ja) | パルス幅変調制御インバータの制御回路 | |
| JPH0919065A (ja) | インバータの同期切り換え回路 | |
| JP3032046B2 (ja) | 静止形無効電力発生装置 | |
| JP2000175463A (ja) | 電圧形自励式交直変換器の制御装置 | |
| JPH063567B2 (ja) | 電力調整方法 | |
| JPH0515165A (ja) | ３相３線式の中性点クランプ式インバータの制御方法 | |
| JP2784490B2 (ja) | 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流制限方法 | |
| JP2774246B2 (ja) | 電流形コンバータの制御装置 | |
| JPH06351255A (ja) | Ｐｗｍ制御インバータの制御回路 | |
| JPH0974765A (ja) | 静止型電力変換装置 | |
| JPH10201243A (ja) | 自己消弧形半導体スイッチ素子の並列装置及び電力変換装置 | |
| JP2771948B2 (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| JPH07107656B2 (ja) | 無効電力調整装置 | |
| JP3198212B2 (ja) | ハイブリッド調相装置とその制御装置 | |
| JP2688487B2 (ja) | パルス幅変調インバータ制御装置 | |
| JPH02276475A (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |