JPH0837629A - 衛星放送受信装置 - Google Patents
衛星放送受信装置Info
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- JPH0837629A JPH0837629A JP6170966A JP17096694A JPH0837629A JP H0837629 A JPH0837629 A JP H0837629A JP 6170966 A JP6170966 A JP 6170966A JP 17096694 A JP17096694 A JP 17096694A JP H0837629 A JPH0837629 A JP H0837629A
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- afc
- frequency
- digital
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭ変調ＩＣとしてデジタルＡＦＣ回路採用
のＩＣを使用しても、衛星放送受信装置におけるセカン
ドコンバータのコストアップが発生せず、なおかつ周辺
回路への混信妨害を起こすことの無い、装置を提供する
こと。 【構成】 デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ変調回路２２のデジ
タルＡＦＣ回路で必要な、基準信号発生用の水晶発振子
として、選局回路１４の選局回路用ＰＬＬの基準信号発
生用に使用している水晶発振子１５を使用（共用）す
る。
のＩＣを使用しても、衛星放送受信装置におけるセカン
ドコンバータのコストアップが発生せず、なおかつ周辺
回路への混信妨害を起こすことの無い、装置を提供する
こと。 【構成】 デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ変調回路２２のデジ
タルＡＦＣ回路で必要な、基準信号発生用の水晶発振子
として、選局回路１４の選局回路用ＰＬＬの基準信号発
生用に使用している水晶発振子１５を使用（共用）す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は衛星放送受信装置に係
り、特に衛星放送及び衛星放送を受信する衛星放送受信
装置のセカンドコンバータにおける、受信性能の向上を
図った装置に関する。
り、特に衛星放送及び衛星放送を受信する衛星放送受信
装置のセカンドコンバータにおける、受信性能の向上を
図った装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】衛星放送及び衛星通信では、放送衛星
（ＢＳ：Broadcasting Satellite）或いは通信衛星（Ｃ
Ｓ:Communication Satellite）からの電波は、パラボラ
アンテナ（放物線アンテナ）で受信され、これがファー
ストコンバータで第１の中間周波信号（以下、第１のＩ
Ｆ信号と呼ぶ）に変換された後、セカンドコンバータに
供給される。前記セカンドコンバータでは、受信チャン
ネルの選局及びＦＭ復調が行われる仕組みになってい
る。
（ＢＳ：Broadcasting Satellite）或いは通信衛星（Ｃ
Ｓ:Communication Satellite）からの電波は、パラボラ
アンテナ（放物線アンテナ）で受信され、これがファー
ストコンバータで第１の中間周波信号（以下、第１のＩ
Ｆ信号と呼ぶ）に変換された後、セカンドコンバータに
供給される。前記セカンドコンバータでは、受信チャン
ネルの選局及びＦＭ復調が行われる仕組みになってい
る。
【０００３】図４に、衛星放送及び衛星通信を受信する
際の一般的なセカンドコンバータのブロック図を示す。
際の一般的なセカンドコンバータのブロック図を示す。
【０００４】図４において、入力端子１には、図示しな
いパラボラアンテナで受信されて、ファーストコンバー
タ（一般にはＢＳコンバータ）で第１の中間周波数（以
下、第１のＩＦ周波数という）に増幅・変換された信号
が入力される。前記第１の中間周波数は、950〜1,880Ｍ
Ｈｚの範囲である。入力端子１に入力された第１のＩＦ
信号は、入力増幅回路２，ＡＧＣ回路３，第１中間周波
増幅回路４及びイメージ妨害信号を除去するプリセレク
タ５を経由し、混合器６の一方の入力端に供給される。
混合器６の他方の入力端には、局部発振器８からの局部
発振信号がバッファ７を介して供給される。局部発振器
８の局部発振信号の周波数は、マイクロコンピュータ
（以下、マイコンという）１８によって制御される選局
回路１４からの選局データによって可変されるようにな
っている。選局回路１４は、選局回路用ＰＬＬから成っ
ており、水晶発振子１５による基準信号を使用してい
る。混合器６では、第２の中間周波数（402.78ＭＨｚ）
