JPH085404A - 位置検出装置 - Google Patents
位置検出装置Info
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- JPH085404A JPH085404A JP13597794A JP13597794A JPH085404A JP H085404 A JPH085404 A JP H085404A JP 13597794 A JP13597794 A JP 13597794A JP 13597794 A JP13597794 A JP 13597794A JP H085404 A JPH085404 A JP H085404A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 位相変化量θをＡ／Ｂ相変換回路で出力し、
このＡ／Ｂ相変換回路の出力側に接続するカウンタ等の
カウント能力に対応して自動的に複数の基準クロック周
波数群を選択して、基準クロック周波数設定の煩わしさ
を回避すると共にピン数の少ないＩＣ化に適した位置検
出装置を得る。 【構成】 位置検出装置から得られる現在の位相変化量
θn と前回の位相変化量θn-1 の差をとる差分回路３１
の出力データＤ7 〜Ｄ0 をＡ／Ｂ相変換回路２０及びセ
レクタ３３に供給して、セレクタ３３に供給される複数
の基準クロック周波数群ｆ0 ，ｆ0 ／２，ｆ0 ／４‥‥
のいずれか１つの基準クロック周波数をデータＤ7 〜Ｄ
0 に応じて選択し、Ａ／Ｂ相変換回路２０のクロック端
子ＣＫに供給し、Ａ／Ｂ相変換回路２０の出力側に接続
されるカウンタ等の電子機器の能力に対応した二相の互
に９０度位相の異なるＡ及びＢ相信号を得る。
このＡ／Ｂ相変換回路の出力側に接続するカウンタ等の
カウント能力に対応して自動的に複数の基準クロック周
波数群を選択して、基準クロック周波数設定の煩わしさ
を回避すると共にピン数の少ないＩＣ化に適した位置検
出装置を得る。 【構成】 位置検出装置から得られる現在の位相変化量
θn と前回の位相変化量θn-1 の差をとる差分回路３１
の出力データＤ7 〜Ｄ0 をＡ／Ｂ相変換回路２０及びセ
レクタ３３に供給して、セレクタ３３に供給される複数
の基準クロック周波数群ｆ0 ，ｆ0 ／２，ｆ0 ／４‥‥
のいずれか１つの基準クロック周波数をデータＤ7 〜Ｄ
0 に応じて選択し、Ａ／Ｂ相変換回路２０のクロック端
子ＣＫに供給し、Ａ／Ｂ相変換回路２０の出力側に接続
されるカウンタ等の電子機器の能力に対応した二相の互
に９０度位相の異なるＡ及びＢ相信号を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はサンプリング方式によっ
て位置検出を行う様になされた位置検出装置の改良に関
する。
て位置検出を行う様になされた位置検出装置の改良に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、工作機械等の工具移動位置を
検出するための位置検出装置としては種々のものが提案
され、例えば磁気式、光学式、静電容量式等のものが知
られている。図５は位相変調方式の磁気スケール装置の
原理的構成を示すものである。図５で１は磁気スケール
で棒状或いは帯状の磁気媒体に一定波長λ（例えば２０
０μｍ）の矩形波信号或いは正弦波信号が記録され、例
えば工作機の被加工物が挟持された移動台に取り付けら
れている。
検出するための位置検出装置としては種々のものが提案
され、例えば磁気式、光学式、静電容量式等のものが知
られている。図５は位相変調方式の磁気スケール装置の
原理的構成を示すものである。図５で１は磁気スケール
で棒状或いは帯状の磁気媒体に一定波長λ（例えば２０
０μｍ）の矩形波信号或いは正弦波信号が記録され、例
えば工作機の被加工物が挟持された移動台に取り付けら
れている。
【０００３】２及び３は工作機の固定部に取り付けら
れ、移動台上の磁気スケール１と対接する様に（ｎ±１
／４）λ（ｎは整数）の間隔を保って配設された第１及
び第２の磁束応答型磁気ヘッド（以下磁気ヘッドと記
す）である。
れ、移動台上の磁気スケール１と対接する様に（ｎ±１
／４）λ（ｎは整数）の間隔を保って配設された第１及
び第２の磁束応答型磁気ヘッド（以下磁気ヘッドと記
す）である。
【０００４】これら磁気ヘッド２及び３は可飽和コア２
Ａ及び３Ａに巻回した励磁コイル２Ｂ及び３Ｂ並びに出
力コイル２Ｃ及び３Ｃより構成されている。
Ａ及び３Ａに巻回した励磁コイル２Ｂ及び３Ｂ並びに出
力コイル２Ｃ及び３Ｃより構成されている。
【０００５】５は角周波数２πｆ0 ＝ω0 の搬送波信号
のｍ倍（ｍ：正数）を発振する発振器であり、この発振
器５から出力信号を周波数逓降器６でω0 ／２の角周波
数の信号と成し、之を第１の磁気ヘッド２の励磁コイル
２Ｂに供給すると共に移相器７を通じてπ／４移相させ
て第２の磁気ヘッド３の励磁コイル３Ｂに供給する。
のｍ倍（ｍ：正数）を発振する発振器であり、この発振
器５から出力信号を周波数逓降器６でω0 ／２の角周波
数の信号と成し、之を第１の磁気ヘッド２の励磁コイル
２Ｂに供給すると共に移相器７を通じてπ／４移相させ
て第２の磁気ヘッド３の励磁コイル３Ｂに供給する。
