JPH088156B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、半導体スイッチング素子を用いた放電灯点
灯装置に関するものである。

（背景技術） 従来の一般的な放電灯点灯装置においては、安定器要
素をチョークコイルやトランス、コンデンサ等の単独で
構成し、あるいは、これらの組み合わせにより構成して
いるために、寸法・重量ともに大きかった。この点から
放電灯点灯装置の小形化、軽量化、高効率化が望まれて
おり、そのために放電灯を高周波点灯させることが提案
されている。例えば蛍光灯の点灯装置においては、スイ
ッチングトランジスタやサイリスタ等を用いた高周波点
灯装置が既に実用化されている。

一方、高圧放電灯の点灯装置においても高周波点灯を
行えば、蛍光灯の点灯装置の場合と同様に、小形軽量
化、高効率化等の効果が得られるが、高圧放電灯を高周
波点灯せしめると、音響的共鳴現象に起因するアークの
不安定が存在することが従来から知られている。ここ
で、高圧放電灯の高周波点灯時に発生する前記アークの
不安定の形成メカニズムは、電気入力の高周波変動、発
光管内ガスの圧力変化、特別の周波数における定在圧力
波の発生、限度以上の圧力振幅によるアークの不安定発
生等であると考えられる。

尚、前記「特別の周波数」とは所謂音響的共鳴周波数
であって、アークのディメンジョン（現実的には発光管
形状）と、発光管内の音速とで決まるものであり、前記
音速はガスの平均分子量とイオン温度により決まるの
で、それらの値され分かれば比較的簡単に求めることが
できる。また「限度以上の圧力振幅によるアークの不安
定」がどの音響的共鳴周波数で起こるのかについては非
線形領域の問題であるので、単純にその答えを求めるこ
とはできない。

ところで音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を
解消する方法としては、放電灯の点灯電源となるインバ
ータ回路の発振周波数を超高周波（例えば100KHz）とす
るもの（特開昭56−11897号公報等）があったが、しか
し、この従来例にあっては、雑音（特に輻射雑音）が大
きく、スイッチングロスも大きいので、実用上問題があ
った。また点灯電源の周波数を例えば30KHz〜50KHzの間
で変調する方法のもの（特開昭56−48095号公報等）が
あったが、アークの不安定を抑制しきれず、やはり実用
上問題があった。さらにまた直流で点灯するもの（特開
昭56−98499号公報）もあったが、ランプ寿命（黒化
等）の点でこれもまた実用上問題があった。さらに矩形
波点灯によるもの（この矩形波点灯については文献「キ
ャラクタリスティックス・オブ・アコースティカル・レ
ゾナンス・イン・ディスチャージ・ランプス（Characte
risticis of Acoustical Resonance In Discharge Lamp
s）」イルミネイティング・エンジニアリング（ILLUMIN
ATING ENGINEERING）1970年12月P713〜716に示されてい
る。）もある。しかし、この方法ではアークは安定する
ものの、矩形波のフラットな部分においては、限流要素
として抵抗で負担しているために大形化し、電力損失が
大きくなり、また高周波の矩形波では波形の立ち上が
り、立ち下がりが急竣であるために、雑音が発生すると
いう問題を生じ、この対策のために大幅なコストアップ
につながるという問題があった。

従って、基本的には高圧放電灯に流れるランプ電流を
低周波にして音響的共鳴現象を防止しながら、限流要素
部分については高周波下で動作させることが最も実用的
である。このような方法を採用した従来例としては、実
開昭59−16100号公報に開示された装置がある。この装
置では短形波のフラットな部分に高周波成分が重畳され
た状態にし、限流要素としてはインダクタンスを用い
て、装置の小形化を図っている。しかしながら、この方
法では発振用トランス部と、チョッパー専用の半導体素
子とが必要であり、点灯装置は依然として大型であっ
た。