に変換される。混合器６からの第２の中間周波数（以
下、第２のＩＦ信号という）は、第２中間周波増幅回路
９で増幅後、デュアルＳＡＷフィルタ１０に入力され
る。デュアルＳＡＷフィルタ１０は、異なった通過帯域
（帯域１６ＭＨｚと帯域２７ＭＨｚ）を有した、２つの
ＳＡＷフィルタ（弾性表面波フィルタ）で構成され、入
力されるＦＭ信号を２種類の帯域で出力するものであ
る。ここで、ＳＡＷフィルタに２つの通過帯域を用意し
ているのは、セカンドコンバータ１９に入る信号のＣＮ
比（搬送波レベル対入力雑音レベル比）が低下した時
に、受信帯域を通常帯域の２７ＭＨｚから１６ＭＨｚの
狭帯域に切り替えて、ＦＭ変調回路１３に入るノイズ成
分を低減し、画質の悪化を改善するためである。ＳＡＷ
フィルタ１０からの２つの通過帯域の信号は、帯域切換
回路１１でどちらか一方の帯域に切替えられてポストア
ンプ１２に供給され、増幅後、ＦＭ変調回路１３でＦＭ
検波され、セカンドコンバータ１９の出力端子１６より
出力される。
いパラボラアンテナで受信されて、ファーストコンバー
タ（一般にはＢＳコンバータ）で第１の中間周波数（以
下、第１のＩＦ周波数という）に増幅・変換された信号
が入力される。前記第１の中間周波数は、950〜1,880Ｍ
Ｈｚの範囲である。入力端子１に入力された第１のＩＦ
信号は、入力増幅回路２，ＡＧＣ回路３，第１中間周波
増幅回路４及びイメージ妨害信号を除去するプリセレク
タ５を経由し、混合器６の一方の入力端に供給される。
混合器６の他方の入力端には、局部発振器８からの局部
発振信号がバッファ７を介して供給される。局部発振器
８の局部発振信号の周波数は、マイクロコンピュータ
（以下、マイコンという）１８によって制御される選局
回路１４からの選局データによって可変されるようにな
っている。選局回路１４は、選局回路用ＰＬＬから成っ
ており、水晶発振子１５による基準信号を使用してい
る。混合器６では、第２の中間周波数（402.78ＭＨｚ）
に変換される。混合器６からの第２の中間周波数（以
下、第２のＩＦ信号という）は、第２中間周波増幅回路
９で増幅後、デュアルＳＡＷフィルタ１０に入力され
る。デュアルＳＡＷフィルタ１０は、異なった通過帯域
（帯域１６ＭＨｚと帯域２７ＭＨｚ）を有した、２つの
ＳＡＷフィルタ（弾性表面波フィルタ）で構成され、入
力されるＦＭ信号を２種類の帯域で出力するものであ
る。ここで、ＳＡＷフィルタに２つの通過帯域を用意し
ているのは、セカンドコンバータ１９に入る信号のＣＮ
比（搬送波レベル対入力雑音レベル比）が低下した時
に、受信帯域を通常帯域の２７ＭＨｚから１６ＭＨｚの
狭帯域に切り替えて、ＦＭ変調回路１３に入るノイズ成
分を低減し、画質の悪化を改善するためである。ＳＡＷ
フィルタ１０からの２つの通過帯域の信号は、帯域切換
回路１１でどちらか一方の帯域に切替えられてポストア
ンプ１２に供給され、増幅後、ＦＭ変調回路１３でＦＭ
検波され、セカンドコンバータ１９の出力端子１６より
出力される。
【０００５】前記帯域切換回路１１は、マイコン１８に
よって制御される選局回路１４からの制御信号によって
切り換えられるようになっている。
よって制御される選局回路１４からの制御信号によって
切り換えられるようになっている。
【０００６】また、ＦＭ復調回路１３は、前記第２のＩ
Ｆ信号の中心周波数のずれを補正するために、常に周波
数のずれに対応した直流電圧２０を、セカンドコンバー
タ１９の出力端子１７より出力し、マイコン１８に送り
出している。この信号をもとにマイコン１８は、周波数
の変動を調整する。これがＡＦＣ回路の動作である。さ
らに、ＦＭ復調回路１３は、検波出力のレベル情報をＡ
ＧＣ回路３に対して、フィードバックし、ＡＧＣ回路３
は、該情報に基ずき受信電波の強弱に応じて受信機の利
得を自動的に制御し、ＦＭ復調回路１３から常に歪みの
無い一定の検波出力が得られるよう制御している。尚、
ＦＭ復調回路１３は、ＩＣ（集積回路）で構成されてい
る。
Ｆ信号の中心周波数のずれを補正するために、常に周波
数のずれに対応した直流電圧２０を、セカンドコンバー
タ１９の出力端子１７より出力し、マイコン１８に送り
出している。この信号をもとにマイコン１８は、周波数
の変動を調整する。これがＡＦＣ回路の動作である。さ
らに、ＦＭ復調回路１３は、検波出力のレベル情報をＡ
ＧＣ回路３に対して、フィードバックし、ＡＧＣ回路３
は、該情報に基ずき受信電波の強弱に応じて受信機の利
得を自動的に制御し、ＦＭ復調回路１３から常に歪みの
無い一定の検波出力が得られるよう制御している。尚、
ＦＭ復調回路１３は、ＩＣ（集積回路）で構成されてい
る。
【０００７】ところで、上記記載の装置におけるＦＭ復
調回路では、従来よりＡＦＣ回路として、アナログ方式
が採用されている。これは、ＦＭ変調出力の直流成分を
周波数ずれ信号として用いる方式であって、細かな調整
が必要とされ、また精度の点でも多少問題がある。
