JPH0846654A

JPH0846654A - ディジタル復調器

Info

Publication number: JPH0846654A
Application number: JP17576394A
Authority: JP
Inventors: Yoshifumi Yamada; 芳文山田; Tadashi Shirato; 正白土
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 1994-07-27
Filing date: 1994-07-27
Publication date: 1996-02-16
Anticipated expiration: 2018-03-24
Also published as: JP3388508B2

Abstract

(57)【要約】【目的】順に、あるいは同時に復調可能な異なる周波
数のキャリアを含む信号数の増大に柔軟に対応すること
ができるディジタル復調器を実現する。【構成】マルチキャリア信号を入力し外部から指定さ
れた周波数のキャリアを含む信号のみを分波して出力す
る。直交周波数変換された同相成分（Ｉ成分）および直
交成分（Ｑ成分）を出力する。このＩ成分およびＱ成分
の信号をディジタル信号にそれぞれ変換する。このディ
ジタル信号に変換されたＩ成分およびＱ成分の信号を入
力し復調して出力する。このとき、分波における符号間
干渉を補償する。【効果】高速かつ高精度にキャリア周波数の切替えを
行う。復調装置設備の小型化が図れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信に利
用する。本発明はディジタル無線信号の復調に利用す
る。特に、複数の異なる周波数のキャリアを含むマルチ
キャリア信号の分波技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動通信その他において、基地局受信装
置またはマルチキャリア伝送における受信装置のように
複数の異なる周波数のキャリアを含む信号を同時に復調
処理する復調器や、周波数ホッピング伝送における受信
装置のように複数の異なる周波数のキャリアを含む信号
を順に復調処理する復調器では、複数の異なる周波数の
キャリアを含む信号を同時に、あるいは順に復調する必
要がある。その従来例を図８ないし図１０を参照して説
明する。図８はＲＦ帯における複数の異なる周波数のキ
ャリアを含む信号のスペクトラムを示す図である。図９
は従来例装置のブロック構成図である。図１０はその他
の従来例装置のブロック構成図である。図８において、
ｆ１〜ｆ５は各キャリア対応の中心周波数であり、破線
のｆ２、ｆ５は空きキャリアを示し、それぞれのキャリ
アはナイキスト波形整形により帯域制限されている。

【０００３】ところで、直交位相変調波は、直交検波を
行うことにより得られたＩチャネルおよびＱチャネルの
各ベースバンド信号を用いて復調することができる。以
下にその基本原理を説明する。ベースバンド信号の信号
空間ダイヤグラムにおける瞬時振幅がＡ_n（ｔ）、瞬時
位相角がφ_n（ｔ）、キャリア周波数がｆ_nである変調
波信号ｓ（ｔ）は、ｓ（ｔ）＝Ａ_n（ｔ）ｃｏｓ〔φ_n（ｔ）＋２πｆ_nｔ〕 …（１）と表される。この変調波に対し、直交キャリア信号ｃｏ
ｓ（２πｆ_nｔ）および−ｓｉ_n（２πｆ_nｔ）を乗算
すると、それぞれ、ｓ（ｔ）・ｃｏｓ（２πｆ_nｔ）＝Ａ_n（ｔ）ｃｏｓ〔φ_n（ｔ）＋２πｆ_nｔ〕・ｃｏｓ（２πｆ_nｔ）＝〔Ａ_n（ｔ）／２〕ｃｏｓ〔φ（ｔ）〕＋〔Ａ_n（ｔ）／２〕ｃｏｓ〔φ_n（ｔ）＋４πｆ_nｔ〕 …（２）ｓ（ｔ）・−ｓｉｎ（２πｆ_nｔ）＝−Ａ_n（ｔ）ｃｏｓ〔φ_n（ｔ）＋２πｆ_nｔ〕・ｓｉｎ（２πｆ_nｔ）＝〔Ａ_n（ｔ）／２〕ｓｉｎ〔φ_n（ｔ）〕− 〔Ａ_n（ｔ）／２〕ｓｉｎ〔φ_n（ｔ）＋４πｆ_nｔ〕 …（３）と変形できる。したがって、（２）式および（３）式の
それぞれの２項目を低域通過フィルタを用いて除去する
ことによって２つの直交ベースバンド信号Ｉ（ｔ）＝〔Ａ_n（ｔ）／２〕ｃｏｓ〔φ_n（ｔ）〕 …（４）Ｑ（ｔ）＝〔Ａ_n（ｔ）／２〕ｓｉｎ〔φ_n（ｔ）〕 …（５）が得られ、これらのベースバンド信号を用いて振幅およ
び位相を識別し、符号判定することにより復調データを
得ることができる。以上述べたように、キャリア周波数
２πｆ_nの変調波は、直交キャリア信号ｃｏｓ（２πｆ
_nｔ）および−ｓｉｎ（２πｆ_nｔ）を用いて直交検波
することによって復調することが可能であり、２πｆ_n
を変化させることで異なる周波数のキャリアを含む信号
にアクセスすることが可能である。