【０００６】第１及び第２の磁気ヘッド２及び３の出力
コイル２Ｃ及び３Ｃからは第１及び第２の磁気ヘッド２
及び３の磁気スケール１に対する相対変化量ｘに応じた
各励磁信号の変調信号が得られる。
コイル２Ｃ及び３Ｃからは第１及び第２の磁気ヘッド２
及び３の磁気スケール１に対する相対変化量ｘに応じた
各励磁信号の変調信号が得られる。
【０００７】第１及び第２の磁気ヘッド２及び３の出力
コイル２Ｃ及び３Ｃより得られる変調信号のｅ1 ＝Ｅ1
ｓｉｎ ２πｘ／λ ｃｏｓω0 ｔ及びｅ2 ＝Ｅ1 ｃｏ
ｓ２πｘ／λ ｓｉｎω0 ｔ（但しＥ1 は定数、λは波
長）は加算器８で加算され、その第２次高調波（一般的
には偶数次高調波でも可）信号のみを通過させる帯域通
過濾波器（ＢＰＦ）９に供給することで相対変化量ｘに
応じた位相変化データθを有し、且つ励磁電流の角周波
数の２倍の角周波数ω0 を有する位相変化信号ｅ＝ｅ1
＋ｅ2 ＝Ｅ1 ｓｉｎ（ω0 ｔ＋２πｘ／λ）＝Ｅ1 ｓｉ
ｎ（ω0 ｔ＋θ）が求められる。
コイル２Ｃ及び３Ｃより得られる変調信号のｅ1 ＝Ｅ1
ｓｉｎ ２πｘ／λ ｃｏｓω0 ｔ及びｅ2 ＝Ｅ1 ｃｏ
ｓ２πｘ／λ ｓｉｎω0 ｔ（但しＥ1 は定数、λは波
長）は加算器８で加算され、その第２次高調波（一般的
には偶数次高調波でも可）信号のみを通過させる帯域通
過濾波器（ＢＰＦ）９に供給することで相対変化量ｘに
応じた位相変化データθを有し、且つ励磁電流の角周波
数の２倍の角周波数ω0 を有する位相変化信号ｅ＝ｅ1
＋ｅ2 ＝Ｅ1 ｓｉｎ（ω0 ｔ＋２πｘ／λ）＝Ｅ1 ｓｉ
ｎ（ω0 ｔ＋θ）が求められる。
【０００８】こうして得た位相変調信号ｅを内挿回路１
０に供給する。位相変化データθと相対変化量ｘとの関
係はθ＝２πｘ／λであるから、内挿回路１０内では発
振器５を介して供給された搬送波信号（ｓｉｎ ω
0 ｔ）（図６Ａ参照）に対する位相変調信号ｅ＝（ｓｉ
ｎ ω0 ｔ±θ）（図６Ｂ参照）との位相差を例えば１
０ＭＨｚの時間基準クロックｆ0 （図６Ｃ参照）でカウ
ントした値を位相変化量θとして出力端子Ｔ1 に出力
し、カウンタや制御装置等に供給する様に成されてい
る。ここで位相変化量θは搬送波信号をサンプリングパ
ルスＳＰとして、出力端子Ｔ1 に例えば０〜１９９の様
なデジタル値として出力される。
０に供給する。位相変化データθと相対変化量ｘとの関
係はθ＝２πｘ／λであるから、内挿回路１０内では発
振器５を介して供給された搬送波信号（ｓｉｎ ω
0 ｔ）（図６Ａ参照）に対する位相変調信号ｅ＝（ｓｉ
ｎ ω0 ｔ±θ）（図６Ｂ参照）との位相差を例えば１
０ＭＨｚの時間基準クロックｆ0 （図６Ｃ参照）でカウ
ントした値を位相変化量θとして出力端子Ｔ1 に出力
し、カウンタや制御装置等に供給する様に成されてい
る。ここで位相変化量θは搬送波信号をサンプリングパ
ルスＳＰとして、出力端子Ｔ1 に例えば０〜１９９の様
なデジタル値として出力される。
【０００９】更に、図７に示す様な位置検出装置も公知
である。即ち正弦成分（ｓｉｎθ）と余弦成分（ｃｏｓ
θ）を磁気スケール１の磁気ヘッド２及び３から取り出
し、夫々のｓｉｎθ及びｃｏｓθ成分をデテクタ２４の
アナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１８Ａ及び１８Ｂ
に入力端子Ｔ2 及びＴ3 を介して供給し、基準クロック
周波数ｆ0 を発振する発振器２３からのクロックＣＫを
分周器２１に供給して、サンプリングパルスＳＰを形成
して、該Ａ／Ｄ変換器１８Ａ及び１８Ｂと後述する演算
器１９と差分回路３１並びにＡ／Ｂ相変換回路（二相変
換回路）２０に供給する。
である。即ち正弦成分（ｓｉｎθ）と余弦成分（ｃｏｓ
θ）を磁気スケール１の磁気ヘッド２及び３から取り出
し、夫々のｓｉｎθ及びｃｏｓθ成分をデテクタ２４の
アナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１８Ａ及び１８Ｂ
に入力端子Ｔ2 及びＴ3 を介して供給し、基準クロック
周波数ｆ0 を発振する発振器２３からのクロックＣＫを
分周器２１に供給して、サンプリングパルスＳＰを形成
して、該Ａ／Ｄ変換器１８Ａ及び１８Ｂと後述する演算
器１９と差分回路３１並びにＡ／Ｂ相変換回路（二相変
換回路）２０に供給する。
【００１０】Ａ／Ｄ変換器１８Ａ及び１８Ｂからのデジ
タル変換された正弦及び全弦データは演算器１９で三角
函数Ａｒｃｔａｎ（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）＝θの値を演
算してサンプリングパルスＳＰでサンプリングされたサ
ンプリング毎の位相変化量θを求める。演算器１９で求
められたサンプリング毎の位相変化量θのデータは差分
回路３１を通してＡ／Ｂ相変換回路２０に供給されてＡ
相及びＢ相の９０度位相の異なる２相の信号として、出
力端子Ｔ4 及びＴ5 を介して例えばカウンタ、ＮＣ装置
等の装置２２に供給される。ここでＡ／Ｂ相変換回路２
０からの出力信号を受ける側の装置２２の計数能力（周
波数応答性）により、Ａ／Ｂ相変換回路２０の計数能
力、即ち、Ａ／Ｂ相変換回路２０に供給する基準クロッ
ク周波数を変える必要があり、発振器２３からのクロッ
クＣＫを分周器２５に供給し、ｆ0／２〜ｆ0 ／ｎ（ｎ
