JPH08503116A

JPH08503116A - １サイクル応答の負荷電流基本波フィルタ

Info

Publication number: JPH08503116A
Application number: JP6511067A
Authority: JP
Inventors: チャールズダブリューエドワーズ
Original assignee: Electric Power Research Institute Inc
Current assignee: Electric Power Research Institute Inc
Priority date: 1992-10-30
Filing date: 1993-10-01
Publication date: 1996-04-02
Also published as: EP0667992A1; US5359275A; AU670137B2; WO1994010743A1; CA2146987A1; AU5168593A; EP0667992A4; ZA937706B

Abstract

(57)【要約】能動的電力ライン調整装置のコントローラ（50，52，54，56，58，60，62，64，66）は、非直線的な負荷（48）に対する正弦波負荷電流を発生するために能動的電力ライン調整装置（40）に付与される基準信号を発生するのに使用される。能動的電力ライン調整装置のコントローラ（50，52，54，56，58，60，62，64，66）は、１サイクル応答のフィルタとして働いてフィードホワード負荷電流基本信号を導出し、これが瞬時負荷電流信号から減算されて、基準信号が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】１サイクル応答の負荷電流基本波フィルタ発明の分野本発明は一般に低歪の電力信号を発生するための方法及び装置に係る。本発明は、特に、能動的電力ライン調整装置の並列インバータによって基準信号として使用される負荷電流高調波信号を得るために瞬時負荷電流信号から減算されるフィードホワード負荷電流基本波信号を導出するための１サイクル応答フィルタに係る。先行技術の説明電力を制御及び調整するためにパワーエレクトロニック回路が使用される。例えば、パワーエレクトロニック回路は、直流を交流に変換したり、電圧又は電流の大きさを変えたり、或いは交流の周波数を変えたりするのに使用される。インバータは、直流ソース信号を受け取りそしてそれを交流出力信号に変換するパワーエレクトロニック回路である。高調波の中性化及びパルス巾変調技術は交流信号を発生するのに使用される。高調波の中性化は、各々基本周波数でスイッチングする多数の位相シフトされた方形波の組合せを含む。パルス巾変調は、基本波よりも何倍も高い周波数で単一のインバータをスイッチングすることを含む。フィルタは、その主たる目的が電力波形を改善することであるか又はＥＭＩを除去することであるかに基づいて分類することができる。波形を改善するためのフィルタは、通常、音声レンジの周波数を取り扱う。ＥＭＩフィルタは、通常、４５５ｋＨｚ又はそれ以上の周波数に関連したものである。受動的フィルタは、典型的に、インバータの出力から不所望な高調波を除去するのに用いられる。不都合なことに、受動的フィルタは、脈動的に又はランダムに変化する負荷において連続的な高調波フィルタ作用を与えるものではない。これは、受動的フィルタが相当の安定化遅延の後でなければ新たな高調波レベルに適応しないためである。受動的フィルタは、大きく、重量があり、コストがかかり、そして一般的には大きく負荷に依存する傾向となる。従って、受動的フィルタは、しばしば、パワーエレクトロニック装置の全コスト、重量及びサイズの実質的な部分を構成することになる。能動的フィルタは、受動的フィルタに関連した多数の欠点を伴わない新しい技術である。この技術は、能動的フィードバックフィルタの理論に基づいている。実際の波形と所望の波形との差を最小にするために、単一のエネルギー蓄積エレメント（インダクタ又はキャパシタ）を有するフィードバックループが使用される。最近、交流配電システムにおいて電圧及び電流の両方の波形歪が増加していることに鑑み、成功裡な能動的電カフィルタ開発の緊急性が高まっている。これらの歪は、主として、電力会社の送電ネットワークに非直線的な負荷の数が増え続けていることに起因する。典型的な非直線的負荷は、コンピュータ制御式データ処理装置、数値制御マシン、変速モータ駆動装置、ロボット、医療及び通信装置である。