【０００４】ところで、ディジタル信号を送信する場合
には、その周波数帯域を制限するために、送信信号は一
般に伝送方式に応じた波形整形がなされて送出される。
その送信信号に対して、上述した方法により誤り率の劣
化なく復調データを得るためには、受信した変調波に対
して伝送方式に応じた波形整形を行う必要があり、受信
フィルタを通過した後に、ナイキスト波形となるように
する必要がある。通常ナイキスト伝送系を構成するため
に、その周波数特性を送信側と受信側とに分配する方法
がとられるが、そのナイキストフィルタが不完全である
と符号間干渉が生じ、伝送誤り率が劣化する。

【０００５】従来、アクセスキャリアの設定および切替
えを行うのにＰＬＬ周波数シンセサイザを用いていた。
従来のＰＬＬ周波数シンセサイザは安定なキャリアアク
セスを行うのに要するキャリアの切替時間が現状技術で
は数百μｓ〜数ｍｓであり、ＴＤＭＡ（時分割多元接
続）方式における基地局受信装置やＦＨ（周波数ホッピ
ング）伝送方式における受信装置のようにアクセスキャ
リアをＰＬＬ周波数シンセサイザの切替速度以上に高速
に切替える必要がある場合には、従来は複数のＰＬＬ周
波数シンセサイザを用いて、それらを切替えることでア
クセスキャリアの高速切替えを行う。また、従来、受信
フィルタとしてナイキスト周波数特性をもつ帯域通過フ
ィルタを用いて、ナイキスト波形を得ていた。

【０００６】図９に、従来の複数のＰＬＬ周波数シンセ
サイザを切替えてアクセスキャリアの高速切替えを行う
復調器構成を示す。図９において、受信信号は復調しよ
うとするキャリアの中心周波数がナイキストフィルタの
中心周波数と一致するように受信信号と局発発振周波数
とをミキサ９１により乗算することで周波数変換され
る。このとき、周波数変換するための局発発振周波数
は、キャリア指定信号に応じて発振周波数の設定を行う
複数のＰＬＬ周波数シンセサイザ９４の出力を切替スイ
ッチ９５で選択することで得て、これにより、アクセス
キャリアの高速切替えを行う。周波数変換された信号
は、ナイキストフィルタ９２で波形整形され、自動利得
制御アンプ（ＡＧＣアンプ、あるいはリミッタアンプで
もよい）９３で一定のレベルに調整されて、直交検波部
９６に入力され、上述した方法により所望のベースバン
ド信号を得て、ＡＤ変換器１５でディジタル信号に変換
された後に、識別判定部９７で変調方式に応じて識別判
定されたデータが出力される。

【０００７】また、基地局受信装置やマルチキャリア伝
送用の受信装置のように複数キャリアの変調波を同時に
復調するのに、従来はアクセスするキャリア数だけの復
調器を用意し、それぞれ個別に復調を行っていた。図１
０に従来の複数キャリアを同時に復調する復調器の構成
を示す。図１０において入力された受信信号は、ハイブ
リッド３１で分配され、それぞれの復調器９０に入力さ
れる。復調器９０は同時にアクセスするキャリア数だけ
用意されている。復調器９０に入力された信号は、各変
調波のキャリア周波数に対応してＰＬＬ周波数シンセサ
イザ９４により個別に設定された局発発振周波数で周波
数変換され、ナイキストフィルタ９２で波形整形され、
自動利得制御アンプ（ＡＧＣアンプ、あるいはリミッタ
アンプでもよい）９３で一定のレベルに調整された後
に、直交検波部９６で上述した方法で直交検波され、Ｉ
チャネル、Ｑチャネルの２つの直交ベースバンド信号が
得られる。これらのベースバンド信号は、ＡＤ変換器１
５でディジタル信号に変換されて識別判定部９７に入力
され、符号判定された復調データが得られる。それぞれ
の復調器９０においても同様の処理が行われ、それぞれ
の復調データが得られる。