は正数）に分周し、これら基準クロック周波数ｆ0 〜ｆ
0 ／ｎの切換えを行うためのスイッチＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3
‥‥Ｓm を介して所定の基準クロック周波数をＡ／Ｂ相
変換回路２０に供給する様に成されていた。
タル変換された正弦及び全弦データは演算器１９で三角
函数Ａｒｃｔａｎ（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）＝θの値を演
算してサンプリングパルスＳＰでサンプリングされたサ
ンプリング毎の位相変化量θを求める。演算器１９で求
められたサンプリング毎の位相変化量θのデータは差分
回路３１を通してＡ／Ｂ相変換回路２０に供給されてＡ
相及びＢ相の９０度位相の異なる２相の信号として、出
力端子Ｔ4 及びＴ5 を介して例えばカウンタ、ＮＣ装置
等の装置２２に供給される。ここでＡ／Ｂ相変換回路２
０からの出力信号を受ける側の装置２２の計数能力（周
波数応答性）により、Ａ／Ｂ相変換回路２０の計数能
力、即ち、Ａ／Ｂ相変換回路２０に供給する基準クロッ
ク周波数を変える必要があり、発振器２３からのクロッ
クＣＫを分周器２５に供給し、ｆ0／２〜ｆ0 ／ｎ（ｎ
は正数）に分周し、これら基準クロック周波数ｆ0 〜ｆ
0 ／ｎの切換えを行うためのスイッチＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3
‥‥Ｓm を介して所定の基準クロック周波数をＡ／Ｂ相
変換回路２０に供給する様に成されていた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】上述の図７で示した位
置検出装置では磁気スケール１と磁気ヘッド２及び３は
工作機械等の移動部に対して相対的に取り付けられ、位
置検出変換回路を構成するデテクタ２４は工作機械の近
傍に配設されているが、装置２２は工作機械から離れた
位置に設置される。
置検出装置では磁気スケール１と磁気ヘッド２及び３は
工作機械等の移動部に対して相対的に取り付けられ、位
置検出変換回路を構成するデテクタ２４は工作機械の近
傍に配設されているが、装置２２は工作機械から離れた
位置に設置される。
【００１２】従って、Ａ／Ｂ相変換回路２０の出力デー
タのＡ相及びＢ相信号を受ける側に接続される装置２２
のカウント能力に応じて、デテクタ２４側のクロック周
波数切換用のスイッチＳ1 〜Ｓ3 を切り換える煩わしさ
を伴う、更に出力端子Ｔ4 及びＴ5 側に接続される装置
のすべてに適合させる様なデテクタ２４を得ようとする
と、当然、スイッチＳ1 〜Ｓ3 の数は多い方がよいの
で、その数は増加し、分周器２５も増加して、ＩＣ化の
時のピンの数が増大する問題があった。
タのＡ相及びＢ相信号を受ける側に接続される装置２２
のカウント能力に応じて、デテクタ２４側のクロック周
波数切換用のスイッチＳ1 〜Ｓ3 を切り換える煩わしさ
を伴う、更に出力端子Ｔ4 及びＴ5 側に接続される装置
のすべてに適合させる様なデテクタ２４を得ようとする
と、当然、スイッチＳ1 〜Ｓ3 の数は多い方がよいの
で、その数は増加し、分周器２５も増加して、ＩＣ化の
時のピンの数が増大する問題があった。
【００１３】本発明は叙上の問題点を解消するためにな
されたもので、その目的とするところはデテクタ２４側
に基準クロック周波数切換用の複数のスイッチを設ける
必要がなく、デテクタ２４の出力側に接続されるカウン
タ又は制御装置等の電子機器のカウント能力に対応して
自動的に基準クロック周波数の切換がなされ、周波数設
定の煩わしさを解消出来ると共にＩＣ化した時のピン数
も少なくて済む、デテクタ２４、即ち位置検出回路を得
る様に成したものである。
されたもので、その目的とするところはデテクタ２４側
に基準クロック周波数切換用の複数のスイッチを設ける
必要がなく、デテクタ２４の出力側に接続されるカウン
タ又は制御装置等の電子機器のカウント能力に対応して
自動的に基準クロック周波数の切換がなされ、周波数設
定の煩わしさを解消出来ると共にＩＣ化した時のピン数
も少なくて済む、デテクタ２４、即ち位置検出回路を得
る様に成したものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の位置検出装置は
その例が図１に示されている様に、スケールに対し、相
対的に移動する位置検出手段から得られる１波長内の位
相変化データをサンプリングして、サンプリング毎の位
相変化量θを検出し、二相変換手段２０を介して二相信
号を出力する様に成された位置検出装置３０に於いて、
サンプリング毎の現在の位相変化量θn と前回の位相変
化量θn-1 の差分を計数して出力する差分手段３１と、
この差分手段３１の出力データが供給される二相変換手
段２０並びにこの二相変換手段２０の基準クロック周波
数を自動的に選択するクロック周波数選択手段３３とを
具備して成るものである。
その例が図１に示されている様に、スケールに対し、相
対的に移動する位置検出手段から得られる１波長内の位
相変化データをサンプリングして、サンプリング毎の位
相変化量θを検出し、二相変換手段２０を介して二相信
