JPS6331492A - インダクシヨンモ−タの制御装置 - Google Patents
インダクシヨンモ−タの制御装置Info
- Publication number
- JPS6331492A JPS6331492A JP61175318A JP17531886A JPS6331492A JP S6331492 A JPS6331492 A JP S6331492A JP 61175318 A JP61175318 A JP 61175318A JP 17531886 A JP17531886 A JP 17531886A JP S6331492 A JPS6331492 A JP S6331492A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- torque
- magnetic flux
- correction
- induction motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、インダクシヨンモータの制′４Ｂ装置、詳し
くはモータの低速回転時における回転の円滑さを大幅に
改善するようにしたインダクシヨンモータの制御装置に
関する。
くはモータの低速回転時における回転の円滑さを大幅に
改善するようにしたインダクシヨンモータの制御装置に
関する。
従来、インダクシヨンモータ（以下、ＩＭと記す）は、
一定周波数の電源のもとて定速モータとして、堅牢、低
度なる特徴を活かして幅広く活用されてきた。
一定周波数の電源のもとて定速モータとして、堅牢、低
度なる特徴を活かして幅広く活用されてきた。
また、最近の電子デバイス、マイクロコンピュータ及び
ソフトウェアの技術の向上によって、上記ＩＭを駆動す
る電源として広範囲の可変周波数の電源（以下、ドライ
バーと記す）が得られるようになったことに伴い、上記
ＩＭは定速モータからサーボモータへと変身しつつある
。このようなドライバーは、例えば巻末に示す「参考文
献リスト」の文献（１）及び文献（２）に示されている
ようなベクトル制御により動作する。
ソフトウェアの技術の向上によって、上記ＩＭを駆動す
る電源として広範囲の可変周波数の電源（以下、ドライ
バーと記す）が得られるようになったことに伴い、上記
ＩＭは定速モータからサーボモータへと変身しつつある
。このようなドライバーは、例えば巻末に示す「参考文
献リスト」の文献（１）及び文献（２）に示されている
ようなベクトル制御により動作する。
上記ベクトル制御に用いる基本式は、トルク電流ｉ＋ｑ
、２次磁束Φ２を作り出すための励磁電流ｉ＋ａ及び辷
り速度ω、であり、下記の関係がある。
、２次磁束Φ２を作り出すための励磁電流ｉ＋ａ及び辷
り速度ω、であり、下記の関係がある。
Ｍ Ｒｚ ｄｔ
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・０式ここ
に、Ｌ２□は２次インダクタンスであり、Ｍは相互イン
ダクタンスであり、Ｔはトルクであり、Φ２は２次磁束
であり、Ｒ２は２次抵抗である。
に、Ｌ２□は２次インダクタンスであり、Ｍは相互イン
ダクタンスであり、Ｔはトルクであり、Φ２は２次磁束
であり、Ｒ２は２次抵抗である。
上記基本式の中でトルクＴはベクトル制御においてベク
トル制御部に与えられる指令値であり、２次磁束Φ２は
、ベクトル制御において予め定められて与えられる数値
である。
トル制御部に与えられる指令値であり、２次磁束Φ２は
、ベクトル制御において予め定められて与えられる数値
である。
上記トルクＴは次の式で与えられる。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・０
式このようにして辷り速度ω３．トルク電流１１Ｑ及び
励磁電流ｉ＋ａが定められると上記文献（１）に示され
る手段により上記上り速度ω３．励磁電流ｉＩｄ＋トル
ク電流ｉＩＱでいわゆるインバータを制御し、上記ＩＭ
を所望の性能で駆動する電力を供給することができる。
式このようにして辷り速度ω３．トルク電流１１Ｑ及び
励磁電流ｉ＋ａが定められると上記文献（１）に示され
る手段により上記上り速度ω３．励磁電流ｉＩｄ＋トル
ク電流ｉＩＱでいわゆるインバータを制御し、上記ＩＭ
を所望の性能で駆動する電力を供給することができる。
ここで上記文献（１）に示されている手段として、この
文献（１）の第６・３５図を、第６図に示して説明する
。
文献（１）の第６・３５図を、第６図に示して説明する
。
第６図に示すように、従来の［辷り周波数型ベクトル制
御」の基本構成はなっている。
御」の基本構成はなっている。
すなわち、上記第６図において、１は速度制御増幅器、
２は割算器、３は定数設定器、４はベクトルアナライザ
、５は掛算器、６は変換器、７は電流増幅器、８は電力
変換器、９はインダクシヨンモータ（ＩＭ）、１１は速
度検出器、１２は微分器、１３，１４，１５．１６は定
数設定器、１７は割算器、１８はベクトル発振器、１９
．２０は加算器である。
２は割算器、３は定数設定器、４はベクトルアナライザ
、５は掛算器、６は変換器、７は電流増幅器、８は電力
変換器、９はインダクシヨンモータ（ＩＭ）、１１は速
度検出器、１２は微分器、１３，１４，１５．１６は定
数設定器、１７は割算器、１８はベクトル発振器、１９
．２０は加算器である。
ここで、上記第６図に示した「辷り周波数型ベクトル制
御」の動作を簡単に説明する。なお詳細については上記
文献（１）の６．２．１章の６．９〜６．１９式を参照
されたい。
御」の動作を簡単に説明する。なお詳細については上記
文献（１）の６．２．１章の６．９〜６．１９式を参照
されたい。
第６図に示すように、速度制御増幅器１の出力Ｔには２
次磁束指令Φ２で割算されて、２次ｑ軸電流指令−ｊｚ
（１が求められる。さらに定数設定器３によりＬｚ／Ｍ
倍されてトルク成分電流指令＊ ｉＩｑとなる。
次磁束指令Φ２で割算されて、２次ｑ軸電流指令−ｊｚ
（１が求められる。さらに定数設定器３によりＬｚ／Ｍ
倍されてトルク成分電流指令＊ ｉＩｑとなる。
ら以下の如（にして求められる。
磁束成分電流に対して２次磁束が１次遅れで追従するの
を補償するように、２次磁束指令Φ２を設定器１５によ
って１／Ｍ倍した２次磁束を励磁する電流と、微分器１
２．設定器１３．１４を介してこの２次磁束指令φ２の
時間変化率に比例した２次磁束をフォーシングするため
の電流との和として上記磁束成分電流指令ｉ、ｄが求め
られる。
を補償するように、２次磁束指令Φ２を設定器１５によ
って１／Ｍ倍した２次磁束を励磁する電流と、微分器１
２．設定器１３．１４を介してこの２次磁束指令φ２の
時間変化率に比例した２次磁束をフォーシングするため
の電流との和として上記磁束成分電流指令ｉ、ｄが求め
られる。
辷り周波数指令ω、は２次磁束指令Φ２と２次ｑ軸電流
指令−１ｚｑから演算される。速度検出器１１からの実
行速度ω、と辷り周波数指令ωＳとが加算されて２次磁
束の速度ω。が求められ、る。
指令−１ｚｑから演算される。速度検出器１１からの実
行速度ω、と辷り周波数指令ωＳとが加算されて２次磁