【０００８】また、従来、ナイキスト波形を得るために
ナイキスト特性を持つ帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）を用
い、復調データの誤り率の劣化を抑えるために、ナイキ
ストフィルタの周波数特性に高い精度が要求され、さら
にＩＦ周波数の設定にデバイスによる制限があった。例
えば、セラミック素子によりナイキストフィルタを構成
する場合その中心周波数は１０ＭＨｚ前後に限定され、
またＳＡＷ素子では１００ＭＨｚ前後に限定されるな
ど、ナイキスト特性を精度よく保ちかつ中心周波数を柔
軟に設定することは非常に困難である。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】従来は、上述したよう
に、ＴＤＭＡ（時分割多元接続）方式やＦＨ（周波数ホ
ッピング）伝送方式その他において、ＰＬＬ周波数シン
セサイザの周波数切替速度以上の高速のキャリア切替え
を必要とする場合には、複数のＰＬＬ周波数シンセサイ
ザの出力を切替えることでキャリアの高速切替えを行っ
ていた。この場合、ＰＬＬ周波数シンセサイザの数が増
大し、回路規模が大きくなるという欠点がある。

【００１０】また、従来、キャリア周波数の異なる複数
キャリアの信号を同時に復調する場合には、個別に周波
数変換、ナイキスト波形整形および直交検波を行ってい
た。このため、同時に復調するキャリア数が増加すると
周波数シンセサイザ、ナイキストフィルタおよび直交検
波器の数が増大してしまうという欠点がある。

【００１１】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、順に、あるいは同時に復調可能な異なる周波数
のキャリアを含む信号数の増大に柔軟に対応することが
できるディジタル復調器を提供することを目的とする。
本発明は、多数のキャリアを分波する分波器を容易に実
現することができるディジタル復調器を提供することを
目的とする。本発明は、高速かつ高精度にキャリア周波
数の切替えを行うことができるディジタル復調器を提供
することを目的とする。本発明は、複数の異なる周波数
のキャリアを含む信号を扱う復調装置設備の小型化を図
ることができるディジタル復調器を提供することを目的
とする。本発明は、分波器に高い精度を要せず、分波器
の特性に依らずに、複数の異なる周波数のキャリアを含
む信号を同時に復調することができるディジタル復調器
を提供することを目的とする。本発明は、複数の異なる
周波数のキャリアを含む信号を同時に復調することがで
きるディジタル復調器を提供することを目的とし、その
復調特性が一定かつ良好なディジタル復調器を提供する
ことを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、分波器を用い
て希望のキャリア信号を選択し、直交周波数変換を固定
周波数で行い、ディジタル信号処理によってキャリアア
クセスを行うことにより、高速かつ安定なキャリアアク
セスおよびキャリア切替えが可能であり、また周波数シ
ンセサイザを用いず、単一の周波数固定の発振器のみ
で、順に、あるいは同時に復調可能な異なる周波数のキ
ャリアを含む信号数の増大に柔軟に対応できることを特
徴とする。

【００１３】さらに、分波器の不完全性をディジタル信
号処理によって補償することにより、多数の異なる周波
数のキャリアを含む信号を分波する分波器を容易に構成
できることを特徴とする。

【００１４】すなわち、本発明は、マルチキャリア信号
を入力信号とし、この入力信号を中間周波数信号に変換
する周波数変換部（３）と、この中間周波数信号をディ
ジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換回路
（５）と、このディジタル信号をベースバンド信号に変
換する周波数シフト部（７）と、この周波数シフト部の
出力が通過する符号間干渉補償回路（９、８）とを備え
たディジタル復調器である。