号を出力する様に成された位置検出装置３０に於いて、
サンプリング毎の現在の位相変化量θn と前回の位相変
化量θn-1 の差分を計数して出力する差分手段３１と、
この差分手段３１の出力データが供給される二相変換手
段２０並びにこの二相変換手段２０の基準クロック周波
数を自動的に選択するクロック周波数選択手段３３とを
具備して成るものである。
【００１５】
【作用】本発明の位置検出装置はスケールの検出ヘッド
からの出力信号のサンプリング毎の位相変化量θを差分
回路３１に供給して、現在の位相変化量θn と前回の位
相変化量θn-1 との差分θD ＝θn −θn-1 の差分デー
タθD 即ち移動差を出力して、１サンプリング内の分解
能の１カウント以上の移動差を求め、応答速度を擬似的
に上昇させている。この様なカウントデータを二相のＡ
／Ｂ相変換回路２０に供給してＡ及びＢ相信号を出力す
る際にセレクタ３３に差分回路３１の出力データを供給
して、その出力データに応じて基準クロック周波数ｆ0
〜ｆ0 ／ｎを選択して、Ａ／Ｂ相変換回路２０に選択し
た基準クロック周波数を自動的に供給する様に成したの
で、デテクタ回路を作る場合にスイッチが不要となりＩ
Ｃ化時のピン数の少ない回路が得られ、基準クロック周
波数設定スイッチも不用な位置検出装置が得られる。
からの出力信号のサンプリング毎の位相変化量θを差分
回路３１に供給して、現在の位相変化量θn と前回の位
相変化量θn-1 との差分θD ＝θn −θn-1 の差分デー
タθD 即ち移動差を出力して、１サンプリング内の分解
能の１カウント以上の移動差を求め、応答速度を擬似的
に上昇させている。この様なカウントデータを二相のＡ
／Ｂ相変換回路２０に供給してＡ及びＢ相信号を出力す
る際にセレクタ３３に差分回路３１の出力データを供給
して、その出力データに応じて基準クロック周波数ｆ0
〜ｆ0 ／ｎを選択して、Ａ／Ｂ相変換回路２０に選択し
た基準クロック周波数を自動的に供給する様に成したの
で、デテクタ回路を作る場合にスイッチが不要となりＩ
Ｃ化時のピン数の少ない回路が得られ、基準クロック周
波数設定スイッチも不用な位置検出装置が得られる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の位置検出装置の一実施例を図
１乃至図４によって詳記する。尚、本例では従来の構成
で図５及び図７で説明した様にスケール１と相対的に移
動する磁気ヘッド２及び３からのサンプリング毎の位相
変化量θが取り出されたものとして説明を進める。
１乃至図４によって詳記する。尚、本例では従来の構成
で図５及び図７で説明した様にスケール１と相対的に移
動する磁気ヘッド２及び３からのサンプリング毎の位相
変化量θが取り出されたものとして説明を進める。
【００１７】図１は本例の位置検出装置の一実施例の構
成を示す系統図であり、例えば図７で示した演算器１９
からのサンプリング毎の位相変化量θがデジタルデータ
として差分回路３１に供給される。この差分回路３１に
はサンプリングパルスＳＰが図７の分周器２１を介して
サンプリングパルス入力端子Ｔ12に供給されると共にＡ
／Ｂ相変換回路（二相変換回路）２０に供給されてい
る。
成を示す系統図であり、例えば図７で示した演算器１９
からのサンプリング毎の位相変化量θがデジタルデータ
として差分回路３１に供給される。この差分回路３１に
はサンプリングパルスＳＰが図７の分周器２１を介して
サンプリングパルス入力端子Ｔ12に供給されると共にＡ
／Ｂ相変換回路（二相変換回路）２０に供給されてい
る。
【００１８】差分回路３１ではサンプリングパルスＳＰ
毎に位相変化量θを取り込み、現在の位相変化量θn に
対し前回のサンプリングパルスＳＰで取り込んだ位相変
化量θn-1 を保持しておき、現在の位相変化量θn と前
回の位相変化量θn-1 との差分のデータθD を求める。
即ちθD ＝θn −θn-1 を差分の例えば８ビットデータ
Ｄ7 −Ｄ0 としてＡ／Ｂ相変換回路２０並びにセレクタ
３３に出力する。
毎に位相変化量θを取り込み、現在の位相変化量θn に
対し前回のサンプリングパルスＳＰで取り込んだ位相変
化量θn-1 を保持しておき、現在の位相変化量θn と前
回の位相変化量θn-1 との差分のデータθD を求める。
即ちθD ＝θn −θn-1 を差分の例えば８ビットデータ
Ｄ7 −Ｄ0 としてＡ／Ｂ相変換回路２０並びにセレクタ
３３に出力する。
【００１９】又、図５及び図７で説明したスケール１に
対向配置された位相差が９０度のある磁気ヘッド２及び
３を用いているので、スケール１の移動方向である極性
判別信号ＳＰＬはゲート回路等で簡単に求められる。こ
の極性判別信号ＳＰＬもＡ／Ｂ相変換回路２０に供給さ
れている。
対向配置された位相差が９０度のある磁気ヘッド２及び
３を用いているので、スケール１の移動方向である極性
判別信号ＳＰＬはゲート回路等で簡単に求められる。こ
の極性判別信号ＳＰＬもＡ／Ｂ相変換回路２０に供給さ
れている。
【００２０】本例では差分回路３１からセレクタ３３に
上位２ビットデータＤ7 ，Ｄ6 が供給されているが、差
分回路３１からの８ビットのすべてのデータＤ7 〜Ｄ0
を供給する様にしてもよい。セレクタ３３は入力端子Ｔ
14〜Ｔ17から分周器２５（図７参照）を介して基準クロ