束の速度ω。が求められ、る。
次磁束座標上での１吹型流ベクトルｉｌ （θ。）は
掛算器５によって上記単位ベクトル６Ｊθ。と本 乗算され、静止した座標での１吹型流ベクトルｉ。
掛算器５によって上記単位ベクトル６Ｊθ。と本 乗算され、静止した座標での１吹型流ベクトルｉ。
により電流制御増幅器７および電力変換器８が制御され
る。
る。
以上述べたような動作により、時々刻々変動する瞬時電
流の変化に応じてＩＭのトルクを制御することが可能と
なる。
流の変化に応じてＩＭのトルクを制御することが可能と
なる。
しかしながら、上記第６図に示すような「辷り周波数型
ベクトル制御」においてもインダクシヨンモータ（ＩＭ
）をサーボモータとして用いるには次のような問題点に
直面していた。つまりサーボモータは、「例えば工作機
械のテーブル送りの仕上げ加工の場合のような高精度制
御を行う際における主に低速域では、特に円滑な回転、
即ち回転時の変動が小さいこと」が要求される。
ベクトル制御」においてもインダクシヨンモータ（ＩＭ
）をサーボモータとして用いるには次のような問題点に
直面していた。つまりサーボモータは、「例えば工作機
械のテーブル送りの仕上げ加工の場合のような高精度制
御を行う際における主に低速域では、特に円滑な回転、
即ち回転時の変動が小さいこと」が要求される。
そのためには１Ｍの運転中に計画通りのトルクを発生す
ることが必要である。かかるトルク発生の忠実度は定常
的には、一定の（斑のない）負荷トルクＴＬを発生させ
る様にしてＩＭを運転している際にＩＭの発生トルクＴ
ｃができるだけＴ。
ることが必要である。かかるトルク発生の忠実度は定常
的には、一定の（斑のない）負荷トルクＴＬを発生させ
る様にしてＩＭを運転している際にＩＭの発生トルクＴ
ｃができるだけＴ。
に等しいこと、云い換えるならば、ＴＧ＝ＴＬ＋ΔＴと
おくとき、トルクリップルΔＴができるだけ小さいこと
により表現される。
おくとき、トルクリップルΔＴができるだけ小さいこと
により表現される。
１Ｍにより駆動される対象からみて、ＩＭの性能は、Ｉ
Ｍ自体と、ＩＭに電気エネルギーを印加する前記ドライ
バーの性能により定まる。このドライバーの周波数は、
上記電気エネルギーがＩＭの１次巻線に印加される処か
ら１次周波数（以下ｆ、と表わす）と云われている。
Ｍ自体と、ＩＭに電気エネルギーを印加する前記ドライ
バーの性能により定まる。このドライバーの周波数は、
上記電気エネルギーがＩＭの１次巻線に印加される処か
ら１次周波数（以下ｆ、と表わす）と云われている。
従来、多くのドライバーは、単純な３φ方形波の電圧波
形をもつ電気エネルギーを出力するものであった。文献
（３）の「３．５ 第４１頁〜第４３頁」によれば、い
わゆる空間高調波と時間高調波による起磁力の影響が解
析され、特にこの種の電圧波形には、１次周波数ｆ、０
６に±１倍（ｋ＝１．２．３・・・・・・）の時間的高
調波を含むため６ｋｆ、の周波数のリップル成分がＩＭ
の発生トルクＴ、に比例する「力波」に発生すると記さ
れている。即ち、かかるトルクリップルはドライバー側
の原因とされていた。
形をもつ電気エネルギーを出力するものであった。文献
（３）の「３．５ 第４１頁〜第４３頁」によれば、い
わゆる空間高調波と時間高調波による起磁力の影響が解
析され、特にこの種の電圧波形には、１次周波数ｆ、０
６に±１倍（ｋ＝１．２．３・・・・・・）の時間的高
調波を含むため６ｋｆ、の周波数のリップル成分がＩＭ
の発生トルクＴ、に比例する「力波」に発生すると記さ
れている。即ち、かかるトルクリップルはドライバー側
の原因とされていた。
最近、上記ドライバーについては、ＬＳＩ、パワー制御
半導体等の電子デバイス、電流、速度、位置等の検出器
、及びそれらの間のデータ処理を高精度、高速で行うソ
フトウェア技術の進展により著しく改善されて来ており
、広範囲の可変周波数にわたって正弦波に近い電気エネ
ルギーをドライバーからＩＭへ供給できるようになって
きた。
半導体等の電子デバイス、電流、速度、位置等の検出器
、及びそれらの間のデータ処理を高精度、高速で行うソ
フトウェア技術の進展により著しく改善されて来ており
、広範囲の可変周波数にわたって正弦波に近い電気エネ
ルギーをドライバーからＩＭへ供給できるようになって
きた。
それにも不拘、ＩＭがサーボ用に不可欠の数ヘルツ以下
の１次周波敗ｆ１の極低速域で運転される場合、前記ド
ライバー側の原因ではなく、ＩＭ側の原因で６ ｋ ｆ
１次高調波のトルクリップルが観測される。
の１次周波敗ｆ１の極低速域で運転される場合、前記ド
ライバー側の原因ではなく、ＩＭ側の原因で６ ｋ ｆ
１次高調波のトルクリップルが観測される。
このようなＩＭについては、従来なされていた発生トル
クＴＧに含まれるトルクリップルΔＴの分析例としては
、文献（１） ｒ ７・３ 第２３４頁第７・５表及び
関連説明」に示されている如く、■）印加電源不平衡、
２）ｒＭの１次巻線の回路的不平衡、３）ＩＭの２次巻
線の回路的不平衡に起因するものとされている。
クＴＧに含まれるトルクリップルΔＴの分析例としては
、文献（１） ｒ ７・３ 第２３４頁第７・５表及び
関連説明」に示されている如く、■）印加電源不平衡、
２）ｒＭの１次巻線の回路的不平衡、３）ＩＭの２次巻
線の回路的不平衡に起因するものとされている。
上記１）は、ドライバー側の改善により、２）と３）と
は１Ｍの製造とＩＭの使用法を仕様内に収めることによ
り避けられるものである。
は１Ｍの製造とＩＭの使用法を仕様内に収めることによ
り避けられるものである。
他の分析例は、文献（１）の「７・４・１ 第２３７頁
」の如くであって、振動、騒音の原因と対策として表さ
れている。文献（１）の上記１）と、文献（１）の「７
・４・１ 第２３７頁」の電気的振動、電磁的騒音の周
期的要因は、Ｓノの周波数（基本波）ｆｌの２倍、また
は辷り周波数ｒ５の２倍である。
」の如くであって、振動、騒音の原因と対策として表さ
れている。文献（１）の上記１）と、文献（１）の「７
・４・１ 第２３７頁」の電気的振動、電磁的騒音の周
期的要因は、Ｓノの周波数（基本波）ｆｌの２倍、また
は辷り周波数ｒ５の２倍である。
なお、ここに！／はＩＭの１次巻線に印加される電気エ
ネルギーの電流（以下、１次電流という）を表す。特に
ＩＭが無負荷（発生トルク＝０）で運転しているときの
Ｉ７を励磁電流！。（ベクトル）と表す。
ネルギーの電流（以下、１次電流という）を表す。特に
ＩＭが無負荷（発生トルク＝０）で運転しているときの
Ｉ７を励磁電流！。（ベクトル）と表す。
さらに他の分析例は、前掲文献（３）および文献（２）
のｒ３．４． ２ 第７３頁〜第７６頁」の如くであ
る。
のｒ３．４． ２ 第７３頁〜第７６頁」の如くであ
る。
この文献（２）のｒ３． ４． ２ 第７３頁〜第７
６頁」はや＼特殊な場合であるが、時間的高調波を多く
含有する方形波出力のドライバーで３相のＩＭを駆動し
た場合の、ΔＴ（高調波トルク）についての解析があり
、高調波トルクの周期的要因は、前記１次周波数１１の
６倍、１２倍、１８倍・・・・・・・・・と説明されて