【００１５】ここで、本発明の特徴とするところは、前
記周波数変換部の前段で前記入力信号から一つのキャリ
ア周波数を時分割的に切換選択する分波部（１）を備
え、この分波部、前記周波数シフト部、および前記符号
間干渉補償回路が共通のキャリア指定信号により選択す
るキャリア周波数が一斉に変更されるところにある。

【００１６】前記分波部（１）は、ディジタル論理回路
により構成され、前記キャリア指定信号により選択する
キャリア周波数の帯域通過濾波器となるホッピングフィ
ルタであることが望ましい。

【００１７】あるいは、前記分波部（１）は、各キャリ
ヤ周波数にそれぞれ対応する帯域通過濾波器を含むフィ
ルタバンク（３２）および一つの帯域通過濾波器の出力
信号を選択するセレクタ（３４）を含む構成とすること
もできる。

【００１８】前記入力信号は多相位相変調信号であり、
前記周波数変換部は変調位相対応の出力信号を送出する
多相位相周波数変換手段を含むことが望ましい。

【００１９】また、複数ｎ個のマルチキャリア信号を入
力信号とし、この入力信号の各キャリア周波数対応に帯
域通過濾波器が設定されたフィルタバンク（３２）と、
このフィルタバンクのｎ個の出力信号からｍ個（ｎ＞
ｍ）の信号を選択するマトリクススイッチ（４１）と、
このマトリクススイッチのｍ個の出力にそれぞれ設けら
れた復調器（９０）と、このｍ個の復調器（９０）の各
同調周波数を前記マトリクススイッチの切り換えと連動
して指定する手段（１００）とを備える構成とすること
もできる。

【００２０】これにより、順に、あるいは同時に復調可
能な、異なる周波数のキャリアを含む信号の増大に柔軟
に対応することができるディジタル復調器が実現でき
る。また、複数の周波数のキャリアを含む信号を分波す
る分波器を容易に実現することができる。

【００２１】

【作用】それぞれ異なる周波数の複数のキャリアを含む
マルチキャリア信号を入力し外部から指定された周波数
のキャリアを含む信号のみを分波して出力する。この分
波された信号を入力し固定周波数の直交信号によって直
交周波数変換された同相成分（Ｉ成分）および直交成分
（Ｑ成分）を出力する。このＩ成分およびＱ成分の信号
をディジタル信号にそれぞれ変換する。このディジタル
信号に変換されたＩ成分およびＱ成分の信号を入力し復
調して出力する。

【００２２】このとき、ディジタル信号に変換されたＩ
成分およびＱ成分の信号を入力し前記指定された周波数
のキャリアに応じた量だけ周波数をシフトすることによ
りＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号を得る。この
周波数シフトにより得られたＩ成分およびＱ成分のベー
スバンド信号を入力し分波における符号間干渉を補償す
る。この符号間干渉補償のために供給する補償係数を指
定されたキャリアの周波数に応じて設定する。符号間干
渉補償により符号間干渉が補償されたＩ成分およびＱ成
分のベースバンド信号を入力しあらかじめ定められた変
調方式に応じた識別判定により復号された符号を出力す
る。

【００２３】直交周波数変換の前段に、分波により得ら
れた信号を一定にすることがよい。分波には、ホッピン
グフィルタを用いることもできる。

【００２４】あるいは、通過帯域特性がそれぞれ異なる
複数の帯域濾波器を備えたフィルタバンクを設け、この
複数の帯域濾波器から一つを切替選択してもよい。

【００２５】また、それぞれ異なる周波数のキャリアを
含む複数ｎ個の信号を入力しこのｎ個の信号すべてをそ
れぞれあらかじめ定められたｎ本の出力方路に出力し、
このｎ本の出力方路から指定されたｍ個の信号を選択出
力する。このｍ個の出力のそれぞれについて、固定周波
数の直交信号によって直交周波数変換された同相成分
（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）を出力し、このＩ
成分およびＱ成分の信号をディジタル信号に変換する。
このディジタル信号に変換されたＩ成分およびＱ成分の
信号を入力し復調して出力する。このディジタル信号に
変換されたＩ成分およびＱ成分の信号を入力し前記直交
周波数変換手段に入力された信号のキャリア周波数に応
じた量だけ周波数をシフトすることによりＩ成分および
Ｑ成分のベースバンド信号を得る。この周波数シフト手
段により得られたＩ成分およびＱ成分のベースバンド信
号を入力し前記分波手段の符号間干渉を補償する。この
符号間干渉補償のために供給する補償係数を前記直交周
波数変換した信号のキャリア周波数に応じて設定する。
符号間干渉補償により前記符号間干渉が補償されたＩ成
分およびＱ成分のベースバンド信号を入力しあらかじめ
定められた変調方式に応じた識別判定により復号された
符号を出力するようにすることもできる。