ック周波数ｆ0 及び分周されたクロック周波数ｆ0 ／２
〜ｆ0 ／ｎが供給され、これら周波数の１つが入力デー
タＤ7 ，Ｄ6 に応じて自動的にＡ／Ｂ相変換回路２０に
クロック信号ＣＫとして供給される。
上位２ビットデータＤ7 ，Ｄ6 が供給されているが、差
分回路３１からの８ビットのすべてのデータＤ7 〜Ｄ0
を供給する様にしてもよい。セレクタ３３は入力端子Ｔ
14〜Ｔ17から分周器２５（図７参照）を介して基準クロ
ック周波数ｆ0 及び分周されたクロック周波数ｆ0 ／２
〜ｆ0 ／ｎが供給され、これら周波数の１つが入力デー
タＤ7 ，Ｄ6 に応じて自動的にＡ／Ｂ相変換回路２０に
クロック信号ＣＫとして供給される。
【００２１】その結果、Ａ／Ｂ相変換回路２０に供給さ
れたサンプリングＳＰ毎の差分データはＡ相及びＢ相信
号に変換されて出力端子Ｔ4 及びＴ5 から９０度位相の
異なる二相信号が出力されて、位置データを例えば装置
２２に表示する様に成されている。
れたサンプリングＳＰ毎の差分データはＡ相及びＢ相信
号に変換されて出力端子Ｔ4 及びＴ5 から９０度位相の
異なる二相信号が出力されて、位置データを例えば装置
２２に表示する様に成されている。
【００２２】図１で説明したＡ／Ｂ相変換回路２０の１
例を図２で説明する。図２で入力端子Ｔ18には極性判別
信号ＳＰＬが供給され第１のインバータ回路ＩＮＶ1 を
介して第１の排他的オアゲート回路ＥＸＯＲ1 の一方の
入力端子に供給されると共に第２の排他的オアゲート回
路ＥＸＯＲ2 の一方の入力端子には入力端子Ｔ18に供給
された極性判別信号ＳＰＬが直接供給される。
例を図２で説明する。図２で入力端子Ｔ18には極性判別
信号ＳＰＬが供給され第１のインバータ回路ＩＮＶ1 を
介して第１の排他的オアゲート回路ＥＸＯＲ1 の一方の
入力端子に供給されると共に第２の排他的オアゲート回
路ＥＸＯＲ2 の一方の入力端子には入力端子Ｔ18に供給
された極性判別信号ＳＰＬが直接供給される。
【００２３】これら第１及び第２の排他的オアゲート回
路ＥＸＯＲ1 及びＥＸＯＲ2 の他方の入力端子には出力
端子Ｔ4 及びＴ5 に出力されるＡ及びＢ相信号が供給さ
れた第３の排他的オアゲート回路ＥＸＯＲ3 の出力が供
給され、第１及び第２の排他的オアゲート回路ＥＸＯＲ
1 及びＥＸＯＲ2 の出力は第１及び第２のナンドゲート
回路ＮＡＮＤ1 及びＮＡＮＤ2 の夫々の第１の入力端子
に供給される。
路ＥＸＯＲ1 及びＥＸＯＲ2 の他方の入力端子には出力
端子Ｔ4 及びＴ5 に出力されるＡ及びＢ相信号が供給さ
れた第３の排他的オアゲート回路ＥＸＯＲ3 の出力が供
給され、第１及び第２の排他的オアゲート回路ＥＸＯＲ
1 及びＥＸＯＲ2 の出力は第１及び第２のナンドゲート
回路ＮＡＮＤ1 及びＮＡＮＤ2 の夫々の第１の入力端子
に供給される。
【００２４】入力端子Ｔ19には時間基準クロックＣＫが
供給され、このクロック周波数はｆ 0 ，ｆ0 ／２，ｆ0
／４，ｆ0 ／８‥‥等が選択され、第２のインバータ回
路ＩＮＶ2 を介して例えば、ダウンカウンタ３４のクロ
ック端子ＣＫに供給されると共に第１及び第２のナンド
ゲート回路ＮＡＮＤ1 及びＮＡＮＤ2 の第２の入力端子
へは入力端子Ｔ19に供給した基準クロックＣＫが夫々直
接的に供給される。
供給され、このクロック周波数はｆ 0 ，ｆ0 ／２，ｆ0
／４，ｆ0 ／８‥‥等が選択され、第２のインバータ回
路ＩＮＶ2 を介して例えば、ダウンカウンタ３４のクロ
ック端子ＣＫに供給されると共に第１及び第２のナンド
ゲート回路ＮＡＮＤ1 及びＮＡＮＤ2 の第２の入力端子
へは入力端子Ｔ19に供給した基準クロックＣＫが夫々直
接的に供給される。
【００２５】更に、第１及び第２のナンドゲート回路Ｎ
ＡＮＤ1 及びＮＡＮＤ2 の第３の入力端子にはダウンカ
ウンタ３４のボロー出力が夫々供給される。
ＡＮＤ1 及びＮＡＮＤ2 の第３の入力端子にはダウンカ
ウンタ３４のボロー出力が夫々供給される。
【００２６】入力端子Ｔ20にはサンプリング毎の位相変
化量θをデジタル化した例えば８ビットのデジタルデー
タＤ7 〜Ｄ0 が供給されて、ダウンカウンタ３４のプリ
セット端子に供給される。
化量θをデジタル化した例えば８ビットのデジタルデー
タＤ7 〜Ｄ0 が供給されて、ダウンカウンタ３４のプリ
セット端子に供給される。
【００２７】更に入力端子Ｔ21にはサンプリングパルス
ＳＰが供給されてダウンカウンタ３４のロード端子に供
給されると共に第３のインバータ回路ＩＮＶ3 を介して
第１及び第２のナンドゲート回路ＮＡＮＤ1 及びＮＡＮ
Ｄ2 の第４の入力端子に供給される。
ＳＰが供給されてダウンカウンタ３４のロード端子に供
給されると共に第３のインバータ回路ＩＮＶ3 を介して
第１及び第２のナンドゲート回路ＮＡＮＤ1 及びＮＡＮ
Ｄ2 の第４の入力端子に供給される。
【００２８】第１及び第２のナンドゲート回路ＮＡＮＤ
1 及びＮＡＮＤ2 の出力は夫々第１及び第２のＤ型フリ
ップフロップ回路ＦＦ1 及びＦＦ2 のクロック端子に供
給される。第１及び第２のＤ型フリップフロップ回路Ｆ
Ｆ1 及びＦＦ2 の夫々の否定出力Ｑバーはデータ入力端
子Ｄに戻され、夫々の肯定出力Ｑから９０度位相の異な
る二相のＡ及びＢ相信号を出力端子Ｔ4 及びＴ5 に出力