また米国特許4,170,747号に開示された装置もある。
第５図は米国特許4,170,747号に開示されている従来の
放電灯点灯装置の回路図である。図においてコンデンサ
Caを接続した電源端子1,2にはトランジスタTr₁〜Tr₄を
ブリッジ形に接続したスイッチング回路を電流検出用抵
抗Rsを介して接続し、トランジスタTr₁〜Tr₄には夫々ト
ランジスタTr₁〜Tr₄の通電方向と逆方向にダイオードD₁
〜D₄を並列接続し、トランジスタTr₁,Tr₄の接続点と、
トランジスタTr₂,Tr₃の接続点との間には、コンデンサC
bを並列に接続された高圧放電灯DLと、チョークコイル
Ｌとの直列回路を接続してある。制御回路Ａは電流検出
用抵抗Rsによる検出電流に応じてトランジスタTr₁〜Tr₄
を制御するための回路である。

第６図（ａ）〜（ｄ）はトランジスタTr₁〜Tr₄の動作
を示すタイミング図である。トランジスタTr₁,Tr₂は制
御回路Ａにより50/60Hzまたは400Hz程度の低周波でオン
オフされ、トランジスタTr₁がオンのときにはトランジ
スタTr₃が例えば20KHzのデューティ化可変のオンオフ動
作を行ない、トランジスタTr₂がオンのときにはトラン
ジスタTr₄がトランジスタTr₃と同様のオンオフ動作を行
なう。また、高圧放電灯DLの極性反転時においては４個
のトランジスタTr₁〜Tr₄が同時にオフとなる休止期間T_D
を設けている。制御回路Ａは電流検出用抵抗Rsによる電
流検出値の大小によってオンオフデューティ比を変える
ものである。

さて第６図（ａ）〜（ｄ）により更に第５図回路の動
作を説明すると、第６図中のt₁〜t₂間では同図（ａ）に
示すように低周波動作するトランジスタTr₁はオン動作
状態であり、トランジスタTr₃は同図（ｃ）に示すよう
に高周波でオンオフ動作する状態にある。そしてこのt₁
〜t₂間では、同図（ｂ）（ｄ）に示すようにトランジス
タTr₂,Tr₄はオフ状態にある。トランジスタTr₃がオンす
ると、電源、電源端子１、トランジスタTr₁、チョーク
コイルＬ、高圧放電灯DL及びコンデンサCbの並列回路、
トランジスタTr₃、電流検出用抵抗Rs、電源端子２、電
源の閉回路が形成され、チョークコイルＬに流れる電流
I_Lは一定の傾きをもって直線的に上昇し、トランジスタ
Tr₃がオフするとこの時の電流I_LとチョークコイルＬの
インダクタンスの値で決まる蓄積されたエネルギーが電
流を流れ続けさせようとする方向、つまりトランジスタ
Tr₃がオンしている時の電流の向きと同じ方向に流れ、
チョークコイルＬ、高圧放電灯DL及びコンデンサCbの並
列回路、ダイオードD₂、トランジスタTr₁、チョークコ
イルＬの閉回路で蓄積エネルギーが放出され、以上の動
作がt₂の時点まで繰り返される。

次のt₂〜t₃の期間T_Dにおいては、４個のトランジスタ
Tr₁〜Tr₄が全てオフ状態であって、この休止期間中は電
源端子1,2に接続された電源からの電力供給は行なわれ
ない。

更にt₃〜t₄の期間においては、前記t₁〜t₂の期間と基
本的に同じ動作を行うが、この期間に動作するのはトラ
ンジスタTr₂及びTr₄であって、トランジスタTr₁,Tr₃は
オフ状態にある。トランジスタTr₄がオンすると、電
源、電源端子１、トランジスタTr₂、高圧放電灯DL及び
コンデンサCbの並列回路、チョークコイルＬ、トランジ
スタTr₄、電流検出用抵抗Rs、電源端子２、電源の閉回
路で、また、トランジスタTr₄がオフすると、チョーク
コイルＬ、ダイオードD₁、トランジスタTr₂、高圧放電
灯DL及びコンデンサCbの並列回路、チョークコイルＬの
閉回路で電流I_Lが流れる。ここで第５図に示した電流I_L
と高圧放電灯DLに流れる電流Ilaの向きはt₁〜t₂の期間
について示されており、t₃〜t₄の期間では電流I_L,Ilaの
向きは図示された方向とは逆になる。尚、ダイオード
D₃,D₄は通常の動作では電流は流れないが、過渡時のサ
ージ電流を流すために設けられているものである。