【００２６】これにより、順に、あるいは同時に復調可
能な異なる周波数のキャリアを含む信号数の増大に柔軟
に対応することができる。その他に、多数の異なる周波
数のキャリアを含む信号を分波する分波器を容易に実現
することができる。

【００２７】

【実施例】本発明第一実施例の構成を図１を参照して説
明する。図１は本発明第一実施例装置のブロック構成図
である。

【００２８】本発明は、マルチキャリア信号を入力信号
とし、この入力信号を中間周波数信号に変換する周波数
変換部としての直交周波数変換部３と、この中間周波数
信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル
変換回路５と、このディジタル信号をベースバンド信号
に変換する周波数シフト部７と、この周波数シフト部の
出力が通過する符号間干渉補償回路としての補償係数設
定部９および符号間干渉補償部８とを備えたディジタル
復調器である。

【００２９】ここで、本発明の特徴とするところは、直
交周波数変換部３の前段で前記入力信号から一つのキャ
リア周波数を時分割的に切換選択する分波部１を備え、
この分波部１、周波数シフト部７、および補償係数設定
部９が共通のキャリア指定信号により選択するキャリア
周波数が一斉に変更されるところにある。

【００３０】次に、本発明第一実施例の動作を説明す
る。図１において、複数の異なる周波数のキャリアを含
む信号は分波部１に入力され、指定された周波数のキャ
リアを含む信号の信号成分がおおまかに分離抽出され
る。分波されたキャリアの信号は定レベル化部２により
信号レベルが一定化され、周波数固定発振器４で発生さ
れた周波数２πｆｃを基準としてこの周波数により直交
周波数変換を行い、ベースバンド成分の中心周波数が０
（直流値）から指定キャリアの周波数に応じた量だけシ
フトしているＩチャネルおよびＱチャネルの信号が得ら
れる。ここで入力信号のキャリア周波数が固定周波数２
πｆｃから２πΔｆｉだけずれたものとみなし、Ｓ（ｔ）＝Ａ_i（ｔ）ｃｏｓ〔φ_i（ｔ）＋２π（Δｆ_i＋ｆｃ）ｔ〕…（６）と表現すると、（２）、（３）式と同様に、直交周波数
変換後のＩチャネルおよびＱチャネルの信号は、Ｉ（ｔ）＝〔Ａ_i（ｔ）／２〕ｃｏｓ〔φ_i（ｔ）＋２πΔｆ_iｔ〕…（７）Ｑ（ｔ）＝〔Ａ_i（ｔ）／２〕ｓｉｎ〔φ_i（ｔ）＋２πΔｆ_iｔ〕…（８）と表される。これらのＩチャネルおよびＱチャネルの信
号は、アナログ−ディジタル変換回路（Ａ／Ｄ）５でデ
ィジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部６に入
力される。ディジタル信号処理部６では、まず周波数シ
フト部７において、直交検波後のＩチャネルおよびＱチ
ャネルの信号を取り込み、位相回転演算を行うことで周
波数シフトを行い、ベースバンド信号になるようにする
（周波数シフト演算）、すなわち、周波数シフト演算し
た後のＩチャネルおよびＱチャネルの信号Ｉｓ（ｔ）、
Ｑｓ（ｔ）は、

【００３１】

【数１】と表され、この演算によりＩチャネルおよびＱチャネル
のベースバンド信号が得られる。これらの周波数シフト
演算により得られたＩチャネルおよびＱチャネルのベー
スバンド信号は、分波部１の不完全性により符号間干渉
を受けた信号として得られており、これらの信号は符号
間干渉補償部８に取り込まれて、その符号間干渉を補償
されて出力される。このとき補償するのに必要な係数
は、あらかじめ指定キャリアに対する分波部１の周波数
特性に応じて求めた補償係数を指定キャリアに応じて補
償係数設定部９から供給される。