いる。ここでは、文献（２）のｒ３．７．１ 第９３
頁、図３．４３ （ａ）、 （ｂ）及び関連説明」に
よれば駆動電源が方形波出力から改善されて所謂分割数
を大きくした正弦波パルス巾変調出力になれば、Ｚ７の
波形が著しく改善されて正弦波になり、前掲文献（２）
の冒頭を参照すればかかる定常的なΔＴのリップルの原
因は無くなることが示唆されている。
６頁」はや＼特殊な場合であるが、時間的高調波を多く
含有する方形波出力のドライバーで３相のＩＭを駆動し
た場合の、ΔＴ（高調波トルク）についての解析があり
、高調波トルクの周期的要因は、前記１次周波数１１の
６倍、１２倍、１８倍・・・・・・・・・と説明されて
いる。ここでは、文献（２）のｒ３．７．１ 第９３
頁、図３．４３ （ａ）、 （ｂ）及び関連説明」に
よれば駆動電源が方形波出力から改善されて所謂分割数
を大きくした正弦波パルス巾変調出力になれば、Ｚ７の
波形が著しく改善されて正弦波になり、前掲文献（２）
の冒頭を参照すればかかる定常的なΔＴのリップルの原
因は無くなることが示唆されている。
ところで、広範囲の１次男波数ｆ１に対し、理想的正弦
波に近い輩を用いてＩＭを運転すると、回転数が比較的
高い範囲では、従来の分析の如（ΔＴの主要な要素とし
て２ｆ、等が表れるが上述の対策で大巾に改善される。
波に近い輩を用いてＩＭを運転すると、回転数が比較的
高い範囲では、従来の分析の如（ΔＴの主要な要素とし
て２ｆ、等が表れるが上述の対策で大巾に改善される。
また回転数が低くなるに従い、一方では２ｆ、等は目立
たなくなり、代って”＋、１２ｆ＋等が顕在化する。こ
の現象はＬが方形波出力ではなく、正弦波出力の場合で
も発生する。従来、かかる正弦波出力時の局において、
６ｆｌ、Ｌ２［、・・・・・・・・・等のトルクリップ
ルΔＴの発生については適確な説明が与えられておらず
、勿論、改善策も提案されていなかった。
たなくなり、代って”＋、１２ｆ＋等が顕在化する。こ
の現象はＬが方形波出力ではなく、正弦波出力の場合で
も発生する。従来、かかる正弦波出力時の局において、
６ｆｌ、Ｌ２［、・・・・・・・・・等のトルクリップ
ルΔＴの発生については適確な説明が与えられておらず
、勿論、改善策も提案されていなかった。
しかしながら、サーボ用の、しかも高精度の電動機とし
ては、零速度付近のかかる６ｆ＋、１２ｆ＋等の高調波
トルクΔＴは致命的な欠陥になる。従って、何とかして
６ｆｌ、１２ｆｌ、１８ｆｌ ・・・・・・・・・等の
高周波に起因するトルクリップルΔＴを除去または大巾
低減することが不可欠となる。
ては、零速度付近のかかる６ｆ＋、１２ｆ＋等の高調波
トルクΔＴは致命的な欠陥になる。従って、何とかして
６ｆｌ、１２ｆｌ、１８ｆｌ ・・・・・・・・・等の
高周波に起因するトルクリップルΔＴを除去または大巾
低減することが不可欠となる。
ところで実際にＩＭのトルクスペクトルを測定してみる
と第７図に示すようになる。なお、本図においてハツチ
ング部分は第８図に示したトルクスペクトル検出器固有
のスペクトル＜１５Ｈｚの倍数及び５０Ｈｚの倍数）の
影響であるのでその部分をさし引いて考える必要がある
。
と第７図に示すようになる。なお、本図においてハツチ
ング部分は第８図に示したトルクスペクトル検出器固有
のスペクトル＜１５Ｈｚの倍数及び５０Ｈｚの倍数）の
影響であるのでその部分をさし引いて考える必要がある
。
この第７図からも明らかなように、ｒ、ｘ２゜ｒ、ｘ５
．ｆｌ Ｘ１２等のトルクスペクトルは大きな値を示
している。
．ｆｌ Ｘ１２等のトルクスペクトルは大きな値を示
している。
、本発明は１次男波数ｆ１の高調波（主に２倍及び６倍
の成分）に対応するトルクスペクトルの大巾な低減を制
御装置側の工夫で実現しようとするものである。
の成分）に対応するトルクスペクトルの大巾な低減を制
御装置側の工夫で実現しようとするものである。
〔問題点を解決するための手段および作用］本発明は上
記問題点を解決するために、インダクシヨンモータのス
テータの１次巻線に多相の１次電流を印加してこのステ
ータ内に回転する磁束を発生させ、この磁束と同芯で回
転するロータの、巻線または篭型回路からなる２次巻線
との間に生ずる辷り速度（相対速度）に応じて発生する
２次電流と上記磁束との電磁的作用により上記ロータに
トルクを発生させるようにしたインダクシヨンモータの
制御装置において、上記磁束の回転位置に対応して周期
的に発生するトルクリップルの計測値に対応する補正値
を記憶させておき上記磁束の回転位置に応じて読出され
たこの補正値に応じて補正電流を発生させ、この補正電
流により上記１次電流を補正し、上記トルクリップルを
減少させるようにしたものである。
記問題点を解決するために、インダクシヨンモータのス
テータの１次巻線に多相の１次電流を印加してこのステ
ータ内に回転する磁束を発生させ、この磁束と同芯で回
転するロータの、巻線または篭型回路からなる２次巻線
との間に生ずる辷り速度（相対速度）に応じて発生する
２次電流と上記磁束との電磁的作用により上記ロータに
トルクを発生させるようにしたインダクシヨンモータの
制御装置において、上記磁束の回転位置に対応して周期
的に発生するトルクリップルの計測値に対応する補正値
を記憶させておき上記磁束の回転位置に応じて読出され
たこの補正値に応じて補正電流を発生させ、この補正電
流により上記１次電流を補正し、上記トルクリップルを
減少させるようにしたものである。
また、上記１次電流は励磁電流とトルク電流とのベクト
ル成分から構成されていて、上記補正の対象となるのは
上記トルク電流である。
ル成分から構成されていて、上記補正の対象となるのは
上記トルク電流である。
さらに、上記１次電流は励磁電流とトルク電流とのベク
トル成分から構成されていて、上記補正の対象となるの
は上記励磁電流である。
トル成分から構成されていて、上記補正の対象となるの
は上記励磁電流である。
さらに上記補正電流の、磁束の回転位置に関する周期は
、電気角６０°または、電気角６０°の整数倍または電
気角６０°の整数分の１である。
、電気角６０°または、電気角６０°の整数倍または電
気角６０°の整数分の１である。
さらに上記トルクリップルの計測値の記憶手段は、上記
磁束の回転位置をアドレス入力とし、上記計測値に対応
した補正位置を出力とするようにした記憶手段である。
磁束の回転位置をアドレス入力とし、上記計測値に対応
した補正位置を出力とするようにした記憶手段である。
さらにまた、上記補正電流に対し進み補償を施しインダ
クシヨンモータの電気的時定数の遅れによる影響を少な
くするようにしたものである。
クシヨンモータの電気的時定数の遅れによる影響を少な
くするようにしたものである。
〔実施例〕
以下、本発明のインダクシヨンモータの制御装置を図示
の一実施例に基づいて説明する。
の一実施例に基づいて説明する。
ここで、詳細な説明をするに先だち、本発明に用いてい
る原理を説明する。
る原理を説明する。
よく知られているように、ＩＭの１次電流１１は第２図
に示すように励磁電流ｉ、ｄとトルク電流ｊＩｑとのベ
クトル成分に分けることが可能である。