非直線的な負荷は、従来の直線的な負荷により引き出される純粋な正弦波電流ではなくて方形波又はパルス状電流を引き出す。その結果、電力供給ネットワークの主として誘導性のソースインピーダンスに非直線的な電流が流れることになる。従って、非直線的な負荷は、負荷の高調波及び無効電力を電源へ戻すように流す。これは、電圧レギュレータが存在するにも関わらず、配電回路に許容できない電圧高調波及び負荷の相互作用を生じさせる。電流又は電圧の歪の程度は、波形における高調波の相対的な大きさに関して表すことができる。全高調波歪（ＴＨＤ）は、電力業界において電圧又は電流の質を測定するために受け入れられている標準の１つである。電圧及び電流歪とは別に、非直線的な負荷が電力ネットワークに接続されたときには別の関連する問題が生じる。特に、負荷電流が第３又は他の３倍高調波を大量に含むときは、電力システムの中性導体に高調波電流が流れる傾向となる。これらの状態のもとでは、中性電流が中性導体の定格電流を越えることになる。中性導体は通常はライン電流の一部分のみを搬送するよう設計されるので、過熱又は電気火災が生じることがある。上記のように、これら問題を軽減するために能動的なフィルタを使用することができる。能動的なフィルタ又は能動的な電力ライン調整装置（ＡＰＬＣ）は、１つ又は２つのパルス巾変調インバータを直列、並列又は直−並列構成で備えている。これらのインバータは共通の直流リンクを共用するもので、この直流リンクは直流インダクタ（電流リンク）又は直流キャパシタ（電圧リンク）のいずれかである。この直流リンクに蓄積されたエネルギー（キャパシタ電圧又はインダクタ電流）を本質的に一定の値に保持することが効果的である。直流リンクキャパシタの電圧は僅かな量の有効電流を直流リンクに注入することにより調整できる。注入された電流はＡＰＬＣ内部のスイッチング及び導通ロスをカバーする。リンク電圧の制御は、並列インバータによって行うことができる。電流又は電圧ソースフィルタによる基本的な能動的負荷電流補償が知られている。図１は並列接続の電流ソース能動フィルタ２０を示しており、そして図２は並列接続の電圧ソース能動フィルタ２２を示している。負荷電流Ｉ_Lは、３つの成分、即ち有効電流Ｉ_r、無効電流Ｉ_q及びリプル電流Ｉ_Rで構成される。並列接続の能動フィルタは、Ｉ_R及びＩ_q成分を供給すると共に、小さな残留「高周波」成分Ｉ_hrも供給し、これは、並列接続の「高周波」キャパシタＣ_hfへ流れ込む。並列接続の能動的フィルタは、本質的に、分離された電流又は電圧ソースから作動される単相インバータである。能動的なフィルタを実現するには、真性なターンオフ能力をもつソリッドステートスイッチ（トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯ等）が必要である。スイッチ対Ｐ１及びＰ２は、交互にオン又はオフに切り換えられる。図２のリンクキャパシタＶ_dcに要求される平均電圧は交流電源によって供給される。有効電力は、スイッチＰ１及びＰ２のオン時間の対称性に適当な量のオフセットを導入することにより吸収できる。オフセットの極性は、入力電圧の極性と整合される。図２のスイッチＰ１がオンであるときは、結合インダクタＬ_Pと、主としてＣ_hfにより決定される出力キャパシタンスとの間に、直流リンクと交流出力電圧との差に基づいて電流が発生される。これに対し、Ｐ２スイッチ対がオンであるときには、直流リンクと交流出力電圧との和により電流が駆動される選択された直流リンク電圧の大きさＶ_dcを維持するのに必要な有効電力は、ライン電圧の所与の半サイクルにおける高周波極切り換えの平均デューティサイクルに比例する。分離された直流リンク電圧は、平均極切り換えの対称性に影響する閉ループ制御器によって調整される。インバータの極切り換えのデューティサイクルの一時的な変化によりインバータに入ったり出たりするように流れる無効インバータ電流を発生することができる。インバータ電流の瞬時の大きさは、負荷補償電流要求を与えるように調整される。例えば、正のリプル電流が検出された場合には、Ｐ２のオン時間がＰ１に対して増加される。この増加により、所要の正味補償リプル電流が交流ラインに流れることになる。これは、又、Ｖ_dcの大きさを、負荷にまたがる交流電圧の最大値より大きく保たねばならず、さもなくば、能動的フィルタの瞬時補償能力が損なわれることを意味する。能動的フィルタにおける迅速なパルス巾変調切り換えは、高周波数の三角形状の電流Ｉ_hfを不所望な副次的作用として生じる。Ｉ_hf信号の作用は、交流電圧に重畳された小さな三角波の電圧リプルである。