【００３２】符号間干渉が補償されたＩチャネルおよび
Ｑチャネルのベースバンド信号は、識別判定部１０に取
り込まれ、変調方式に応じて識別および判定された復調
データとして出力される。

【００３３】したがって、本発明においては、分波部１
に高い精度のナイキスト条件を要求する必要がなく、す
なわち、例えば共振型帯域濾波器のような簡単な帯域濾
波器（ＢＰＦ）でよいため、多数のキャリアを分波する
分波部１が容易に実現できる。

【００３４】次に、本発明第一実施例の詳細な構成およ
び動作を図２を参照して説明する。図２は本発明第一実
施例装置の詳細なブロック構成図である。本発明第一実
施例装置は、ホッピングフィルタ２１を用いて分波を行
う。図２において、複数の異なる周波数のキャリアを含
む入力信号は、ホッピングフィルタ２１で大まかに分波
される。ここで、ホッピングフィルタ２１は、中心周波
数を外部からのキャリア指定に応じて可変できる帯域濾
波器である。外部からのキャリア指定により分波された
信号は、定レベル化部２により一定の信号レベルに調整
される。この定レベル化部２は、ＡＧＣアンプまたはリ
ミッタアンプにより実現される。この一定の信号レベル
に調整された信号は、直交周波数変換部３に入力され
る。直交周波数変換部３では、周波数固定発振器４で発
生された固定周波数２πｆｃで直交周波数変換され、中
心周波数から指定キャリアに応じた量２πΔｆ_iだけ
“０”から周波数シフトしたＩチャネルおよびＱチャネ
ルの信号が得られる。これらのＩチャネルおよびＱチャ
ネルの信号はアナログディジタル変換回路５によりディ
ジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部６に取り
込まれる。

【００３５】ディジタル信号処理部６では、まず周波数
シフト部７で、（９）式の演算が行われ、Ｉチャネルお
よびＱチャネルのベースバンド信号が得られる。これら
の周波数シフト演算により得られたＩチャネルおよびＱ
チャネルのベースバンド信号は、ホッピングフィルタ２
１の不完全性により符号間干渉を受けた信号であり、こ
れらの信号は符号間干渉補償部８に取り込まれて、その
符号間干渉を補償され出力される。このとき補償するの
に必要な係数は、あらかじめ指定キャリアに対する分波
手段であるホッピングフィルタ２１の周波数特性に応じ
て求めた補償係数を指定キャリアに応じて補償係数設定
部９から供給される。符号間干渉が補償されたＩチャネ
ルおよびＱチャネルのベースバンド信号は、識別判定部
１０に取り込まれ、変調方式に応じて識別および判定さ
れ復調データとして出力される。

【００３６】次に、周波数シフト部７の構成を図５を参
照して説明する。図５は周波数シフト部７のブロック構
成図である。（９）式の演算を行うために必要なｃｏｓ
２πΔｆ_iｔ、ｓｉｎ２πΔｆ_iその他の信号は位相ア
キュムレータ５２により得られた瞬時位相データをアド
レス入力としたＲＯＭ５３〜５５により発生される。こ
こで瞬時位相データはキャリア指定データに応じた位相
ステップを位相ステップ設定回路５１により発生するこ
とで得られる。（９）式にしたがい、ＲＯＭ５３〜５５
により発生されたシフト信号とＩチャネルおよびＱチャ
ネルの信号とを乗算および加算演算し、キャリア指定デ
ータに対応した希望のキャリアの信号がベースバンド信
号になるように周波数シフト演算する。

【００３７】次に、周波数シフト部７の他の構成を図６
を参照して説明する。図６は他の周波数シフト部７のブ
ロック構成図である。ここでは、ＩチャネルおよびＱチ
ャネルの信号とｃｏｓ２πΔｆ_iｔ、ｓｉｎ２πΔｆ_i
その他との乗算結果はあらかじめＲＯＭ６１〜６４に書
込んでおき、キャリア指定データおよびカウンタ６５に
より発生された読出アドレスに対応して演算結果を出力
する。