に示すように励磁電流ｉ、ｄとトルク電流ｊＩｑとのベ
クトル成分に分けることが可能である。
実際には上記ＩＭの２次磁束Φ２の大きさは前記０式に
示す如く励磁電流ｉｌｄで定まる量であるが、この励磁
電流ｉ＋ａを一定としても主としてモータの電磁構造の
ために上記２次磁束Φ２は一定の値とはならず、第３図
に示したように上記２次磁束Φ２は周期を描いて揺れた
ものとなる。
示す如く励磁電流ｉｌｄで定まる量であるが、この励磁
電流ｉ＋ａを一定としても主としてモータの電磁構造の
ために上記２次磁束Φ２は一定の値とはならず、第３図
に示したように上記２次磁束Φ２は周期を描いて揺れた
ものとなる。
上述の２次磁束Φ２の揺れの周期としては、これまでの
我々のＩＭの開発過程に於いて、第７図。
我々のＩＭの開発過程に於いて、第７図。
第８図を既に説明した如く電気角６０°またはその整数
倍であることが明確になってきている。
倍であることが明確になってきている。
一方、トルクは前記■弐に示される如く励磁電流ｉ＋ｄ
とトルク電流ｔ＋ｑとによって規定される。
とトルク電流ｔ＋ｑとによって規定される。
そこで、本発明は上記励磁電流ｉ＋ａ及びトルク電流１
１９を巧みに制御すればトルクリップルを減少させるこ
とかでき、ＩＭの低速運転領域においても円滑な回転が
可能であるということに着目してなされたものである。
１９を巧みに制御すればトルクリップルを減少させるこ
とかでき、ＩＭの低速運転領域においても円滑な回転が
可能であるということに着目してなされたものである。
次に、本発明のインダクシヨンモータの制御装置を第１
図に示して説明する。なお、このインダクシヨンモータ
の制御装置は前記第６図に示した従来の「辷り周波数型
ベクトル制御装置」にメモリー素子、掛算器等を追加し
たものであるので、すでに説明した部材については重ね
て説明することを避ける。
図に示して説明する。なお、このインダクシヨンモータ
の制御装置は前記第６図に示した従来の「辷り周波数型
ベクトル制御装置」にメモリー素子、掛算器等を追加し
たものであるので、すでに説明した部材については重ね
て説明することを避ける。
第１図に示すように、ベクトル発振器１８の出力端は掛
算器５の入力端に接続されると共に、メモリー素子２１
に接続されている。なお、このメモリー素子２１には時
々刻々ＩＭの回転磁束の回転位置θ。がアドレスとして
ベクトル発振器１８から入力されるようになっており、
この回転位置θ。に応じて磁束成分（励磁）電流指令ｉ
ＩｄのＩＡ当りの励磁補正電流をΔｉＩ４．トルク成分
電流指令ｔ＋ｑのＩＡ当りのトルク補正電流をΔｉ＋ｑ
とする。
算器５の入力端に接続されると共に、メモリー素子２１
に接続されている。なお、このメモリー素子２１には時
々刻々ＩＭの回転磁束の回転位置θ。がアドレスとして
ベクトル発振器１８から入力されるようになっており、
この回転位置θ。に応じて磁束成分（励磁）電流指令ｉ
ＩｄのＩＡ当りの励磁補正電流をΔｉＩ４．トルク成分
電流指令ｔ＋ｑのＩＡ当りのトルク補正電流をΔｉ＋ｑ
とする。
予め適宜のトルクリップル検出器を用いて個々＊
のＩＭについて上記磁束電流成分指令ｉ＋ａをＩＡだけ
変化させた時のモータのトルクに対するリップルトルク
の値を計測し、回転位置θ。に対する励磁補正電流Δｉ
、ｄを求めメモリー素子２１の記憶内容として記憶させ
ておく。
変化させた時のモータのトルクに対するリップルトルク
の値を計測し、回転位置θ。に対する励磁補正電流Δｉ
、ｄを求めメモリー素子２１の記憶内容として記憶させ
ておく。
＊
また、同様にトルク成分電流指令１１ｑをＩＡだけ変化
させた時のモータのトルクに対するリップルトルクの値
を計測し、回転位置θ。、に対するトルク補正電流Δｉ
＋ｑを求め上記メモリー素子２１の記憶内容とする。
させた時のモータのトルクに対するリップルトルクの値
を計測し、回転位置θ。、に対するトルク補正電流Δｉ
＋ｑを求め上記メモリー素子２１の記憶内容とする。
なお、ＩＭの用途によっては上述のようにしてリップル
トルクを計測し記ｊｌさせるのは励磁補正電流Δｉ＋ｄ
又はトルク補正電流Δｉ＋ｑの一方であってもよい。
トルクを計測し記ｊｌさせるのは励磁補正電流Δｉ＋ｄ
又はトルク補正電流Δｉ＋ｑの一方であってもよい。
メモリー素子２１の出力の一方は掛算器２５の一方の入
力端に供給され、この掛算器２５の他方の入力端にはト
ルク成分電流指令ｉ１ｑが供給される。そして、この掛
算器２５によって実際にｌｌｑに比例した補正量の実際
のトルク補正電流ΔｉＩｑが発生され、このΔｌｌｑが
加算器２３に供給される。またメモリー素子２１の他方
の出力は掛算器２６の一方の入力端に供給され、この掛
算器２６の他方端の入力端には励磁電流指令ｉｌｄが供
給される。掛算器２６によってｔｅａに比例した実際の
大きささの励磁補正電流Δｉ＋ａが発生され、このΔｉ
ｌｄが加算器２２に供給される。
力端に供給され、この掛算器２５の他方の入力端にはト
ルク成分電流指令ｉ１ｑが供給される。そして、この掛
算器２５によって実際にｌｌｑに比例した補正量の実際
のトルク補正電流ΔｉＩｑが発生され、このΔｌｌｑが
加算器２３に供給される。またメモリー素子２１の他方
の出力は掛算器２６の一方の入力端に供給され、この掛
算器２６の他方端の入力端には励磁電流指令ｉｌｄが供
給される。掛算器２６によってｔｅａに比例した実際の
大きささの励磁補正電流Δｉ＋ａが発生され、このΔｉ
ｌｄが加算器２２に供給される。
一方、微分器１４の出力端と微分器１５の出力端とは加
算器工９に接続されていて、この加算器１９の出力端は
加算器２２の第１の入力端に接続されている。そして、
この加算器２２の第２の入力端には上述のように上記掛
算器２６の出力端が接続されており、さらにこの加算器
２２の出力端はベクトルアナライザ４のＲｅ入力端に接
続されている。
算器工９に接続されていて、この加算器１９の出力端は
加算器２２の第１の入力端に接続されている。そして、
この加算器２２の第２の入力端には上述のように上記掛
算器２６の出力端が接続されており、さらにこの加算器
２２の出力端はベクトルアナライザ４のＲｅ入力端に接
続されている。
また、上記掛算器２５の出力端は加算器２３の第１の入
力端に接続されており、この加算器２３の第２の入力端
は定数設定器３の出力端に接続されている。そして、こ
の加算器２３の出力端は上記ベクトルアナライザ４の１
ｍ入力端に接続されている。
力端に接続されており、この加算器２３の第２の入力端
は定数設定器３の出力端に接続されている。そして、こ
の加算器２３の出力端は上記ベクトルアナライザ４の１
ｍ入力端に接続されている。
次に、このように構成されているインダクシヨンモータ
の制御装置の動作を説明する。
の制御装置の動作を説明する。
回転している１Ｍ９の回転磁束の回転位置θ。
はベクトル発振器１８によって時々刻々計算されており
、この回転位置θ。が上記メモリー素子２１に対しアド
レス入力として与えられる。すると、回転位置θ。に応
じ上記メモリー素子２１の中から適宜の補正値を読み出
し励磁電流指令ｉ＋ａによって大きさを規定された励磁