する様に成されている。
1 及びＮＡＮＤ2 の出力は夫々第１及び第２のＤ型フリ
ップフロップ回路ＦＦ1 及びＦＦ2 のクロック端子に供
給される。第１及び第２のＤ型フリップフロップ回路Ｆ
Ｆ1 及びＦＦ2 の夫々の否定出力Ｑバーはデータ入力端
子Ｄに戻され、夫々の肯定出力Ｑから９０度位相の異な
る二相のＡ及びＢ相信号を出力端子Ｔ4 及びＴ5 に出力
する様に成されている。
【００２９】上述のＡ／Ｂ相変換回路２０に於いて、ダ
ウンカウンタ３４の出力はダウンカウンタ３４のカウン
トが零になってから、次のサンプリングパルスＳＰが来
るまでは図３Ｃの様にローレベルを保持する様に成され
ているので、入力端子Ｔ21に図３Ｂの様なサンプリング
パルスＳＰがダウンカウンタ３４のロード端子に入力さ
れ、ダウンカウンタ３４をプリセットし、図３Ｃの様に
サンプリング毎の位相変化量θが入力され、例えばこの
位相変化量θの値が「００００１０００」の１０進数で
８であったとすると、図３Ａに示す様に入力端子Ｔ19に
入力されるクロックＣＫを８個ダウンカウントするとダ
ウンカウンタ３４は零となるのでダウンカウンタ３４の
出力は図３Ｃの様にローレベルとなる。
ウンカウンタ３４の出力はダウンカウンタ３４のカウン
トが零になってから、次のサンプリングパルスＳＰが来
るまでは図３Ｃの様にローレベルを保持する様に成され
ているので、入力端子Ｔ21に図３Ｂの様なサンプリング
パルスＳＰがダウンカウンタ３４のロード端子に入力さ
れ、ダウンカウンタ３４をプリセットし、図３Ｃの様に
サンプリング毎の位相変化量θが入力され、例えばこの
位相変化量θの値が「００００１０００」の１０進数で
８であったとすると、図３Ａに示す様に入力端子Ｔ19に
入力されるクロックＣＫを８個ダウンカウントするとダ
ウンカウンタ３４は零となるのでダウンカウンタ３４の
出力は図３Ｃの様にローレベルとなる。
【００３０】その結果、図２に示した論理回路によって
出力端子Ｔ4 及びＴ5 には図３Ｄ及びＥに示すＡ相及び
Ｂ相信号が得られる。このＡ相及びＢ相信号を装置２２
に供給することにより、装置２２がカウンタの場合には
スケールと検出ヘッドとの相対位置を表示したり、また
装置２２がＮＣ装置の場合には相対位置を制御したりす
ることが可能となる。
出力端子Ｔ4 及びＴ5 には図３Ｄ及びＥに示すＡ相及び
Ｂ相信号が得られる。このＡ相及びＢ相信号を装置２２
に供給することにより、装置２２がカウンタの場合には
スケールと検出ヘッドとの相対位置を表示したり、また
装置２２がＮＣ装置の場合には相対位置を制御したりす
ることが可能となる。
【００３１】次に図１のセレクタについて説明する。こ
のセレクタは複数のクロック周波数ｆ0 〜ｆ0 ／ｎのう
ちの１系統のクロック周波数を選択するマルチプレクサ
でよく、例えばテキサス・インスツルメント社製のタイ
プＳＮ５４ＡＬＳ１５１，ＳＮ５４ＡＬＳ１５３等のマ
ルチプレクサの回路を用いても良い。
のセレクタは複数のクロック周波数ｆ0 〜ｆ0 ／ｎのう
ちの１系統のクロック周波数を選択するマルチプレクサ
でよく、例えばテキサス・インスツルメント社製のタイ
プＳＮ５４ＡＬＳ１５１，ＳＮ５４ＡＬＳ１５３等のマ
ルチプレクサの回路を用いても良い。
【００３２】上記ＳＮ５４ＡＬＳ１５１は８チャンネル
のマルチプレクサであり、セレクト入力端子Ａ，Ｂ，Ｃ
の３ビットの組み合わせの１つで非反転出力端子Ｙに入
力端子Ｄ１〜Ｄ７に供給した入力データの１つが出力さ
れる。従って、図１のセレクタ３３として８チャンネル
マルチプレクサを用いてセレクト入力端子Ａ，Ｂ，Ｃに
差分回路３１からの上位３ビットデータＤ7 ，Ｄ6 ，Ｄ
5 を供給することで入力端子Ｔ14〜Ｔ17に供給されたク
ロック周波数ｆ0 〜ｆ0 ／ｎのいずれか一のクロック周
波数を選択してＡ／Ｂ変換回路２０のクロック端子ＣＫ
に供給可能となる。
のマルチプレクサであり、セレクト入力端子Ａ，Ｂ，Ｃ
の３ビットの組み合わせの１つで非反転出力端子Ｙに入
力端子Ｄ１〜Ｄ７に供給した入力データの１つが出力さ
れる。従って、図１のセレクタ３３として８チャンネル
マルチプレクサを用いてセレクト入力端子Ａ，Ｂ，Ｃに
差分回路３１からの上位３ビットデータＤ7 ，Ｄ6 ，Ｄ
5 を供給することで入力端子Ｔ14〜Ｔ17に供給されたク
ロック周波数ｆ0 〜ｆ0 ／ｎのいずれか一のクロック周
波数を選択してＡ／Ｂ変換回路２０のクロック端子ＣＫ
に供給可能となる。
【００３３】図４は基準クロック周波数ｆ0 とｆ0 ／２
の２種類の入力信号のうちの１種類をセレクタ３３を介
して選択したときのＡ／Ｂ相変換回路２０から出力され
る９０度位相の異なる二相信号、即ちＡ相信号及びＢ相
信号とサンプリングパルスＳＰとの位相関係を示す波形
図である。
の２種類の入力信号のうちの１種類をセレクタ３３を介
して選択したときのＡ／Ｂ相変換回路２０から出力され
る９０度位相の異なる二相信号、即ちＡ相信号及びＢ相
信号とサンプリングパルスＳＰとの位相関係を示す波形
図である。
【００３４】即ち、図４Ａはセレクタ３３の入力端子Ｔ
14に供給される基準クロック周波数ｆ0 、図４Ｂは同じ
くセレクタ３３の入力端子Ｔ15に供給される基準クロッ
ク周波数ｆ0 ／２の波形図、図４Ｄはセレクタ３３のセ