電圧リプルの大きさは、極切り換え（キャリア）周波数及びＣ_hfの値に逆比例する。電圧リプルは、並列キャパシタＣ_hfでフィルタされる。能動的な電力フィルタ（２０又は２２）が負荷にまたがって接続されたときには、端子電圧の高度なフィルタ作用が観察される。能動的な電力フィルタは、フィルタ自体の内部のロスを補償するのに必要とされる以外の有効電力を供給したり吸収したりすることができない。しかしながら、無効電流や、可変又は未調整の周波数をもつ非同期及び非理論的な高調波やソースは容易に補償される。分路接続された電力回路は、負荷の短絡状態のもとで本来保護される。というのは、負荷の事故電流は能動的な電力フィルタをバイパスするからである。図１及び２の分離された直流リンク回路は、交流ライン調整装置及び電圧レギュレータを形成するように結合することができる。図３は、直列インバータ２６及び並列インバータ２８をもつ共用リンク電流ソースの能動的電力フィルタ２４を示している。図４は、直列インバータ３２及び並列インバータ３４をもつ共用リンク電圧ソースの能動的電力フィルタ３０を示している。各直列及び並列インバータは、図１及び２について述べたフィルタと同様である。図３及び４の共用リンク解決策は、共通の共用直流電圧（又は電流）ソースから動作される直列及び分路接続フィルタの組合せを表している。共用リンク回路トポロジーは、能動的電力フィルタの前述の制約を解消するものであり、即ち能動的電力フィルタ自体のロスを補償することはさておき、有効電力を供給又は吸収できないという制約を解消する。共用直流リンクの直列及び並列回路トポロジーでは、全吸収電力が全発生電力に等しければ、直列及び並列の両方のフィルタエレメントが基本周波数又は他の周波数における有効電力を吸収又は発生することが可能となる。直列の能動的エレメント（２６及び３２）は、制御可能な大きさ及び位相をもつ基本的電圧を発生するように変調され、交流出力電圧の位相及び大きさが交流入力に対して所要のレベル及び位相角の正弦波に留まるようにされる。直列エレメント（２６又は３２）により要求される電力は、直流リンク（３６又は３８）から吸収されるか又はそこに注入される。次いで、リンクのエネルギーは、並列接続エレメント（２８又は３４）に印加される基本的変調信号の位相及び大きさを適切に制御することにより維持される。その結果、直列エレメント（２６又は３２）により必要とされる電力は、並列エレメント（２８又は３４）から得られる。同様に、直列エレメント（２６又は３２）により発生される電力は、並列エレメント（２８又は３４）により交流出力へ返送される。出力電圧と入力電圧が等しくないときは、直列インバータ（２６又は３２）が有効電力を直流リンク（２６又は３８）へ与えたりそこから受けたりする。出力電力に対して行われる電力交換の量は、基本的なＶ_o／Ｖ_inの比によって左右される。Ｖ_o／Ｖ_inの比が１より小さいときには、入力電流の有効部分が出力（負荷）の有効電流よりも大きくなる。出力電流と入力電流との差の電流は、直流リンク（３６又は３８）を経て両インバータに流れる。適当な高速作動制御器は、直列及び並列インバータ間の電力の流れが平均で等しく保たれるように確保し、従って、電力の流れが共用直流リンクの蓄積エネルギーを著しく変更しないようにする。バック／ブースト電力転送の調整に加えて、並列な能動的エレメント（２８又は３４）は、負荷で発生されたリプル電流及びもし必要であれば負荷の無効基本電流に対するバイパスを与えるようリプル周波数で変調される。リプル及び無効成分が完全に補償された後に、有効基本電流のみが交流入力から引き出される。従って、能動的電力ライン調整装置の重要な機能は、負荷リプル電流を局部的に発生することである。負荷リプル電流を発生する一般的な方法は、負荷電流の基本波信号を導出しそしてそれを瞬時負荷電流から減算し、それにより、負荷リプル電流を形成することである。高速過渡応答をもつ能動的電力ライン調整装置を提供するためには、負荷電流の基本波信号を直ちに識別しなければならない。従って、迅速に即ち１サイクル内に負荷電流の基本成分を導出できる能動的電力ライン調整装置を提供することが強く要望される。処理された基本信号の振幅及び位相が充分に正確である場合には、これを全負荷電流から減算し、並列インバータのフィードホワード項として使用できる高調波の良好な近似を得ることができる。バンドパスフィルタのような従来のフィルタは、所与の周波数成分を識別できるが、これらの装置は、その回路が非常に高いＱを有していない限り、不所望な関連周波数成分を排除することが困難である。