次のt₄〜t₅の期間においては、４個のトランジスタTr
₁〜Tr₄が全てオフ状態であって、この休止期間中は電源
端子1,2に接続された電源からの電力供給は行なわれな
い。休止期間T_D（t₂〜t₃,t₄〜t₅）は、トランジスタT
r₁,Tr₄またはTr₂,Tr₃が同時にオンして短絡状態を呈
し、点灯装置が破壊に至るのを防止するためのデッドタ
イムである。この同時オンはトランジスタ素子のばらつ
きや温度上昇によって、ストレージタイムが長くなった
時や、トランジスタ間のタイミングのずれによって生じ
る。

以上のようにして高圧放電灯DLには高周波リップルを
含有した矩形波状の交流電流が流れることになる。

第７図は第６図のt₂〜t₃付近の時間スケールを拡大し
て図示したタイミング図であり、同図（ａ）（ｂ）にト
ランジスタTr₃,Tr₄のオンオフ状態を示し、同図
（ｃ），（ｄ）及び（ｅ）に電流I_L、電流Ila及び高圧
放電灯DLの両端電圧Vlaの波形を示す。t₂の時点で同図
（ａ）に示すようにトランジスタTr₃がオフすると、コ
ンデンサCbの電荷が高圧放電灯DLに放出されるので、電
流Ilaは電流I_Lと比べて若干の遅れをもって流れるが、
ついには電流Ilaは零となる。つまりランプ電流たる電
流Ilaに休止が生じることになる。次にt₃の時点では電
流Ilaの極性が変わり、同図（ｂ）に示すようにトラン
ジスタTr₄が動作する。電流Ilaはt₃時点の直前まで零で
あるので、高圧放電灯DLの両端電圧Vlaはt₃の時点の直
後に高くなる。これは放電灯特有の現象であり、電流Il
aが零になることによって、発光管のイオンの消滅が起
こり、t₃時点では点灯を維持するために高圧放電灯DLの
両端には高い電圧が必要となる。この電圧が所謂再点弧
電圧である。電流Ilaが零である期間が長くなり過ぎる
と、t₃時点で電圧を与えても点灯維持できず、立ち消え
となる場合もある。また、立ち消えに至らずとも再点弧
電圧が高くなり、電源電圧付近にまで達するとちらつき
が生じることもある。蛍光灯の場合においては、前記現
象が少し緩和されるが、高圧放電灯の場合には少しの休
止が生じても再点弧電圧の上昇が顕著である。

前述のように、休止期間T_DはトランジスタTr₁〜Tr₄の
同時オンを防止するために設けているが、このために電
流Ilaに休止が生じ再点弧電圧が上昇してちらつきが生
じたり、最悪の場合には立ち消えすることがあった。ま
た再点弧電圧の上昇は電極の消耗を早め、ランプ寿命を
短くする惧れがあり、さらにまた電源電圧の急変低下に
よって立ち消えしやすいという問題もある。特に高圧放
電灯の中でも低ワットのものほど電流Ilaの休止による
再点弧電圧の上昇度合が大きく、回路設計上厄介なもの
である。

そこでトランジスタTr₁〜Tr₄の同時オンを前記期間T_D
で防止しながら、前記の問題点を解決する方法として、
高圧放電灯DLに並列に接続したコンデンサCbの容量を大
きくして、期間T_Dでは電流Ilaが零にならないようにす
る方法がある。この場合高圧放電灯DLを等価的な抵抗と
考えて、CRの時定数と、期間T_Dとの関係で、コンデンサ
Cbの容量を適切な値に選定することができるが、この場
合、その容量が数十倍となり、コンデンサCbが大型化し
て、大幅なコストアップになるという問題があった。