【００３８】次に、符号間干渉補償部８および補償係数
設定部９の構成を図７を参照して説明する。図７は符号
間干渉補償部８および補償係数設定部９のブロック構成
図である。図７はトランスバーサルフィルタ型の符号間
干渉補償部８および補償係数設定部９である。図７にお
いて、符号間干渉を受けたＩチャネルおよびＱチャネル
のベースバンド信号は、それぞれシフトレジスタ７１で
１シンボルずつシフトした振幅データと、タップ係数設
定回路７４から供給される補償係数（タップ係数）とを
乗算器７２で乗算し、加算器７３ですべてのタップを加
算することで符号間干渉が補償されたＩチャネルおよび
Ｑチャネルのベースバンド信号が得られる。ここで、タ
ップ係数は符号間干渉量が最小になるように、すなわち
復調データの誤り率特性が最良になるようにあらかじめ
決められる。

【００３９】次に、本発明第二実施例を図３を参照して
説明する。図３は本発明第二実施例装置のブロック構成
図である。本発明第二実施例装置は、フィルタバンク３
２を用いている。図３において、複数の異なる周波数の
キャリアを含む入力信号は、フィルタバンク３２で大ま
かに分波される。フィルタバンク３２は、中心周波数の
異なる帯域濾波器３３₁〜３３_nをキャリア数分だけ並
列に組み合わせたもので、外部からのキャリア指定に応
じてその通過する帯域濾波器３３₁〜３３_nを選択でき
るものである。フィルタバンク３２によって分波された
複数のキャリアから指定キャリアの信号がセレクタ３４
で選択される。ここで、セレクタ出力の段階で一定の信
号レベルになるように帯域濾波器３３₁〜３３_nの出力
またはセレクタ３４の出力に対して定レベル化処理がさ
れているものとする。セレクタ３４で選択されたキャリ
アの信号は直交周波数変換部３に入力され、Ｉチャネル
およびＱチャネルの信号が得られ、アナログ・ディジタ
ル変換回路５でディジタル信号に変換され、ディジタル
信号処理部６に取り込まれる。以降は、本発明第一実施
例と同様である。本発明第二実施例においては、フィル
タバンク３２を構成する帯域濾波器３３₁〜３３_nはデ
ィジタル信号処理部６において、その不完全性が補償さ
れるため、簡単な帯域濾波器３３₁〜３３_nで容易に構
成することができる。

【００４０】次に、本発明第三実施例を図４を参照して
説明する。図４は本発明第三実施例装置のブロック構成
図である。本発明第三実施例装置は、フィルタバンク３
２およびマトリクススイッチ４１を用いて複数キャリア
を同時に分波および復調する。図４において、複数の異
なる周波数のキャリアを含む入力信号は、フィルタバン
ク３２で大まかに分波される。フィルタバンク３２によ
って分波されたｎ個のキャリアからｍ個の指定キャリア
の信号がキャリア指定制御部１００からの選択信号に応
じてｎ×ｍのマトリクススイッチ４１で選択される。こ
こで、マトリクススイッチ４１の出力の段階で一定の信
号レベルになるようにフィルタバンク３２の出力または
マトリクススイッチ４１の出力に対して定レベル化処理
がされているものとする。マトリクススイッチ４１で選
択されたキャリアの信号はそれぞれの復調器９０に入力
される。復調器９０は同時にアクセスするキャリア数ｍ
だけ用意されている。キャリア指定制御部１００からは
キャリア指定信号が各復調器９０に入力される。復調器
９０では直交周波数変換部３によりＩチャネルおよびＱ
チャネルの信号が得られ、アナログ・ディジタル変換回
路５でディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理
部６に取り込まれる。以降は、本発明第一実施例と同様
である。それぞれの復調器９０においても同様の処理が
施され、それぞれの復調データが得られる。このとき、
直交周波数変換のための局発発振周波数が各復調器９０
で共通に使用できるため、単一の発振器を用意すればよ
い。

【００４１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
順に、あるいは同時に復調可能な異なる周波数のキャリ
アを含む信号数の増大に柔軟に対応することができるデ
ィジタル復調器を実現することができる。本発明によれ
ば、多数のキャリアを分波する分波器を容易に実現する
ことができるディジタル復調器を実現することができ
る。本発明によれば、高速かつ高精度にキャリア周波数
の切替えを行うことができるディジタル復調器を実現す
ることができる。本発明によれば、複数の異なる周波数
のキャリアを含む信号を扱う復調装置設備の小型化を図
ることができる。本発明によれば、分波器に高い精度を
要せず、分波器の特性に依らずに、複数の異なる周波数
のキャリアを含む信号を同時に復調することができる。
その復調特性が一定かつ良好な復調器を構成することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明第一実施例装置のブロック構成図。