従って、所与の周波数を明確に分離しそして不所望な関連周波数成分を排除するようなフィルタを提供することが所望される。たとえＱの高い高価なバンドパスフィルタを使用したとしても、このフィルタは安定するのに２つ以上のサイクルを必要とする。Ｑの低いフィルタは、正しい振幅まで多数のサイクルで立上り、そしてＱの高いフィルタは、過渡的なオーバーシュートを示す。従って、公知のフィルタに関連した時間的な制約に鑑み、１サイクル応答の負荷電流基本波フィルタを提供することが望まれる。所与の周波数成分は、選択された成分に対しフーリエ変換及び逆フーリエ変換技術を用いて首尾良く識別できる。この解決策に伴う問題は、計算的に集中することである。そこで、計算的に集中しないフィルタ技術を提供することが所望される。公知のフィルタ技術に関連した別の問題は、所望の信号の位相を保持することが非常に困難なことである。従って、基本負荷電流信号を識別するのに使用するための位相固定フィルタ装置が強く要望される。発明の要旨本発明の一般的な目的は、改良された能動的電力ライン調整装置を提供することである。本発明の別の目的は、負荷電流高調波を補償するように並列フィルタ出力電圧を制御するための機構を提供することである。本発明のより特定の目的は、負荷電流基本信号を導出し、これをその後フィードホワード信号として用いて瞬時負荷電流信号から減算し、負荷電流高調波信号を発生するようなフィルタを提供することである。本発明の関連する目的は、１サイクル応答の負荷電流基本波フィルタを提供することである。本発明の別の目的は、当該信号のみを再生することにより不所望な周波数を排除するような負荷電流基本信号フィルタを提供することである。本発明の更に別の目的は、計算力の集中する技術に依存しない負荷電流基本信号フィルタを提供することである。本発明の別の目的は、一種の位相固定回路として働くような正確な位相再現能力をもつ負荷電流基本信号フィルタを提供することである。これら及び他の目的は、正弦波入力信号の所定の高調波成分に対応する正弦波出力信号を構成する装置及び方法を含む本発明により達成される。入力信号は、コサイン及びサイン基準信号の指定の高調波成分により乗算され、直接成分及び直角信号に分割される。これらの直接及び直角信号は、指定の位相における基準信号の指定の高調波成分の振幅に比例する。直接及び直角信号の各サイクルが何回もサンプリングされ、直接及び直角信号セグメントを形成する。これらの直接及び直角信号セグメントは各々直接及び直角の円形バッファに入れられる。各円形バッファは、それ以前にサンプリングされた多数のセグメントを含んでいる。新たなセグメントを追加する前に、バッファ内の最も古いセグメントが落とされる。各円形バッファ内の全てのサンプリングされたセグメントの和に対応する直接及び直角振幅の和が維持される。これらバッファは、セグメント振幅値に対する平均又は積分フィルタとして働く。直接及び直角の瞬時振幅の和が、コサイン及びサイン基準信号の同じ指定の高調波成分により各々再乗算され、同相の直接及び直角の基本信号成分が発生される。これらの信号は次いで加算されて、入力信号の指定の高調波成分に位相及び振幅が対応する１サイクル遅延の出力信号を構成するベクトル和が形成される。図面の簡単な説明本発明の特徴及び目的を充分に理解するために、添付図面を参照して以下に詳細に説明する。図１は、公知技術による並列接続された電流ソース能動的フィルタを示す図である。図２は、公知技術による並列接続された電圧ソース能動的フィルタを示す図である。図３は、公知技術による共用リンクの電流ソース能動的電力フィルタを示す図である。図４は、公知技術による共用リンクの電圧ソース能動的電力フィルタを示す図である。図５は、本発明の好ましい実施例に関連したデジタル及びアナログ要素を示す図である。図６は、図５の装置のデジタル要素のアナログ実施例を示す図である。図７Ａ−７Ｅは、本発明による波形の処理を示す図である。これら多数の図面にわたって対応する部分は同じ参照番号で示してある。好ましい実施例の詳細な説明図５は能動的電力ライン調整装置４０を示し、該装置４０は直列インバータ４２を備え、該インバータは直流リンクのようなエネルギー蓄積エレメント４６を経て並列インバータ４４に接続される。能動的電力ライン調整装置４０は非直線的負荷４８に供給される電力を調整するのに使用される。本発明の好ましい実施例では、デジタル回路を用いてフィードホワード負荷電流基本信号が導出され、該信号はその後に処理されて並列インバータ４４のための基準信号として使用される。