以上のような問題を解決するために、本発明者らは第
８図に示すような回路を案出した。この第８図回路は所
謂フルブリッジ構成となっており、スイッチング素子と
して用いたトランジスタTr₅,Tr₆,Tr₇,Tr₈及びダイオー
ドD₅,D₆,D₇,D₈は第５図回路のトランジスタTr₃,Tr₄,T
r₁,Tr₂及びダイオードD₃,D₄,D₁,D₂と基本的動作は同じ
である。そして第５図回路では高周波によりスイッチン
グするトランジスタTr₃,Tr₄が電源の−側に、低周波に
よりスイッチングするトランジスタTr₁,Tr₂が電源の＋
側にあるのに対して、第８図回路では高周波でスイッチ
ングするトランジスタTr₅,Tr₆が電源の＋側に、低周波
でスイッチングするトランジスタTr₇,Tr₈が電源の−側
に設けてある点で相違するとともに、高圧放電灯DLとイ
ンダクタンス素子L₂の直列回路に対してコンデンサCbを
並列接続してある点で相違している。直流電源は交流電
源ACを全波整流器DBにて全波整流し、平滑コンデンサCa
で平滑して得られ、回路に供給される。

而して第８図回路では、トランジスタTr₇がオン状態
で、トランジスタTr₆,Tr₈がオフ状態である場合におい
て、トランジスタTr₅がオンすると、電源、電源端子
１、トランジスタTr₅、チョークコイルＬ、インダクタ
ンス素子L₂と高圧放電灯DLの直列回路に対してコンデン
サCbを並列接続された回路、トランジスタTr₇、電流検
出要素Zs、電源端子２、電源の経路で電流が流れ、トラ
ンジスタTr₅がオフすると、チョークコイルＬ、インダ
クタンス素子L₂と高圧放電灯DLの直列回路に対してコン
デンサCbを並列接続された回路、トランジスタTr₇、ダ
イオードD₈、チョークコイルＬの経路で電流が流れる。
また、トランジスタTr₅,Tr₇がオフ状態で、トランジス
タTr₈がオン状態である場合において、トランジスタTr₆
がオンすると、電源、電源端子１、トランジスタTr₆、
高圧放電灯DLとインダクタンス素子L₂の直列回路に対し
てコンデンサCbを並列接続された回路、チョークコイル
Ｌ、トランジスタTr₈、電流検出要素Zs、電源端子２、
電源の経路で電流が流れ、トランジスタTr₆がオフする
と、チョークコイルＬ、トランジスタTr₈、ダイオードD
₇、高圧放電灯DLとインダクタンス素子L₂の直列回路に
対してコンデンサCbを並列接続された回路、チョークコ
イルＬの経路で電流が流れる。

トランジスタTr₅がオン状態を終了した時点（第６図
のt₂に対応する時点）ではコンデンサCbは第８図に示す
極性となっており、その後の休止期間T_Dでは、コンデン
サCb、インダクタンス素子L₂、高圧放電灯DLの閉回路に
おいて、コンデンサCbの電荷が放出されて振動電流とな
り、高圧放電灯DLに流れる電流Ilaは連続性を保ちなが
らこの間に極性が反転され、トランジスタTr₆がオン状
態を開始した時点（第６図のt₃に対応する時点）では、
電流Ilaには休止を生じることなく反転を完了する。ま
た高圧放電灯DLの両端電圧Vlaも電流Ilaとほぼ同様な波
形となり、再点弧電圧は極小となる。このように、高圧
放電灯DLと直列に小さなインダクタンス値を持つインダ
クタンス素子L₂を接続することによって、休止期間T_D中
の高圧放電灯DLを励起状態に維持でき、従来の問題点を
解消することができる。