補正電流Δｉ＋＋が加算器２２に印加される。
、この回転位置θ。が上記メモリー素子２１に対しアド
レス入力として与えられる。すると、回転位置θ。に応
じ上記メモリー素子２１の中から適宜の補正値を読み出
し励磁電流指令ｉ＋ａによって大きさを規定された励磁
補正電流Δｉ＋＋が加算器２２に印加される。
また、同様にメモリー素子２１から呼び出されたトルク
電流指令ｉ＋ａによって大きさが規定されたトルク補正
電流ΔｉＩ９は加算器２３に加えられる。
電流指令ｉ＋ａによって大きさが規定されたトルク補正
電流ΔｉＩ９は加算器２３に加えられる。
以上のように、定数設定器３からの出力であるトルク成
分電流指令１１４に対し上記補正値（ΔＩ ＩＱ）が加
えられ、この補正された指令値（ｌｌｑ＋Δ１Ｉ９）が
ベクトルアナライザ４の１ｍ入力端に供給される。
分電流指令１１４に対し上記補正値（ΔＩ ＩＱ）が加
えられ、この補正された指令値（ｌｌｑ＋Δ１Ｉ９）が
ベクトルアナライザ４の１ｍ入力端に供給される。
ｉ、ｄであるが、この磁束成分電流指令ｉ、ｄに対し補
正値ΔｉＩｄが印加され、上記ベクトルアナライザ４の
Ｒｅ入力端に印加される。
正値ΔｉＩｄが印加され、上記ベクトルアナライザ４の
Ｒｅ入力端に印加される。
このように、トルク成分電流指令ｊ＋Ｑ及び磁束成分電
流指令（励磁電流指令）ｉ、ｄに対しそれぞれ補正が行
われ、その結果がベクトルアナライザ４から出力されて
掛算器５に供給される。以後、前記第６図に於いて説明
したのと同様に変換器６゜電流制御増幅器７．電力変換
器８等を介して三相の１次電流が１Ｍ９に供給されるこ
ととなる。従って、１Ｍ９にはトルクリップルを少なく
するような補償をされた電流が供給されることとなり、
低速域に於いても円滑な回転を維持することが可能とな
る。
流指令（励磁電流指令）ｉ、ｄに対しそれぞれ補正が行
われ、その結果がベクトルアナライザ４から出力されて
掛算器５に供給される。以後、前記第６図に於いて説明
したのと同様に変換器６゜電流制御増幅器７．電力変換
器８等を介して三相の１次電流が１Ｍ９に供給されるこ
ととなる。従って、１Ｍ９にはトルクリップルを少なく
するような補償をされた電流が供給されることとなり、
低速域に於いても円滑な回転を維持することが可能とな
る。
ルク成分電流指令ｊ＋Ｑと磁束成分電流指令ｉ、ｄとの
両方に対して補正を行っていたが、必ずしも両方同時に
補正を行う必要はない。
両方に対して補正を行っていたが、必ずしも両方同時に
補正を行う必要はない。
すなわち、上記メモリ素子２１および掛算器２５．２６
からなる補正電流発生部２７から加算器２３に対してだ
け補正値（Δｉ ＋ｑ）を送出することにより、トルク
成分電流指令ｔｌｑだけを補正してやってもよい。この
場合には、当然のことなから上記補正電流発生部２７か
らは磁束成分電流指＊ 令ｉＩｄに対しての補正値は印加されず、ベクトルアナ
ライザ４のＲｅ入力端に対しては加算器１９の出力であ
る磁束成分電流指令ｉ、ｄのまま印加されることとなる
。
からなる補正電流発生部２７から加算器２３に対してだ
け補正値（Δｉ ＋ｑ）を送出することにより、トルク
成分電流指令ｔｌｑだけを補正してやってもよい。この
場合には、当然のことなから上記補正電流発生部２７か
らは磁束成分電流指＊ 令ｉＩｄに対しての補正値は印加されず、ベクトルアナ
ライザ４のＲｅ入力端に対しては加算器１９の出力であ
る磁束成分電流指令ｉ、ｄのまま印加されることとなる
。
さらにまた、上述とは逆にトルク成分電流指令ｉ１ｑに
は補正を加えることなくそのままベクトルアナライザ４
の１ｍ入力端に印加させ、磁束成分電流指令ｉ、ｄに対
してのみ補正電流発生部２７から補正値（Δｉ 、ｄ）
を加え、その加えられた結果＊ （ｉ 、ｄ＋Δｉ 、ｄ）を上記ベクトルアナライザ４
のＲｅ入力端に印加してもよい。
は補正を加えることなくそのままベクトルアナライザ４
の１ｍ入力端に印加させ、磁束成分電流指令ｉ、ｄに対
してのみ補正電流発生部２７から補正値（Δｉ 、ｄ）
を加え、その加えられた結果＊ （ｉ 、ｄ＋Δｉ 、ｄ）を上記ベクトルアナライザ４
のＲｅ入力端に印加してもよい。
ところで、ＩＭの１吹型流ｉ、を入力してから２次位束
Φ２が電気的に感応するまでにはある程度の時間の遅れ
が発生する。この時間の遅れを「電気的時定数」という
。
Φ２が電気的に感応するまでにはある程度の時間の遅れ
が発生する。この時間の遅れを「電気的時定数」という
。
１吹型流ｉＩとして第４図に示したような符号Ｐで示す
ステップ状の信号を与えたとすると、２次位束Φ２は上
記電気的時定数のために実際には符号Ｑで示したように
遅れを生じて立ち上がることとなる。このような場合に
は符号Ｒで示すような信号を加えてやれば、上述のよう
な遅れをキャンセルすることが可能となる。上記符号Ｒ
で示したような電気的時定数に対する補償を「進み補償
」という。
ステップ状の信号を与えたとすると、２次位束Φ２は上
記電気的時定数のために実際には符号Ｑで示したように
遅れを生じて立ち上がることとなる。このような場合に
は符号Ｒで示すような信号を加えてやれば、上述のよう
な遅れをキャンセルすることが可能となる。上記符号Ｒ
で示したような電気的時定数に対する補償を「進み補償
」という。
そして、上記第１図に示した補正電流発生部２７から供
給される補正電流（ΔｉＩＱ＋ Δｉ＋ｄ）に対し、第
５図に示すような周知の抵抗Ｒ１，Ｒ３、Ｒａ及び演算
増幅器Ａからなる進み補償回路によって「進み補償」を
施してやれば、ＩＭに於ける電気的時定数の遅れを少な
くすることが可能となる。
給される補正電流（ΔｉＩＱ＋ Δｉ＋ｄ）に対し、第
５図に示すような周知の抵抗Ｒ１，Ｒ３、Ｒａ及び演算
増幅器Ａからなる進み補償回路によって「進み補償」を
施してやれば、ＩＭに於ける電気的時定数の遅れを少な
くすることが可能となる。
本発明によれば極めて低速の領域に於けるトルクリップ
ルを減少させることができるので、低速域に於いても誘
導電動機の円滑な回転を維持することが可能となる。
ルを減少させることができるので、低速域に於いても誘
導電動機の円滑な回転を維持することが可能となる。
第１図は本発明のインダクシヨンモータの制御装置の一
実施例を示す電気回路図、第２図はインダクシヨンモー
タの１次電流の励磁電流及びトルク電流を示す図、第３
図はインダクシヨンモータの２次位束の揺れを模式的に
示す図、第４図は電気的時定数の補正を示す図、第５図
は進み補償回路を示す電気回路図、第６図は従来の辷り
周波数型ベクトル制御装置の電気回路図、第７図はイン
ダクシヨンモータに於けるトルクリップルの特性図、第
８図はトルクリップルの検出器の特性図、である。 ３・・・・・・・・・・・・・・・定数設定器、４・・
・・・・・・・・・・・・・ベクトルアナライザ、５・
・・・・・・・・・・・・・・掛算器、９・・・・・・
・・・・・・・・・インダクシヨンモータ（ＩＭ）、１
４・・・・・・・・・・・・定数設定器、１８・・・・
・・・・・・・・ベクトル発振器、２１・・・・・・・
・・・・・メモリー素子、２２．２３・・・加算器、 ２５．２６・・・掛算器。