【図２】本発明第一実施例装置の詳細なブロック構成
図。

【図３】本発明第二実施例装置のブロック構成図。

【図４】本発明第三実施例装置のブロック構成図。

【図５】周波数シフト部のブロック構成図。

【図６】他の周波数シフト部のブロック構成図。

【図７】符号間干渉補償部および補償係数設定部のブロ
ック構成図。

【図８】ＲＦ帯における複数の異なる周波数のキャリア
を含む信号のスペクトラムを示す図。

【図９】従来例装置のブロック構成図。

【図１０】その他の従来例装置のブロック構成図。

【符号の説明】

１分波部２定レベル化部３直交周波数変換部４周波数固定発振器５アナログ・ディジタル変換回路６ディジタル信号処理部７周波数シフト部８符号間干渉補償部９補償係数設定部１０、９７識別判定部２１ホッピングフィルタ２４、３１ハイブリッド２５ミキサ２６ π／２移相器２７低域濾波器３２フィルタバンク３３₁〜３３_n 帯域濾波器３４セレクタ４１マトリクススイッチ５１位相ステップ設定回路５２位相アキュムレータ５３〜５５、６１〜６４ＲＯＭ５６、７２乗算器５７、７３加算器６５カウンタ７１シフトレジスタ７４タップ係数設定回路９０復調器９１ミキサ９２ナイキストフィルタ９３自動利得制御アンプ９４ＰＬＬ周波数シンセサイザ９５切替スイッチ９６直交検波部９７識別判定部９８発振器１００キャリア指定制御部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０４Ｂ 1/713 Ｈ０４Ｌ 25/03 Ｃ 9199−5ＫＨ０４Ｊ 13/00 Ｅ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】マルチキャリア信号を入力信号とし、こ
の入力信号を中間周波数信号に変換する周波数変換部
（３）と、この中間周波数信号をディジタル信号に変換
するアナログ・ディジタル変換回路（５）と、このディ
ジタル信号をベースバンド信号に変換する周波数シフト
部（７）と、この周波数シフト部の出力が通過する符号
間干渉補償回路（９、８）とを備えたディジタル復調器
において、前記周波数変換部の前段で前記入力信号から一つのキャ
リア周波数を時分割的に切換選択する分波部（１）を備
え、この分波部、前記周波数シフト部、および前記符号
間干渉補償回路が共通のキャリア指定信号により選択す
るキャリア周波数が一斉に変更されることを特徴とする
ディジタル復調器。
【請求項２】前記分波部（１）は、ディジタル論理回
路により構成され、前記キャリア指定信号により選択す
るキャリア周波数の帯域通過濾波器となるホッピングフ
ィルタである請求項１記載のディジタル復調器。
【請求項３】前記分波部（１）は、各キャリヤ周波数
にそれぞれ対応する帯域通過濾波器を含むフィルタバン
ク（３２）および一つの帯域通過濾波器の出力信号を選
択するセレクタ（３４）を含む請求項１記載のディジタ
ル復調器。
【請求項４】前記入力信号は多相位相変調信号であ
り、前記周波数変換部は変調位相対応の出力信号を送出
する多相位相周波数変換手段を含む請求項１記載のディ
ジタル復調器。
【請求項５】複数ｎ個のマルチキャリア信号を入力信
号とし、この入力信号の各キャリア周波数対応に帯域通
過濾波器が設定されたフィルタバンク（３２）と、この
フィルタバンクのｎ個の出力信号からｍ個（ｎ＞ｍ）の
信号を選択するマトリクススイッチ（４１）と、このマ
トリクススイッチのｍ個の出力にそれぞれ設けられた復
調器（９０）と、このｍ個の復調器（９０）の各同調周
波数を前記マトリクススイッチの切り換えと連動して指
定する手段（１００）とを備えたことを特徴とするディ
ジタル復調器。