なお、インダクタンス素子L₂はパルストランスPTの２
次側巻線L₂を使用したものである。そしてこのインダク
タンス素子L₂と高圧放電灯DLの直列回路に、コンデンサ
C₁と抵抗R₁との直列回路を接続するとともに、コンデン
サC₁と並列にパルストランスPTの１次側巻線L₁と双方向
性３端子サイリスタQ₁との直列回路を接続してイガナイ
タ回路Ｇを構成してある。このイグナイタ回路Ｇでは双
方向性３端子サイリスタQ₁が制御回路Ａにおけるトリガ
ー回路A₄から信号を受けて周期的にオンして、抵抗R₁を
介して充電されたコンデンサC₁の電荷を、コンデンサ
C₁、パルストランスPTの１次側巻線L₁、双方向性３端子
サイリスタQ₁の回路で急竣に放出させて、パルストラン
スPTの２次側巻線L₂に巻線比で決まる高圧パルスを誘起
させ、コンデンサCbを介して高圧放電灯DLに印加し、始
動に至らしめるのである。

制御回路Ａは高周波発振回路A₁、低周波発振回路A₂、
フリップフロップ回路A₃、前記トリガー回路A₄、トラン
ジスタTr₅〜Tr₈のベースドライブ回路A₅〜A₈及びノアゲ
ートA₉,A₁₀から構成されている。第９図は低周波発振回
路A₂及びフリップフロップ回路A₃の具体例を示してお
り、低周波発振回路A₂は汎用のタイマーIC（例えば日本
電気株式会社製のμPC1555）よりなるタイマー回路tm
と、外付けの時定数設定用の抵抗R₂,R₃及びコンデンサC
₂とからなり、設定された時定数で決まる周期で、第10
図（ａ）に示すようなパルス信号を出力する。フリップ
フロップ回路A₃はＤ型フリップフロップFFとナンドゲー
トN₁,N₂とから構成され、前記低周波発振回路A₂の出力
をＤ型フリップフロップFFにより分周し、ナンドゲート
N₁,N₂より第10図（ｂ），（ｃ）に示すような出力を得
る。ここで第10図（ａ）における期間T_Dは第６図のt₂〜
t₃又はt₄〜t₅の期間に対応する。高周波発振回路A₁は第
６図（ｃ），（ｄ）に示したような高周波のパルス信号
を発生するものである。また、トリガー回路A₄は低周波
発振回路A₂の出力に同期をとって、各半サイクル毎に双
方向性３端子サイリスタQ₁をオンさせるトリガー信号を
発生させるようになっている。

ところで第８図回路では始動過程においては第11図
（ａ）に示すような電圧Vlaが高圧放電灯DLの両端に印
加され、第11図（ｂ）に示すような電流Ilaが高圧放電
灯DLに流れる。この第11図に基づいて始動過程を詳しく
説明すると、まず高圧放電灯DLが点灯する前の無負荷時
（t₁〜t₆）においては同図（ａ）に示すようにコンデン
サCbの電圧がコンデンサCaの電圧と等しくなるまで、急
速に充電されて、極性が反転するまでその電圧のピーク
を維持するために電圧Vlaは矩形波状になっている。そ
してその電圧Vlaにイグナイタ回路Ｇによって発生する
高圧パルスが重畳され、この高圧パルスにより高圧放電
灯DLが始動する。t₇以後は高圧放電灯DLが始動する過程
を示し、まずt₈の時点では同図（ｂ）に示すように高圧
放電灯DLに高圧パルスが印加されて電流Ilaが流れる
が、電圧Vlaの極性が反転するt₉以降では電流Ilaは流れ
ず、次の負の半サイクルの時に高圧パルスが印加される
t₁₀の時点まで休止となる。第11図（ｂ）において、高
圧放電灯DLに電流Ilaが流れている期間Taと休止期間Tb
とを比べると、Ta＜Tbとなって、休止が多くなり、グロ
ー放電からアーク放電へスムーズに移行しにくい。つま
りグロー放電してからアーク放電へ移行させるためのエ
ネルギーが不足している。通常の場合には第11図（ｂ）
の電流Ilaが一時期正側又は負側のみ流れて、この状態
が交互に繰り返される。これは高圧放電灯、特にメタル
ハライドランプによく生じる所謂半波放電現象である。
これは高圧パルスが印加されてグロー放電し、アーク放
電へ移行する過程の中で生じる。この半波放電は高圧放
電灯DLの両方の電極の特性が異なることなどによって生
じるもので、発光管内の封入物が電極に付着して放電し
にくくなったりすると、特に起こりやすく、メタルハラ
イドランプのように沃化物が封入されている放電灯はそ
の度合が多い。また水銀灯、高圧ナトリウム灯において
も、程度の差はあるものの、この現象は避けられない。