実施例を示す電気回路図、第２図はインダクシヨンモー
タの１次電流の励磁電流及びトルク電流を示す図、第３
図はインダクシヨンモータの２次位束の揺れを模式的に
示す図、第４図は電気的時定数の補正を示す図、第５図
は進み補償回路を示す電気回路図、第６図は従来の辷り
周波数型ベクトル制御装置の電気回路図、第７図はイン
ダクシヨンモータに於けるトルクリップルの特性図、第
８図はトルクリップルの検出器の特性図、である。 ３・・・・・・・・・・・・・・・定数設定器、４・・
・・・・・・・・・・・・・ベクトルアナライザ、５・
・・・・・・・・・・・・・・掛算器、９・・・・・・
・・・・・・・・・インダクシヨンモータ（ＩＭ）、１
４・・・・・・・・・・・・定数設定器、１８・・・・
・・・・・・・・ベクトル発振器、２１・・・・・・・
・・・・・メモリー素子、２２．２３・・・加算器、 ２５．２６・・・掛算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、）インダクシヨンモータのステータの１次巻線に多
相の１次電流を印加してこのステータ内に回転する磁束
を発生させ、この磁束と同芯で回転するロータの、巻線
または篭型回路からなる２次巻線との間に生ずる辷り速
度（相対速度）に応じて発生する２次電流と上記磁束と
の電磁的作用により上記ロータにトルクを発生させるよ
うにしたインダクシヨンモータの制御装置において、上
記磁束の回転位置に対応して周期的に発生するトルクリ
ップルの計測値に対応する補正値を記憶させておき上記
磁束の回転位置に応じて読出されたこの補正値に応じて
補正電流を発生させ、この補正電流により上記１次電流
を補正し、上記トルクリップルを減少させるようにした
ことを特徴とするインダクシヨンモータの制御装置。 ２、）上記１次電流は励磁電流とトルク電流とのベクト
ル成分から構成されていて、上記補正の対象となるのは
上記トルク電流であることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のインダクシヨンモータの制御装置。 ３、）上記１次電流は励磁電流とトルク電流とのベクト
ル成分から構成されていて、上記補正の対象となるのは
上記励磁電流であることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のインダクシヨンモータの制御装置。 ４、）上記補正電流の、磁束の回転位置に関する周期は
、電気角６０度またはこの電気角６０度の整数倍または
電気角６０度の整数分の１であることを特徴とする特許
請求の範囲第１、２、３項記載のインダクシヨンモータ
の制御装置。 ５、）上記トルクリップルの計測値の記憶手段は、上記
磁束の回転位置をアドレス入力とし、上記計測値に対応
した補正値を出力するようにした記憶手段であることを
特徴とする特許請求の範囲第１、２、３項記載のインダ
クシヨンモータの制御装置。 ６、）上記補正電流に対し進み補償を施しインダクシヨ
ンモータの電気的時定数の遅れによる影響を少なくする
ようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１、２、
３項記載のインダクシヨンモータの制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61175318A JPS6331492A (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | インダクシヨンモ−タの制御装置 |
| DE8787110682T DE3784801T2 (de) | 1986-07-25 | 1987-07-23 | Regelgeraet fuer einen induktionsmotor. |
| EP87110682A EP0254310B1 (en) | 1986-07-25 | 1987-07-23 | Induction motor control apparatus |
| US07/077,162 US4814683A (en) | 1986-07-25 | 1987-07-24 | Induction motor control apparatus |
| CN87105236A CN1011176B (zh) | 1986-07-25 | 1987-07-25 | 感应电动机控制装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61175318A JPS6331492A (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | インダクシヨンモ−タの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6331492A true JPS6331492A (ja) | 1988-02-10 |
Family
ID=15993991
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61175318A Pending JPS6331492A (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | インダクシヨンモ−タの制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4814683A (ja) |
| EP (1) | EP0254310B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6331492A (ja) |
| CN (1) | CN1011176B (ja) |
| DE (1) | DE3784801T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100632689B1 (ko) | 2005-02-18 | 2006-10-12 | 엘지전자 주식회사 | 모터의 토크제어장치 및 방법 |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02219498A (ja) * | 1989-02-16 | 1990-09-03 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | インバータの電流制御装置 |
| FR2649558B1 (fr) * | 1989-07-07 | 1991-09-20 | Thomson Csf | Dispositif de mesure dynamique du couple d'un moteur autosynchrone et dispositif de commande asservie d'un moteur autosynchrone utilisant ce dispositif |
| JP2503712B2 (ja) * | 1990-03-08 | 1996-06-05 | 三菱電機株式会社 | エレベ―タ―の速度制御装置 |