調回路では、従来よりＡＦＣ回路として、アナログ方式
が採用されている。これは、ＦＭ変調出力の直流成分を
周波数ずれ信号として用いる方式であって、細かな調整
が必要とされ、また精度の点でも多少問題がある。
【０００８】そこで、ＡＦＣ回路を、アナログ方式から
デジタル方式へ代える事が考えられる。ところで、デジ
タルＡＦＣ回路の動作には、高精度の基準周波数が必要
であり、そのために水晶発振子が必要となる。その結
果、水晶発振子を含めたＦＭ復調回路（ＩＣ）のコスト
が上昇し、さらには装置全体のコストアップが発生する
という問題（欠点）がある。
デジタル方式へ代える事が考えられる。ところで、デジ
タルＡＦＣ回路の動作には、高精度の基準周波数が必要
であり、そのために水晶発振子が必要となる。その結
果、水晶発振子を含めたＦＭ復調回路（ＩＣ）のコスト
が上昇し、さらには装置全体のコストアップが発生する
という問題（欠点）がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記の如く、ＡＦＣ回
路の性能を上げるべく、衛星放送受信装置のセカンドコ
ンバータにおける、ＦＭ変調ＩＣとして、高性能のデジ
タルＡＦＣ回路採用のＩＣを使用すると、装置全体のコ
ストアップになるという問題があった。
路の性能を上げるべく、衛星放送受信装置のセカンドコ
ンバータにおける、ＦＭ変調ＩＣとして、高性能のデジ
タルＡＦＣ回路採用のＩＣを使用すると、装置全体のコ
ストアップになるという問題があった。
【００１０】そこで、本発明はこのような問題を解決す
るため、ＦＭ変調ＩＣとして、高性能のデジタルＡＦＣ
回路採用のＩＣを使用しても、衛星放送受信装置におけ
るセカンドコンバータのコストアップが発生せず、なお
かつ周辺回路への混信妨害を起こすことの無い、優れた
（ハイコストパフォーマンスな）衛星放送受信装置を提
供することを目的とするものである。
るため、ＦＭ変調ＩＣとして、高性能のデジタルＡＦＣ
回路採用のＩＣを使用しても、衛星放送受信装置におけ
るセカンドコンバータのコストアップが発生せず、なお
かつ周辺回路への混信妨害を起こすことの無い、優れた
（ハイコストパフォーマンスな）衛星放送受信装置を提
供することを目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
る衛星放送受信装置は、局部発振器と混合器を備え、入
力信号と前記局部発振器からの発振周波数を混合し、第
２の中間周波数を生成する周波数変換手段と、ＰＬＬシ
ンセサイザ方式により前記局部発振器の周波数を制御す
る、水晶発振子を備えた選局回路と、前記第２の中間周
波数に変換された信号のＦＭ検波を行う、デジタルＡＦ
Ｃ回路採用のＦＭ復調回路と、前記選局回路に対して放
送局の選局データを供給し、前記デジタルＡＦＣ回路採
用のＦＭ復調回路よりのＡＦＣ直流電圧により、前記第
２の中間周波数の周波数制御（ＡＦＣ）を行う制御手段
とを具備し、前記選局回路に使用されている水晶振動子
を前記デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路と共用す
ることを特徴とする。
る衛星放送受信装置は、局部発振器と混合器を備え、入
力信号と前記局部発振器からの発振周波数を混合し、第
２の中間周波数を生成する周波数変換手段と、ＰＬＬシ
ンセサイザ方式により前記局部発振器の周波数を制御す
る、水晶発振子を備えた選局回路と、前記第２の中間周
波数に変換された信号のＦＭ検波を行う、デジタルＡＦ
Ｃ回路採用のＦＭ復調回路と、前記選局回路に対して放
送局の選局データを供給し、前記デジタルＡＦＣ回路採
用のＦＭ復調回路よりのＡＦＣ直流電圧により、前記第
２の中間周波数の周波数制御（ＡＦＣ）を行う制御手段
とを具備し、前記選局回路に使用されている水晶振動子
を前記デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路と共用す
ることを特徴とする。
【００１２】請求項２記載の発明による衛星放送受信装
置は、局部発振器と混合器を備え、入力信号と前記局部
発振器からの発振周波数を混合し、第２の中間周波数を
生成する周波数変換手段と、ＰＬＬシンセサイザ方式に
より前記局部発振器の周波数を制御する、水晶発振子を
備えた選局回路と、前記第２の中間周波数に変換された
信号のＦＭ検波を行う、デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ
復調回路と、前記選局回路に対して放送局の選局データ
を供給し、前記デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路
よりのＡＦＣ直流電圧により、前記第２の中間周波数の
周波数制御（ＡＦＣ）を行う制御手段とを具備し、前記
選局回路に使用されている水晶振動子を前記デジタルＡ