第12図は第11図の始動過程を経てアーク放電へ移行し
た様子を電流Ilaの波形で示したものである。第12図の
後半部分に示すように正負共に電流Ilaが流れて、完全
に始動したことになり、この電流により電圧Vlaが徐々
に上昇して定常点灯へ移行する。しかしながら電源電圧
が低下していたり、高圧放電灯DLが長い間使用されて初
期の状態に比べて始動しにくい場合には半波放電が生じ
る確率が高くなり、またその継続時間が長くなるので、
第11図（ｂ）の状態が繰り返し行なわれて始動しないこ
とがあった。このような現象は再始動時に起こりやす
く、グロー放電の状態のままでアーク放電に至らないの
である。そこで、高圧パルスの高さ、幅、数を増やす方
法や、電源電圧の変動に対して電圧が低下し過ぎないよ
うにする回路を付加したり、２次短絡電流を増やし、グ
ロー放電からアーク放電へ移行し始めると、この時に流
れる電流Ilaを定常時の２倍にするなどの方法がとられ
ていた。しかしながら、このためにイグナイタ回路Ｇの
ストレスが増大し、電圧を上げる場合においても回路が
複雑になり、コストアップとなったり、大型化したりす
る等の欠点があった。

そこで始動時のエネルギーを増大させることなく、高
圧放電灯のグロー放電からアーク放電への移行をスムー
ズに行い、確実に始動させる手段として次のような方式
を考案した。すなわち、始動時において低周波で動作す
るスイッチング素子の動作周期を、定常時のスイッチン
グ素子の動作周期よりも長くして、その長い周期の時間
を利用して放電灯が一度放電し始めるとグロー放電から
アーク放電に移行するまでの間十分なエネルギーを供給
し、アーク放電に移行してからスイッチング素子の反転
動作を行うものである。

第13図は第８図の放電灯点灯装置に用いられる第９図
回路の代替回路を示しており、この回路には始動補償回
路Ｂを付設してある。その他の回路については、第８図
回路と同様な構成及び動作を有するため省略する。この
回路では始動補償回路Ｂは電流検出要素Zsと、低周波発
振回路A₂のタイマー回路tmの時定数回路との間に挿入さ
れている。つまり高圧放電灯DLが始動して電流Ilaが流
れると、電流検出要素Zsの出力でトランジスタTr₉をオ
ンさせ、Ｄ型フリップフロップFF₁の出力Ｑを“Low"レ
ベルとし、トランジスタTr₁₀をオンさせ、時定数回路の
抵抗R₄を短絡し、低周波発振回路A₂を第９図回路と同様
に動作させる。つまり定常状態では第14図（ａ）に示す
T₁の発振周期で低周波発振回路A₂を動作させる。そして
電流Ilaが検出されていない期間ではトランジスタTr₉が
オフで、Ｄ型フリップフロップFF₁の出力Ｑが“High"レ
ベルとなり、トランジスタTr₁₀がオフとなる。つまり前
記時定数回路に抵抗R₄が接続され、時定数が増加し、低
周波発振回路A₂の発振周期が長くなる。