特に、本発明の好ましい実施例は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）５０を備え、これはバス５２を経てメモリユニット５４へ接続され、このメモリユニットは、ＲＡＭ、ＲＯＭ又は他のメモリ媒体の組合せである。ＤＳＰ５０はインターフェイス装置５６にも接続される。ここに使用するインターフェイス装置５６は、アナログ／デジタルコンバータや、デジタル／アナログコンバータや、各インバータのためのパルス巾変調器を含むが、デジタル装置（ＤＳＰ及びメモリ）のユーザとの間のインターフェイスや、デジタル装置とアナログ要素（直列インバータ４２、エネルギー蓄積エレメント４６、並列インバータ４４）との間のインターフェイスを与えるためにキーボードや、モニタや、プリンタや、他の装置を含んでもよい。ＤＳＰ５０）メモリユニット５４及びインターフェイス装置５６の間の相互作用は公知である。本発明の好ましい実施例は、メモリユニット５４内のプログラムモジュールの実行に向けられる。より詳細には、以下に述べるように、ＤＳＰ５０は、初期化モジュール５８、直接成分プロセッサ６０、直角成分プロセッサ６２、基本信号構成回路６４及び基本信号プロセッサ６６を含む多数のプログラムモジュールを実行する。簡単に述べると、これらモジュールは、負荷電流基本波を決定するように負荷電流信号（Ｉ_load）を処理する。負荷電流基本信号が識別されると、これを瞬時負荷電流から減算して負荷電流高調波信号を導出し、これをインターフェイス装置５６を経て並列インバータ４４へ基準信号として付与して、非直線的負荷４８に印加される電圧信号の質を改善することができる。本発明によれば、負荷電流基本信号の導出は１サイクルで実現することができる。負荷電流基本信号は、コサイン及びサイン基準信号の指定の成分が乗算されて、直接信号及び直角信号に分割される。これら直接信号及び直角信号は、指定の位相における基準信号の指定の成分の振幅に比例する。直接及び直角信号の各サイクルは何回もサンプリングされて直接及び直角信号セグメントを形成する。この直接及び直角信号セグメントは、直接及び直角の円形バッファヘ各々入れられる。各円形バッファは、以前にサンプリングされた多数のセグメントを含んでいる。新たなセグメントを加える前に、バッファ内の最も古いセグメントが落とされる。各円形バッファ内の全てのサンプリングされたセグメントの和に対応する直接及び直角の振幅値が維持される。バッファは、セグメント振幅値に対する平均化即ち積分フィルタとして働く。直接及び直角の瞬時振幅値は、コサイン及びサイン信号の同じ指定の成分により各々再乗算されて、同相の直接及び直角の基本信号成分を形成する。次いで、これらの信号が加算されて、１サイクル遅延の負荷電流基本信号（適切な位相及び振幅をもつ）を構成するべクトル和が形成される。これらの処理段階は、図５のデジタル装置で実現される。本発明の個々の処理要素は、擬似コードの形態で開示する。初期化モジュール５８は、変数をクリアしそして後で変数を増加するように働く。上記説明で示唆されるように、本発明の方法には多数の変数及び定数が関連している。先ず第１に、円形バッファ内のエレメントの数を定義しなければならない。この数はサンプリング率に等しい。ここで使用するこの定数を「ｋ」と定義する。特定の当該高調波も識別しなければならない。即ち、本発明は、基本負荷電流信号又は負荷電流内の高調波を再構成するのに使用できる。個々の高調波の値は「ｎ」と識別する。負荷電流信号の瞬時直接サンプルセグメントについても変数を定義しなければならない。この変数は、円形バッファを通して繰り返し移動し即ちスライドするという意味で「スライド」項である。直接成分は、負荷電流にコサイン基準信号の指定の成分を乗算することによって得られる。それ故、この変数は、「cosine ＿sliding＿window［i］」として定義される。同様の理由で、直角成分の変数は「sine＿sliding＿window［i］」として定義される。直接及び直角のバッファ和振幅を記憶するための変数も必要とされる。これらの変数は各々「cosine＿total」及び「sine＿total」と称される。従って、以上の変数は、初期化モジュール５８により初期化される。特に、この初期化モジュールは次のように形成される。（ａ）i:=0ないしｋに対し、do （ｂ）begin （ｃ） cosine＿sliding＿window［i］:=0；（ｄ） sine＿sliding＿window［i］:=0；（ｅ）end （ｆ）cosine＿total:=0；（ｇ）sine＿total:=0；初期化モジュールにおいて定数値も定義される。