ＦＣ回路採用のＦＭ復調回路と共用し、かつ、前記選局
回路と前記デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路の配
置を近接させ、その間に電磁シールドを設けたことを特
徴とする。
置は、局部発振器と混合器を備え、入力信号と前記局部
発振器からの発振周波数を混合し、第２の中間周波数を
生成する周波数変換手段と、ＰＬＬシンセサイザ方式に
より前記局部発振器の周波数を制御する、水晶発振子を
備えた選局回路と、前記第２の中間周波数に変換された
信号のＦＭ検波を行う、デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ
復調回路と、前記選局回路に対して放送局の選局データ
を供給し、前記デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路
よりのＡＦＣ直流電圧により、前記第２の中間周波数の
周波数制御（ＡＦＣ）を行う制御手段とを具備し、前記
選局回路に使用されている水晶振動子を前記デジタルＡ
ＦＣ回路採用のＦＭ復調回路と共用し、かつ、前記選局
回路と前記デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路の配
置を近接させ、その間に電磁シールドを設けたことを特
徴とする。
【００１３】
【作用】請求項１記載の発明では、新たにデジタルＡＦ
Ｃを内蔵したＦＭ復調回路（ＩＣ）を導入している。デ
ジタル方式では、データをデジタル信号で処理し、水晶
発振子（例えば４ＭＨｚ）を精度の基準とするので、ば
らつきがなく、安定で良好なＡＦＣ精度を出すことが可
能である。本発明では、デジタルＡＦＣ回路の基準信号
用として使用する水晶発振子（４ＭＨｚ）を新たに用意
するのことなく、選局回路で基準信号用として使用して
いる水晶発振子（４ＭＨｚ）を利用、即ち共用し、デジ
タルＡＦＣ回路を構成したので、新たに水晶発振子を導
入する事による、コストアップを回避でき、なおかつ高
性能なＡＦＣ（自動周波数制御）を可能とした。
Ｃを内蔵したＦＭ復調回路（ＩＣ）を導入している。デ
ジタル方式では、データをデジタル信号で処理し、水晶
発振子（例えば４ＭＨｚ）を精度の基準とするので、ば
らつきがなく、安定で良好なＡＦＣ精度を出すことが可
能である。本発明では、デジタルＡＦＣ回路の基準信号
用として使用する水晶発振子（４ＭＨｚ）を新たに用意
するのことなく、選局回路で基準信号用として使用して
いる水晶発振子（４ＭＨｚ）を利用、即ち共用し、デジ
タルＡＦＣ回路を構成したので、新たに水晶発振子を導
入する事による、コストアップを回避でき、なおかつ高
性能なＡＦＣ（自動周波数制御）を可能とした。
【００１４】請求項２記載の発明においては、デジタル
ＡＦＣ回路の基準信号用として使用する水晶発振子（４
ＭＨｚ）を、選局回路で基準信号用として使用している
水晶発振子（４ＭＨｚ）と共用する回路構成としたこと
により、選局回路，デジタルＡＦＣを内蔵したＦＭ復調
回路（ＩＣ），及び水晶発振子の配置によっては、長い
パターンの引き回しが有り得る。そこで、先ず、デジタ
ルＡＦＣを内蔵したＦＭ復調回路（ＩＣ）と選局回路の
配置を水晶発振子とのパターンが長くならないよう近接
させる。これにより、他ブロック（入力部，局部発振器
等）への混信妨害を防止可能とした。
ＡＦＣ回路の基準信号用として使用する水晶発振子（４
ＭＨｚ）を、選局回路で基準信号用として使用している
水晶発振子（４ＭＨｚ）と共用する回路構成としたこと
により、選局回路，デジタルＡＦＣを内蔵したＦＭ復調
回路（ＩＣ），及び水晶発振子の配置によっては、長い
パターンの引き回しが有り得る。そこで、先ず、デジタ
ルＡＦＣを内蔵したＦＭ復調回路（ＩＣ）と選局回路の
配置を水晶発振子とのパターンが長くならないよう近接
させる。これにより、他ブロック（入力部，局部発振器
等）への混信妨害を防止可能とした。
【００１５】また、デジタルＡＦＣを内蔵したＦＭ復調
回路（ＩＣ）と選局回路の間にシールドを設けたので、
ベースバンド信号への、水晶発振子（４ＭＨｚ）信号の
干渉を低減させることを可能とした。さらに、このシー
ルドを設けたことにより、４ＭＨｚスプリアス（高調
波）による、画像への影響を抑えることを可能としてい
る。
回路（ＩＣ）と選局回路の間にシールドを設けたので、
ベースバンド信号への、水晶発振子（４ＭＨｚ）信号の
干渉を低減させることを可能とした。さらに、このシー
ルドを設けたことにより、４ＭＨｚスプリアス（高調
波）による、画像への影響を抑えることを可能としてい
る。
【００１６】
【実施例】実施例について図面を参照して説明する。図
１は本発明の一実施例を示すブロック図である。
１は本発明の一実施例を示すブロック図である。
【００１７】図１において、入力端子１には、図示しな