| US5122719A (en) * | 1991-02-27 | 1992-06-16 | Eastman Kodak Company | Method and apparatus for reducing recurrent fluctuations in motor torque |
| CA2101796C (en) * | 1992-07-21 | 1996-10-01 | Tetsuo Yamada | Vector control apparatus for induction motor |
| GB2261966B (en) * | 1991-11-30 | 1995-11-08 | Toshiba Kk | Driving control apparatus for induction motor |
| FR2692693A1 (fr) * | 1992-06-23 | 1993-12-24 | Smh Management Services Ag | Dispositif de commande d'un moteur asynchrone. |
| US5351178A (en) * | 1992-10-30 | 1994-09-27 | Electric Power Research Institute, Inc. | Active power line conditioner with a derived load current fundamental signal for fast dynamic response |
| US5287288A (en) * | 1992-10-30 | 1994-02-15 | Electric Power Research Institute, Inc. | Active power line conditioner with low cost surge protection and fast overload recovery |
| US5351180A (en) * | 1992-10-30 | 1994-09-27 | Electric Power Research Institute, Inc. | Highly fault tolerant active power line conditioner |
| US5384696A (en) * | 1992-10-30 | 1995-01-24 | Electric Power Research Institute, Inc. | Active power line conditioner with fundamental negative sequence compensation |
| US5359275A (en) * | 1992-10-30 | 1994-10-25 | Electric Power Research Institute, Inc. | Load current fundamental filter with one cycle response |
| US5345377A (en) * | 1992-10-30 | 1994-09-06 | Electric Power Research Institute, Inc. | Harmonic controller for an active power line conditioner |
| CA2147257A1 (en) * | 1992-10-30 | 1994-05-11 | Steven A. Moran | Active power line conditioner with synchronous transformation control |
| JP3054510B2 (ja) * | 1993-02-05 | 2000-06-19 | 株式会社東芝 | 誘導電動機制御方法 |
| US5351181A (en) * | 1993-03-12 | 1994-09-27 | Electric Power Research Institute, Inc. | Low cost active power line conditioner |
| US5465203A (en) * | 1993-06-18 | 1995-11-07 | Electric Power Research Institute, Inc. | Hybrid series active/parallel passive power line conditioner with controlled harmonic injection |
| JP2833463B2 (ja) * | 1994-02-10 | 1998-12-09 | 株式会社デンソー | 交流モータの回転トルク検出装置 |
| US7117754B2 (en) * | 2002-10-28 | 2006-10-10 | The Curators Of The University Of Missouri | Torque ripple sensor and mitigation mechanism |
| JP4007197B2 (ja) * | 2003-01-16 | 2007-11-14 | トヨタ自動車株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2011010394A (ja) * | 2009-06-23 | 2011-01-13 | Sanyo Electric Co Ltd | ドライバ回路 |
| JP6344151B2 (ja) * | 2014-08-29 | 2018-06-20 | 株式会社リコー | 位置推定装置、モータ駆動制御装置、位置推定方法及びプログラム |
| DE102016122105B4 (de) * | 2016-11-17 | 2024-11-21 | Abb Schweiz Ag | Verfahren zur Verringerung von Gleichlaufschwankungen eines Permanentmagneterregten Elektromotors |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5413919A (en) * | 1977-07-04 | 1979-02-01 | Hitachi Ltd | Preventive controller for torque pulsation |
| US4409534A (en) * | 1980-04-09 | 1983-10-11 | General Electric Company | Microcomputer-based pulse width modulated inverter fed machine drive system |
| US4456868A (en) * | 1981-03-31 | 1984-06-26 | Fanuc Limited | Method and apparatus for controlling AC motors |