レクト端子Ａに供給された最上位ビットのデータＤ7 の
波形でこの場合は１及び０のセレクトデータが用いられ
る。図４Ｄはセレクタ３３で選択されてＡ／Ｂ相変換回
路２０のクロック端子ＣＫに供給される基準クロック周
波数ｆ0 又はｆ0 ／２の波形である。
14に供給される基準クロック周波数ｆ0 、図４Ｂは同じ
くセレクタ３３の入力端子Ｔ15に供給される基準クロッ
ク周波数ｆ0 ／２の波形図、図４Ｄはセレクタ３３のセ
レクト端子Ａに供給された最上位ビットのデータＤ7 の
波形でこの場合は１及び０のセレクトデータが用いられ
る。図４Ｄはセレクタ３３で選択されてＡ／Ｂ相変換回
路２０のクロック端子ＣＫに供給される基準クロック周
波数ｆ0 又はｆ0 ／２の波形である。
【００３５】上述の如きセレクタ３３によれば図４Ｃの
左側の波形の様にセレクト用のデータＤ7 が「１」の場
合は図４Ｄの左側の波形の様に出力端子Ｔ14の基準クロ
ック周波数ｆ0 が出力され、図４Ｃの右側の波形の様に
セレクトデータＤ7 が「０」の場合は出力端子Ｔ15の基
準クロック周波数ｆ0 ／２が出力される。これらのクロ
ックＣＫとＡ相及びＢ相信号並びにサンプリングパルス
ＳＰとの位相関係の一例を図４Ｅ〜図４Ｇに示す。Ａ相
及びＢ相の信号数は差分回路３１の出力データにより決
まる。即ち、本例では１サンプリング周期Ｔ内に分解能
の１カウント以上移動する位置検出装置となされて応答
速度を上げる様に成される。
左側の波形の様にセレクト用のデータＤ7 が「１」の場
合は図４Ｄの左側の波形の様に出力端子Ｔ14の基準クロ
ック周波数ｆ0 が出力され、図４Ｃの右側の波形の様に
セレクトデータＤ7 が「０」の場合は出力端子Ｔ15の基
準クロック周波数ｆ0 ／２が出力される。これらのクロ
ックＣＫとＡ相及びＢ相信号並びにサンプリングパルス
ＳＰとの位相関係の一例を図４Ｅ〜図４Ｇに示す。Ａ相
及びＢ相の信号数は差分回路３１の出力データにより決
まる。即ち、本例では１サンプリング周期Ｔ内に分解能
の１カウント以上移動する位置検出装置となされて応答
速度を上げる様に成される。
【００３６】尚、上述の実施例ではセレクトデータ
Ｄ7 ，Ｄ6 等の上位データのみを用いて基準クロック周
波数群を選択したが、差分回路３１からのセレクトデー
タＤ7 〜Ｄ0 として８ビットの動作論理を組めば、より
多くの基準クロック周波数群を選択出来ることは明らか
である。又、実際にはサンプリング中のカウント数が少
ない程、切換動作が必要となるので基準クロック周波数
ｆ0 を１／２ｎで分周したとすればカウント数１，２，
４，８‥‥毎に切換える様にすれば極めて有効な位置検
出装置が得られる。基準クロック周波数は例えば１／
２．５ｆ0 の様に分周した周波数でも良い。
Ｄ7 ，Ｄ6 等の上位データのみを用いて基準クロック周
波数群を選択したが、差分回路３１からのセレクトデー
タＤ7 〜Ｄ0 として８ビットの動作論理を組めば、より
多くの基準クロック周波数群を選択出来ることは明らか
である。又、実際にはサンプリング中のカウント数が少
ない程、切換動作が必要となるので基準クロック周波数
ｆ0 を１／２ｎで分周したとすればカウント数１，２，
４，８‥‥毎に切換える様にすれば極めて有効な位置検
出装置が得られる。基準クロック周波数は例えば１／
２．５ｆ0 の様に分周した周波数でも良い。
【００３７】本発明では上述の様に磁気スケールを用い
た場合を説明したが光学式、静電容量式、電磁誘導式等
いずれの場合も使用できる。
た場合を説明したが光学式、静電容量式、電磁誘導式等
いずれの場合も使用できる。
【００３８】
【発明の効果】本発明の位置検出装置は上述の様に構成
し動作させる様にしたので基準クロック周波数群を増加
させても周波数設定のための切換えの煩わしさが回避出
来、複数の切換用スイッチが不用となって、デテクタを
ＩＣ化した際のピン数を大幅に減少させることが出来る
のでＩＣ化し易い位置検出装置が得られる。
し動作させる様にしたので基準クロック周波数群を増加
させても周波数設定のための切換えの煩わしさが回避出
来、複数の切換用スイッチが不用となって、デテクタを
ＩＣ化した際のピン数を大幅に減少させることが出来る
のでＩＣ化し易い位置検出装置が得られる。
【図１】本発明の位置検出装置の一実施例を示す系統図
である。
である。
【図２】本発明の位置検出装置に用いるＡ／Ｂ相変換回
路図である。
路図である。
【図３】Ａ／Ｂ変換回路説明用波形図である。
【図４】Ａ及びＢ相信号カウント説明用の波形図であ
る。
る。
【図５】従来の位置検出装置の構成図である。
【図６】図５の波形図である。
【図７】従来の位置検出装置の他の構成図である。
２０ Ａ／Ｂ相変換回路（二相変換回路） ３０ 位置検出装置 ３１ 差分回路 ３３ セレクタ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年７月４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３６】尚、上述の実施例ではセレクトデータ
Ｄ7 ，Ｄ6 等の上位データのみを用いて基準クロック周
波数群を選択したが、差分回路３１からのセレクトデー
タＤ7 〜Ｄ0 として８ビットの動作論理を組めば、より
多くの基準クロック周波数群を選択出来ることは明らか