いパラボラアンテナで受信されて、ファーストコンバー
タ（一般にはＢＳコンバータ）で第１の中間周波数（以
下、第１のＩＦ周波数という）に増幅・変換された信号
が入力される。前記第１の中間周波数は、950〜1,880Ｍ
Ｈｚの範囲である。入力端子１に入力された第１のＩＦ
信号は、入力増幅回路２，ＡＧＣ回路３，第１中間周波
増幅回路４及びイメージ妨害信号を除去するプリセレク
タ５を経由し、混合器６の一方の入力端に供給される。
混合器６の他方の入力端には、局部発振器８からの局部
発振信号がバッファ７を介して供給される。
いパラボラアンテナで受信されて、ファーストコンバー
タ（一般にはＢＳコンバータ）で第１の中間周波数（以
下、第１のＩＦ周波数という）に増幅・変換された信号
が入力される。前記第１の中間周波数は、950〜1,880Ｍ
Ｈｚの範囲である。入力端子１に入力された第１のＩＦ
信号は、入力増幅回路２，ＡＧＣ回路３，第１中間周波
増幅回路４及びイメージ妨害信号を除去するプリセレク
タ５を経由し、混合器６の一方の入力端に供給される。
混合器６の他方の入力端には、局部発振器８からの局部
発振信号がバッファ７を介して供給される。
【００１８】局部発振器８の局部発振信号の周波数は、
マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）１８に
よって制御され、選局回路１４からの選局データによっ
て可変されるようになっている。また、選局回路１４
は、選局回路用ＰＬＬから成っており、基準信号を発生
させるために、水晶発振子１５を使用している。水晶発
振子１５としては、例えば４ＭＨｚのものが使用され
る。
マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）１８に
よって制御され、選局回路１４からの選局データによっ
て可変されるようになっている。また、選局回路１４
は、選局回路用ＰＬＬから成っており、基準信号を発生
させるために、水晶発振子１５を使用している。水晶発
振子１５としては、例えば４ＭＨｚのものが使用され
る。
【００１９】ここで、図２を用いて、選局回路１４の選
局回路用ＰＬＬの構成について説明する。選局回路１４
は、選局回路用ＰＬＬから成っている。局部発振器８の
発振周波数（ｆｉ）をプリスケーラ２３で１／Ｎｐに分
周し、さらにプログラマブルカウンタ２４で１／Ｎに分
周してできた周波数と、基準水晶発振器１５の発振周波
数（ｆｏ）を基準発振器２６で１／ｎに分周した周波数
とを、位相比較器２５に加え、結果をＬＰＦ（ローパス
フィルタ）２７を通して局部発振器８へもどす。そし
て、このループをロックさせる。その結果、等価的にｆ
ｉをｆｏのＮ倍にすることとなり、Ｎを適当に変えるこ
とによってｆｉ（局部発振周波数）を変化させて、任意
のチャンネルに合わせることができる。本実施例の場
合、プログラマブルカウンタ２４の分周比（Ｎ）をマイ
コンよりの選局データによって変化させている。
局回路用ＰＬＬの構成について説明する。選局回路１４
は、選局回路用ＰＬＬから成っている。局部発振器８の
発振周波数（ｆｉ）をプリスケーラ２３で１／Ｎｐに分
周し、さらにプログラマブルカウンタ２４で１／Ｎに分
周してできた周波数と、基準水晶発振器１５の発振周波
数（ｆｏ）を基準発振器２６で１／ｎに分周した周波数
とを、位相比較器２５に加え、結果をＬＰＦ（ローパス
フィルタ）２７を通して局部発振器８へもどす。そし
て、このループをロックさせる。その結果、等価的にｆ
ｉをｆｏのＮ倍にすることとなり、Ｎを適当に変えるこ
とによってｆｉ（局部発振周波数）を変化させて、任意
のチャンネルに合わせることができる。本実施例の場
合、プログラマブルカウンタ２４の分周比（Ｎ）をマイ
コンよりの選局データによって変化させている。
【００２０】前記マイクロコンピュータ（マイコン）１
８によって制御され、前記選局回路１４からの選局デー
タによって可変される、前記局部発振器８からの局部発
振信号と、前記プリセレクタ５からの信号とは、混合器
６において、第２の中間周波数（402.78ＭＨｚ）に周波
数変換される。
８によって制御され、前記選局回路１４からの選局デー
タによって可変される、前記局部発振器８からの局部発
振信号と、前記プリセレクタ５からの信号とは、混合器
６において、第２の中間周波数（402.78ＭＨｚ）に周波
数変換される。
【００２１】前記混合器６からの、第２の中間周波数
（以下、第２のＩＦ信号という）は、第２中間周波増幅
回路９で増幅後、デュアルＳＡＷフィルタ１０に入力さ
れる。デュアルＳＡＷフィルタ１０は、異なった通過帯
域（帯域１６ＭＨｚと帯域２７ＭＨｚ）を有した２つの
ＳＡＷフィルタ（弾性表面波フィルタ）で構成され、入
力されるＦＭ信号を、２種類の帯域で出力するものであ
る。ここで、ＳＡＷフィルタに２つの通過帯域を用意し
ているのは、セカンドコンバータ１９に入る信号のＣＮ