| JPS57199489A (en) * | 1981-05-29 | 1982-12-07 | Hitachi Ltd | Controller for induction motor |
| JPS58123394A (ja) * | 1982-01-18 | 1983-07-22 | Hitachi Ltd | 交流電動機の制御装置 |
| JPS59156184A (ja) * | 1983-02-23 | 1984-09-05 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPS59169369A (ja) * | 1983-03-16 | 1984-09-25 | Toshiba Corp | 交流電流制御装置 |
| DE3323100A1 (de) * | 1983-06-27 | 1985-01-10 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und vorrichtung zur pendelungsbedaempften steuerung oder regelung einer stromrichtergespeisten asynchronmaschine |
| JPS6152179A (ja) * | 1984-08-22 | 1986-03-14 | Toshiba Corp | 電動機駆動用電源装置 |
-
1986
- 1986-07-25 JP JP61175318A patent/JPS6331492A/ja active Pending
-
1987
- 1987-07-23 EP EP87110682A patent/EP0254310B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-07-23 DE DE8787110682T patent/DE3784801T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-07-24 US US07/077,162 patent/US4814683A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-07-25 CN CN87105236A patent/CN1011176B/zh not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100632689B1 (ko) | 2005-02-18 | 2006-10-12 | 엘지전자 주식회사 | 모터의 토크제어장치 및 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0254310A3 (en) | 1988-09-28 |
| EP0254310B1 (en) | 1993-03-17 |
| DE3784801D1 (de) | 1993-04-22 |
| US4814683A (en) | 1989-03-21 |
| CN87105236A (zh) | 1988-02-03 |
| DE3784801T2 (de) | 1993-07-01 |
| CN1011176B (zh) | 1991-01-09 |
| EP0254310A2 (en) | 1988-01-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6331492A (ja) | インダクシヨンモ−タの制御装置 | |
| US5796236A (en) | Slip adjuster for use in electrical motor controllers | |
| EP0082303B1 (en) | Method and apparatus for controlling induction motor | |
| US10469013B2 (en) | Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device | |
| JPH11262293A (ja) | 多重巻線電動機の制御方法 | |
| US4453116A (en) | Scalar decoupled control for an induction machine using current control | |
| CN104335479B (zh) | 电动机的可变转矩角 | |
| Beres et al. | Sensorless IFOC of induction motor with current regulators in current reference frame | |
| JP4764785B2 (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JPH0250718B2 (ja) | ||
| JPH04304183A (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP2579119B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPH10248300A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2001031339A (ja) | エレベータ制御装置 | |
| JPS6331493A (ja) | シンクロナスモ−タの制御装置 | |
| JPH01218389A (ja) | 電動機の速度制御装置 | |
| JPH1169897A (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JP3283729B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| EP3787180A1 (en) | Wound field synchronous machine system with increased torque production and method of operation | |
| JP3363732B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JP2909736B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JPH0412698A (ja) | 電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 | |
| WO2024195017A1 (ja) | モータ制御テーブル生成方法、モータ制御装置の製造方法、及びモータ制御テーブル生成装置 | |
| JPH05300791A (ja) | 交流電動機の電流制御方式 | |
| JPS63107482A (ja) | 交流電動機の電流制御装置 |