である。又、実際にはサンプリング中のカウント数が少
ない程、切換動作が必要となるので基準クロック周波数
ｆ0 を１／２ｎで分周したとすればカウント数１，２，
４，８‥‥毎に切換える様にすれば極めて有効な位置検
出装置が得られる。基準クロック周波数は例えば１／
２．５ｆ0 の様に分周した周波数でも良い。また、上記
セレクタとして上述したマルチプレクサの代わりにＰＬ
Ｌ（フェーズロックドループ）回路を用いてもよく、例
えばアプライド・マイクロ・サーキット社製のタイプＳ
４５０３等のクロック・シンセサイザーの回路を用いて
も良い。上記Ｓ４５０３はビデオ・クロック・シンセサ
イザーであり、所定のクロック発振器を接続し、Ｍ0 〜
Ｍ4 の端子に差分回路３１からの下位５ビットデータＤ
0 〜Ｄ4 （必要に応じて適当なビットデータでよい）を
供給することで必要なクロック周波数を選択してＡ／Ｂ
相変換回路２０のクロック端子ＣＫに供給可能となる。
この場合は、より細かいクロック周波数が選択可能とな
るのでＡ／Ｂ相変換回路２０の出力はより９０°に近い
位相の異なった２相信号が得られる。
Ｄ7 ，Ｄ6 等の上位データのみを用いて基準クロック周
波数群を選択したが、差分回路３１からのセレクトデー
タＤ7 〜Ｄ0 として８ビットの動作論理を組めば、より
多くの基準クロック周波数群を選択出来ることは明らか
である。又、実際にはサンプリング中のカウント数が少
ない程、切換動作が必要となるので基準クロック周波数
ｆ0 を１／２ｎで分周したとすればカウント数１，２，
４，８‥‥毎に切換える様にすれば極めて有効な位置検
出装置が得られる。基準クロック周波数は例えば１／
２．５ｆ0 の様に分周した周波数でも良い。また、上記
セレクタとして上述したマルチプレクサの代わりにＰＬ
Ｌ（フェーズロックドループ）回路を用いてもよく、例
えばアプライド・マイクロ・サーキット社製のタイプＳ
４５０３等のクロック・シンセサイザーの回路を用いて
も良い。上記Ｓ４５０３はビデオ・クロック・シンセサ
イザーであり、所定のクロック発振器を接続し、Ｍ0 〜
Ｍ4 の端子に差分回路３１からの下位５ビットデータＤ
0 〜Ｄ4 （必要に応じて適当なビットデータでよい）を
供給することで必要なクロック周波数を選択してＡ／Ｂ
相変換回路２０のクロック端子ＣＫに供給可能となる。
この場合は、より細かいクロック周波数が選択可能とな
るのでＡ／Ｂ相変換回路２０の出力はより９０°に近い
位相の異なった２相信号が得られる。
Claims (2)
- 【請求項１】 スケールに対し、相対的に移動する位置
検出手段から得られる１波長内の位相変化データをサン
プリングして、サンプリング毎の位相変化量を検出し、
二相変換手段を介して二相信号を出力する様に成された
位置検出装置に於いて、 上記サンプリング毎の現在の位相変化量と前回の位相変
化量の差分を計数して出力する差分手段と、 上記差分手段の出力データが供給される上記二相変換手
段並びに該二相変換手段の基準クロック周波数を自動的
に選択するクロック周波数選択手段とを具備して成るこ
とを特徴とする位置検出装置。 - 【請求項２】 上記差分手段よりの出力データを上記ク
ロック周波数選択手段に供給してクロック周波数の切換
を行う様にして成ることを特徴とする請求項１記載の位
置検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13597794A JPH085404A (ja) | 1994-06-17 | 1994-06-17 | 位置検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13597794A JPH085404A (ja) | 1994-06-17 | 1994-06-17 | 位置検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH085404A true JPH085404A (ja) | 1996-01-12 |
Family
ID=15164306
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13597794A Pending JPH085404A (ja) | 1994-06-17 | 1994-06-17 | 位置検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH085404A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016165984A (ja) * | 2015-03-10 | 2016-09-15 | 株式会社ショーワ | ストロークセンサシステム |
-
1994
- 1994-06-17 JP JP13597794A patent/JPH085404A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016165984A (ja) * | 2015-03-10 | 2016-09-15 | 株式会社ショーワ | ストロークセンサシステム |
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