比（搬送波レベル対入力雑音レベル比）が低下した時
に、受信帯域を、通常帯域の２７ＭＨｚから、１６ＭＨ
ｚの狭帯域に切り替えて、デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ変調
回路２２に入るノイズ成分を低減し、画質の悪化を改善
するためである。ＳＡＷフィルタ１０からの２つの通過
帯域の信号は、帯域切換回路１１でどちらか一方の帯域
に切替えられてポストアンプ１２に供給され、増幅後、
デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ変調回路２２でＦＭ検波され、
セカンドコンバータ１９の出力端子１６より出力され
る。
（以下、第２のＩＦ信号という）は、第２中間周波増幅
回路９で増幅後、デュアルＳＡＷフィルタ１０に入力さ
れる。デュアルＳＡＷフィルタ１０は、異なった通過帯
域（帯域１６ＭＨｚと帯域２７ＭＨｚ）を有した２つの
ＳＡＷフィルタ（弾性表面波フィルタ）で構成され、入
力されるＦＭ信号を、２種類の帯域で出力するものであ
る。ここで、ＳＡＷフィルタに２つの通過帯域を用意し
ているのは、セカンドコンバータ１９に入る信号のＣＮ
比（搬送波レベル対入力雑音レベル比）が低下した時
に、受信帯域を、通常帯域の２７ＭＨｚから、１６ＭＨ
ｚの狭帯域に切り替えて、デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ変調
回路２２に入るノイズ成分を低減し、画質の悪化を改善
するためである。ＳＡＷフィルタ１０からの２つの通過
帯域の信号は、帯域切換回路１１でどちらか一方の帯域
に切替えられてポストアンプ１２に供給され、増幅後、
デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ変調回路２２でＦＭ検波され、
セカンドコンバータ１９の出力端子１６より出力され
る。
【００２２】前記帯域切換回路１１は、マイコン１８に
よって制御される選局回路１４からの制御信号によって
切り換えられるようになっている。
よって制御される選局回路１４からの制御信号によって
切り換えられるようになっている。
【００２３】ここで、デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ変調回路
２２のＡＦＣ回路及びＦＭ復調回路の機能（動作）につ
いて補足説明を行う。
２２のＡＦＣ回路及びＦＭ復調回路の機能（動作）につ
いて補足説明を行う。
【００２４】先ず、ＡＦＣ回路について説明する。従来
のＡＦＣ回路は、前記第２のＩＦ信号の中心周波数のず
れを補正するために、常に周波数のずれに対応した直流
電圧２０を、セカンドコンバータ１９の出力端子１７よ
り出力し、マイコン１８に送り出している。この信号を
もとにマイコン１８は周波数の変動を調整する。これが
ＡＦＣ回路の動作である。ところで、本実施例によるＡ
ＦＣ回路（デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ変調回路２２）はデ
ジタル方式であるので、基準信号発生用の水晶発振子が
必要となる。本実施例では、このデジタルＡＦＣ回路の
基準信号発生用の水晶発振子として、前記選局回路１４
の選局回路用ＰＬＬの基準信号発生用に使用している水
晶発振子１５を用いて（共用）いる。このデジタル方式
による前記デジタルＡＦＣ回路は、入力信号（前記第２
のＩＦ信号）の周波数を、直接カウンタでカウントして
周波数のずれを検出する方式であり、従来例によるアナ
ログ方式（ＦＭ復調出力の直流成分を周波数ずれ信号と
して用いる方法）と比較すると、調整が不要で、尚かつ
格段の精度の向上を、実現している。
のＡＦＣ回路は、前記第２のＩＦ信号の中心周波数のず
れを補正するために、常に周波数のずれに対応した直流
電圧２０を、セカンドコンバータ１９の出力端子１７よ
り出力し、マイコン１８に送り出している。この信号を
もとにマイコン１８は周波数の変動を調整する。これが
ＡＦＣ回路の動作である。ところで、本実施例によるＡ
ＦＣ回路（デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ変調回路２２）はデ
ジタル方式であるので、基準信号発生用の水晶発振子が
必要となる。本実施例では、このデジタルＡＦＣ回路の
基準信号発生用の水晶発振子として、前記選局回路１４
の選局回路用ＰＬＬの基準信号発生用に使用している水
晶発振子１５を用いて（共用）いる。このデジタル方式
による前記デジタルＡＦＣ回路は、入力信号（前記第２
のＩＦ信号）の周波数を、直接カウンタでカウントして
周波数のずれを検出する方式であり、従来例によるアナ
ログ方式（ＦＭ復調出力の直流成分を周波数ずれ信号と
して用いる方法）と比較すると、調整が不要で、尚かつ
格段の精度の向上を、実現している。