本発明に関連した次の要素は直接成分プロセッサ６０であり、これは、擬似コードで次のように定義される。（ｈ）cosine＿total:=cosine＿total-cosine＿sliding＿window［i］（ｉ）cosine＿sliding＿window［i］:=cos（2*π*n*i/k）*input＿signal （ｊ）cosine＿total：cosine＿total＋cosine＿sliding＿window［i］上記したように、以前の信号セグメント値の和を含む円形バッファが維持される。新たな信号セグメント値をバッファに入力するためには、以前の信号セグメントをバッファから除去しなければならない。前記コードの（ｈ）行がこの機能を達成する。以前の値は、（ｉ）行により行われるように瞬時信号値によりオーバーライトされる。特に、input＿signal又は負荷電流信号は、コサイン基準信号の指定の成分で乗算される。コサイン基準信号の指定の成分は、高調波項「ｎ」により識別される。更に、コサインの値は、「ｉ／ｋ」項で指示されるように、回転バッファにおけるその位置に対応する分数値を含んでいる。「ｉ」項はバッファにおける瞬時位置を示し、一方、「ｋ」項は全バッファサイズを示すことを想起されたい。上記擬似コードの最後の行である（ｊ）は、バッファの和の値を更新するタスクを実行する。換言すれば、バッファの和の値（cosine＿total）に新たな瞬時振幅値が加算される。直角成分のプロセッサ６２は、サイン項が初期化される以外は、同様に動作する。従って、直角成分プロセッサ６２は、次のことを特徴とする。（ｋ）sine＿total:=sine＿total-sine＿sliding＿window［i］（ｌ）sine＿sliding＿window［i］:=sin（2*π*n*i/k）*input＿signal （ｍ）sine＿total:sine＿total＋sine＿sliding＿window［i］基本信号構成回路６４は、この点に含まれる。基本信号構成回路６４は、出力信号を発生するのに使用される。出力信号は、次の計算によって発生される。（ｎ）output＿signal:=（cos（2*π*n*i/k）*cosine＿total ＋sin（2*π*n*i/k）*sine＿total）/k コードが示すように、既に定義されたcosine＿total又は振幅項は、コサイン基準信号の指定の成分により乗算される。従って、瞬時コサイン基準信号は、適切な位相において、平均化即ち積分バッファ値で乗算されて、適切な振幅項が与えられる。同じ動作がサイン信号についても行われる。次いで、各積が加算されて、べクトル和を形成する。この積の和が次いでバッファサイズで除算されて、１つのサンプル値に対応する瞬時信号（バッファの「ｉ」項に対応する値）が与えられる。要約すれば、負荷電流入力信号の当該周波数成分は、直接信号及び直角信号に分割される。直接信号及び直角信号の各サイクルは、多数のサンプリングを受ける。サンプルは加算され、円形バッファに入れられる。その後、新たな信号が処理されるときにこれらの値が更新される。バッファ値の振幅の和は、その後の処理において平均項として使用される。特に、瞬時コサイン及びサイン信号成分の指定の成分は、コサインバッファ及びサインバッファの和の値により各々乗算される。従って、バッファ値は適切な振幅値を与え、一方、基準信号は、負荷電流信号に対する適切な位相値を与える。このように、負荷電流基本信号は、１つのサイクル内に、最小の計算能力で、効率的に導出される。又、本発明の方法により不所望な周波数が明らかに除去されることに注意されたい。基本信号のプロセッサ６６は、次いで、その導出された負荷電流基本信号において簡単な動作を実行する。（ｏ）parallel＿reference:=input＿signal-output＿signal このコードは、導出された負荷電流基本信号を入力信号から単に減算し、並列インバータ４４の基準信号として使用される高調波リプル信号（parallel＿refe rence）を形成するものである。当然、上記コードは、信号を処理する必要がある限り繰り返し実行される。しかしながら、上記（ｈ）行のコードに再び入る前に、若干の付加的な初期化タスクを実行することが必要である。特に、初期化モジュール５８は、次のコードを含むのが好ましい。（ｐ）ｉ:=ｉ＋１（ｑ）ｉ:=ｉmodｋ「ｉ」項は増加されそしてバッファサイズ「ｋ」で除算される。