【００２５】次に、ＦＭ復調回路について説明する。Ｆ
Ｍ復調回路は、前述した通り、前記ポストアンプ１２よ
りの、入力信号（前記第２のＩＦ信号）についてＦＭ検
波を行うと共に、検波出力のレベル情報を、ＡＧＣ回路
３に対してフィードバックする。ＡＧＣ回路３は、該情
報に基ずき受信電波の強弱に応じて受信機の利得を制御
し、前記デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ復調回路２２から、常
に歪みの無い一定の検波出力が得られるようになってい
る。
Ｍ復調回路は、前述した通り、前記ポストアンプ１２よ
りの、入力信号（前記第２のＩＦ信号）についてＦＭ検
波を行うと共に、検波出力のレベル情報を、ＡＧＣ回路
３に対してフィードバックする。ＡＧＣ回路３は、該情
報に基ずき受信電波の強弱に応じて受信機の利得を制御
し、前記デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ復調回路２２から、常
に歪みの無い一定の検波出力が得られるようになってい
る。
【００２６】また、本実施例においては、ＡＦＣ回路及
びＦＭ復調回路は、デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ復調回路２
２として、１つのＩＣ（集積回路）で構成されている。
びＦＭ復調回路は、デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ復調回路２
２として、１つのＩＣ（集積回路）で構成されている。
【００２７】ところで、上記構成によれば、選局回路１
４，デジタルＡＦＣを内蔵したＦＭ復調回路（ＩＣ）２
２，及び水晶発振子（４ＭＨｚ）１５の配置によって
は、長いパターンの引き回しが、生じる可能性が有る。
４，デジタルＡＦＣを内蔵したＦＭ復調回路（ＩＣ）２
２，及び水晶発振子（４ＭＨｚ）１５の配置によって
は、長いパターンの引き回しが、生じる可能性が有る。
【００２８】そこで、これらの配置を含めたシャーシ構
造の例を図３に示す。先ず、デジタルＡＦＣを内蔵した
ＦＭ復調回路（ＩＣ）２２と選局回路１４の配置を、水
晶発振子（４ＭＨｚ）１５とのパターンが、長くならな
いよう近接させる。これにより、他ブロック（入力部，
局部発振器等）への混信妨害を防止出来る。次に、デジ
タルＡＦＣを内蔵したＦＭ復調回路（ＩＣ）２２と、選
局回路１４の間に、金属板で構成される電磁シールド手
段２１を設ける。これによりベースバンド映像信号（４
ＭＨｚ帯域）への水晶発振子（４ＭＨｚ）信号の干渉を
低減させることが可能となる。さらに、この電磁シール
ド手段２１を設けたことにより、４ＭＨｚスプリアス
（高調波）による画像への影響を抑えることも可能とな
る。
造の例を図３に示す。先ず、デジタルＡＦＣを内蔵した
ＦＭ復調回路（ＩＣ）２２と選局回路１４の配置を、水
晶発振子（４ＭＨｚ）１５とのパターンが、長くならな
いよう近接させる。これにより、他ブロック（入力部，
局部発振器等）への混信妨害を防止出来る。次に、デジ
タルＡＦＣを内蔵したＦＭ復調回路（ＩＣ）２２と、選
局回路１４の間に、金属板で構成される電磁シールド手
段２１を設ける。これによりベースバンド映像信号（４
ＭＨｚ帯域）への水晶発振子（４ＭＨｚ）信号の干渉を
低減させることが可能となる。さらに、この電磁シール
ド手段２１を設けたことにより、４ＭＨｚスプリアス
（高調波）による画像への影響を抑えることも可能とな
る。
【００２９】尚、上記実施例では、衛星放送及び衛星通
信を受信するセカンドコンバータにおける複数のＰＬＬ
シンセサイザ方式の回路（又はＩＣ）での基準水晶発振
子の共用について説明したが、本発明はこれに限定され
ず、基準水晶発振子を複数使用する各種装置に応用する
ことが可能である。
信を受信するセカンドコンバータにおける複数のＰＬＬ
シンセサイザ方式の回路（又はＩＣ）での基準水晶発振
子の共用について説明したが、本発明はこれに限定され
ず、基準水晶発振子を複数使用する各種装置に応用する
ことが可能である。
【００３０】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、ＦＭ
変調ＩＣとして、デジタルＡＦＣ回路採用のＩＣを使用
し、選局回路用ＰＬＬの基準水晶発振子を、デジタルＡ
ＦＣ回路採用のＦＭ変調ＩＣで使用（共用）したので、
水晶発振子追加分のコストアップを回避でき、なおか
つ、精度の良いデジタルＡＦＣ回路の導入を可能とする
事が出来るという効果がある。
変調ＩＣとして、デジタルＡＦＣ回路採用のＩＣを使用
し、選局回路用ＰＬＬの基準水晶発振子を、デジタルＡ
ＦＣ回路採用のＦＭ変調ＩＣで使用（共用）したので、
水晶発振子追加分のコストアップを回避でき、なおか
つ、精度の良いデジタルＡＦＣ回路の導入を可能とする
事が出来るという効果がある。