「ｍｏｄ」コマンドが示すように、「ｉ」項は、この除算の残余をとる。従って、円形バッファが維持される。本発明のデジタル実施例は、６９．４マイクロ秒ごとに入力信号をサンプリングしそしてそのサンプリングされた値を２４０エレメントバッファに入れることにより実施された。瞬時コサイン及びサイン信号値は、ルックアップテーブルにより得られた。本発明の特徴は、本発明のアナログ実施例を示した図６を参照することにより完全に理解されよう。ほぼ同等のデジタル要素が仮想線で指示されている。本発明のアナログ動作は次の通りである。入力信号は、乗算器７０によりコサイン及びサイン項により各々乗算される。各乗算器７０の出力の１基本サイクル遅延した信号が位相シフト要素７２によって形成される。この１基本サイクル遅延した信号は、加算器７４において信号の現在値から減算される。加算器７４の出力は、積分器７６によって各々処理される。積分器７６は、平滑化即ち平均化された出力信号を発生する。それにより得られる信号は、乗算器７８により瞬時コサイン及びサイン信号で再乗算されて、適切な位相項を形成する。それにより得られた積は加算器８０によって加算されて、負荷電流基本信号Ｉ_fundが形成される。該負荷電流基本信号Ｉ_fundは、加算器８２において、瞬時負荷電流Ｉ_load から減算され、負荷電流リプル信号Ｉ_rippleが形成される。これは並列インバータ４４によって使用される。本発明の信号処理が図７Ａ−７Ｅのグラフに示されている。図７Ａは入力信号を示し、これは、図７Ｂのコサイン及びサイン基準信号により各々乗算される。図７Ｃの波形は、直接成分プロセッサ６０及び直角成分プロセッサ６２により各々発生された直接及び直角信号を表している。図７Ｄの波形は、乗算器７８Ａの出力に対応する。図７Ｅの波形は、図７Ｄの波形の和であり、即ち基本負荷電流信号である。（図７Ｃ−７Ｅの波形は、説明上、誇張してある。）本発明の特定の実施例の上記説明は本発明を単に解説するものである。本発明は、ここに開示した厳密な形態に限定されるものではなく、上記教示に鑑み多数の種々の変更や修正が明らかであろう。上記実施例は、本発明の原理及びその実際の応用を最も良く説明するために選択されたものであり、当業者であれば、意図された特定の用途に適するように種々の変更を加えて本発明及び種々の実施例を最良に利用することができよう。本発明の範囲は、以下の本発明の請求の範囲及びその等効物により限定されるものとする。

Claims

【特許請求の範囲】１．正弦波入力信号の所定の高調波成分に対応する正弦波出力信号を構成する装置において、上記の正弦波入力信号を、上記所定の高調波成分に対応する直接成分信号と、上記所定の高調波成分に対応する直角成分信号とに分割する手段と、上記直接成分信号を１つ以上の以前の直接成分信号値でフィルタして、上記所定の高調波成分の振幅に対応する振幅を有するフィルタされた直接成分信号を構成するための第１手段と、上記直角成分信号を１つ以上の以前の直角成分信号値でフィルタして、上記所定の高調波成分の振幅に対応する振幅を有するフィルタされた直角成分信号を構成するための第２手段と、上記フィルタされた直接成分信号にコサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ変更されたフィルタ済み直接成分信号を発生するための第１手段と、上記フィルタされた直角成分信号にサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ変更されたフィルタ済み直角成分信号を発生するための第２手段と、上記変更されたフィルタ済み直接成分信号と上記変更されたフィルタ済み直角成分信号を加算して上記出力信号を形成するための手段とを備えたことを特徴とする装置。２．上記出力信号を瞬時負荷電流出力信号から減算して上記所定の高調波成分に対応する負荷電流高調波信号を与えるための手段を更に備えた請求項１に記載の装置。３．上記負荷電流高調波信号を能動的電力ライン調整装置の並列インバータへ搬送する手段を更に備えた請求項２に記載の装置。４．上記分割手段は、上記入力信号にコサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して上記直接成分信号を形成する第３手段と、上記入力信号にサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して上記直角成分信号を形成する第４手段とを更に備えた請求項１に記載の装置。５．