【００３１】さらに、水晶発振子の併用に伴う、ＦＭ変
調回路（ＩＣ）の配置換え、およびシールド配設による
シャーシ構造の変更により、水晶発振子のスプリアスに
よる他ブロック（入力部，局部発振器等）への混信妨害
を防止でき、特に画像への影響を抑えられるという効果
がある。
調回路（ＩＣ）の配置換え、およびシールド配設による
シャーシ構造の変更により、水晶発振子のスプリアスに
よる他ブロック（入力部，局部発振器等）への混信妨害
を防止でき、特に画像への影響を抑えられるという効果
がある。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】選局回路用ＰＬＬの構成を表わす図である。
【図３】本発明による回路配置およびシャーシ構造を示
す図である。
す図である。
【図４】従来における一般的なセカンドコンバータのブ
ロック図である。
ロック図である。
５… プリセレクタ ６… 混合器（ＭＩＸＥＲ） ８… 局部発振器（ＯＳＣ） １４… 選局回路 １５… 水晶発振子 １６… ＦＭ検波出力 １８… マイクロコンピュータ（ＡＦＣ手段） １９… セカンドコンバータ ２０… ＡＦＣ直流電圧 ２２… デジタルＡＦＣ内蔵ＦＭ復調回路
Claims (2)
- 【請求項１】局部発振器と混合器を備え、入力信号と前
記局部発振器からの発振周波数を混合し、第２の中間周
波数を生成する周波数変換手段と、 ＰＬＬシンセサイザ方式により前記局部発振器の周波数
を制御する、水晶発振子を備えた選局回路と、 前記第２の中間周波数に変換された信号のＦＭ検波を行
う、デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路と、 前記選局回路に対して放送局の選局データを供給し、前
記デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路よりのＡＦＣ
直流電圧により、前記第２の中間周波数の周波数制御
（ＡＦＣ）を行う手段とを具備し、 前記選局回路に使用されている水晶振動子を前記デジタ
ルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路と共用することを特徴
とする衛星放送受信装置。 - 【請求項２】局部発振器と混合器を備え、入力信号と前
記局部発振器からの発振周波数を混合し、第２の中間周
波数を生成する周波数変換手段と、 ＰＬＬシンセサイザ方式により前記局部発振器の周波数
を制御する、水晶発振子を備えた選局回路と、 前記第２の中間周波数に変換された信号のＦＭ検波を行
う、デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路と、 前記選局回路に対して放送局の選局データを供給し、前
記デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路よりのＡＦＣ
直流電圧により、前記第２の中間周波数の周波数制御
（ＡＦＣ）を行う手段とを具備し、 前記選局回路に使用されている水晶振動子を、前記デジ
タルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回路と共用し、かつ、前
記選局回路と前記デジタルＡＦＣ回路採用のＦＭ復調回
路の配置を近接させ、その間に電磁シールド手段を設け
たことを特徴とする衛星放送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6170966A JPH0837629A (ja) | 1994-07-22 | 1994-07-22 | 衛星放送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6170966A JPH0837629A (ja) | 1994-07-22 | 1994-07-22 | 衛星放送受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0837629A true JPH0837629A (ja) | 1996-02-06 |
Family
ID=15914674
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6170966A Pending JPH0837629A (ja) | 1994-07-22 | 1994-07-22 | 衛星放送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0837629A (ja) |
-
1994
- 1994-07-22 JP JP6170966A patent/JPH0837629A/ja active Pending
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