上記フィルタするための第１手段は、上記以前の直接成分信号値の１つを上記以前の直接成分信号値の和から削除するための手段と、上記直接成分信号を上記以前の直接成分信号値の上記和に加算するための手段と、上記以前の直接成分信号値の上記和を直接成分信号値カウントで除算して上記フィルタされた直接成分信号を与えるための手段とを備えている請求項１に記載の装置。６．正弦波入力信号の所定の高調波成分に対応する正弦波出力信号を構成する方法において、上記の正弦波入力信号を、上記所定の高調波成分に対応する直接成分信号と、上記所定の高調波成分に対応する直角成分信号とに分割し、上記直接成分信号を１つ以上の以前の直接成分信号値でフィルタして、上記所定の高調波成分の振幅に対応する振幅を有するフィルタされた直接成分信号を構成し、上記直角成分信号を１つ以上の以前の直角成分信号値でフィルタして、上記所定の高調波成分の振幅に対応する振幅を有するフィルタされた直角成分信号を構成し、上記フィルタされた直接成分信号にコサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ変更されたフィルタ済み直接成分信号を発生し、上記フィルタされた直角成分信号にサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ変更されたフィルタ済み直角成分信号を発生し、上記変更されたフィルタ済み直接成分信号と上記変更されたフィルタ済み直角成分信号を加算して上記出力信号を形成する、という段階を備えたことを特徴とする方法。７．上記負荷電流高調波信号を能動的電力ライン調整装置の並列インバータへ搬送する段階を更に備えた請求項６に記載の方法。８．上記分割段階は、上記入力信号にコサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して上記直接成分信号を形成し、そして上記入力信号にサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して上記直角成分信号を形成する、という段階を備えた請求項６に記載の方法。９．上記直接成分フィルタ段階は、上記以前の直接成分信号値の１つを、上記以前の直接成分信号値の和から削除し、上記直接成分信号を上記以前の直接成分信号値の上記和に加算し、そして上記和を直接成分信号値カウントで除算して上記フィルタされた直接成分信号を与える、という段階を備えた請求項６に記載の方法。１０．正弦波入力信号の所定の高調波成分に対応する正弦波出力信号を構成する装置において、上記入力信号にコサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して直接成分信号を形成するための第１手段と、上記入力信号にサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して直角成分信号を形成するための第２手段と、単一サイクル遅延された直接成分セグメントを形成するように上記直接成分信号をシフトするための第１手段と、単一サイクル遅延された直角成分セグメントを形成するように上記直角成分信号をシフトするための第２手段と、上記単一サイクル遅延された直接成分セグメントを上記直接成分信号から減算して、単一サイクル遅延された直接成分信号を形成する第１手段と、上記単一サイクル遅延された直角成分セグメントを上記直角成分信号から減算して、単一サイクル遅延された直角成分信号を形成する第２手段と、上記単一サイクル遅延された直接成分信号を積分して、積分された直接成分信号を形成する第１手段と、上記単一サイクル遅延された直角成分信号を積分して、積分された直角成分信号を形成する第２手段と、上記積分された直接成分信号にコサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ変更された積分済み直接成分信号を発生する第３手段と、上記積分された直角成分信号にサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ変更された積分済み直角成分信号を発生する第４手段と、上記変更された積分済み直接成分信号と上記変更された積分済み直角成分信号加算して上記出力信号を形成する手段とを備えたことを特徴とする装置。１１．上記出力信号を瞬時負荷電流出力信号から減算して上記所定の高調波成分に対応する負荷電流高調波信号を与えるための手段を更に備えた請求項１０に記載の装置。１２．上記負荷電流高調波信号を能動的電力ライン調整装置の並列インバータヘ搬送する手段を更に備えた請求項１１に記載の装置。