而して始動時においては、第14図（ｂ）の前半部に示
すように高圧放電灯DLには電流Ilaが流れないため、始
動補償回路ＢにおけるトランジスタTr₉,Tr₁₀が共にオフ
となり、低周波発振回路A₂の発振周期は第14図（ａ）の
前半部に示すように長くなる。そしてイグナイタ回路Ｇ
の高圧パルスで高圧放電灯DLが始動すると、第14図
（ｂ）に示すように電流Ilaが流れ始め、t₀〜t₁の無負
荷期間を終える。電流Ilaが流れ始めると、電流検出要
素Zsの検出出力でトランジスタTr₉が第14図（ｃ）に示
すように、オフからオンに反転する。この時点t₁ではＤ
型フリップフロップFF₁のクロックたる低周波発振回路A
₂の出力が第14図（ａ）に示すように“High"レベルのま
まであるから、Ｄ型フリップフロップFF₁の出力Ｑは反
転せず、トランジスタTr₁₀はオフ状態にあり、この状態
はその半サイクル間継続する。つまり電流Ilaが流れ始
めても直ぐに発振周期を短くするのでなく、t₁〜t₂の間
十分にグロー放電からアーク放電へ移行する時間を与え
るのである。そして次に低周波発振回路A₂の出力が立ち
上がると（t₂時点）、前記出力Ｑが反転し、第14図
（ｄ）に示すようにトランジスタTr₁₀がオンし、低周波
発振回路A₂は発振周期がT₁となる定常状態の発振動作に
移行するのである。

以上の回路構成によって始動性能の向上が図れたわけ
であるが、例えば放電灯の片側の電極の消耗等により半
波放電（一方向にだけ電流が流れ、他方向は非導通）す
るような放電灯を前記方式で点灯させると、放電灯に流
れる電流Ilaは第15図（ｂ）に示すようになり、正常点
灯時における電流Ilaの波形（第15図（ａ））と比較す
れば明らかなように、導通側のトランジスタのストレス
が増大してしまうという不都合が生じる。このため、ト
ランジスタの電流定格の大きいものを使用するか、また
はトランジスタの放熱板を大きくしてストレスの軽減を
行なう必要があり、装置の大型化、コストアップといっ
た不都合が生じる。

（発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、半波放電時における半導
体スイッチング素子のストレスを簡単な構造で軽減でき
るようにした放電灯点灯装置を提供するにある。

（発明の開示） 本発明の放電灯点灯装置にあっては、第１図乃び第２
図に示すように、半波放電時に電流導通側の半導体スイ
ッチング素子と非導通側の半導体スイッチング素子の放
熱を同一放熱板で行うことにより、半波放電時における
導通側の半導体スイッチング素子のストレスを軽減しよ
うとするものである。このようにすれば、半波放電時に
一方の半導体スイッチング素子は非導通であるため、導
通側の半導体スイッチング素子にとっては実質的な放熱
面積は２倍となり、熱的なストレスの軽減がなされるも
のである。

以下、本発明の構成を図示実施例について説明する。
第１図は本発明の一実施例であり、第８図回路における
トランジスタTr₅,Tr₈を同一の放熱板3aに、トランジス
タTr₆,Tr₇を同一の放熱板3bに取り付けた例である。ま
た、第２図は本発明の他の実施例であり、第８図回路に
おけるトランジスタTr₅,Tr₈,Tr₆,Tr₇を同一の放熱板３
に取り付けた例である。第16図は従来例におけるトラン
ジスタTr₅,Tr₆,Tr₇,Tr₈の放熱板への取り付け方法を示
している。このように、従来例にあっては、各トランジ
スタ毎に個別に放熱板を設けていたので、トランジスタ
の導通期間に不平衡が生じると、導通期間の長いトラン
ジスタには熱的なストレスが大きくかかり、放熱板の放
熱能力が不足するのに対して、導通期間の短いトランジ
スタには熱的なストレスがほとんどかからず、放熱板の
放熱能力が余るという不都合がある。本発明はこのよう
な不都合を解消したものであり、導通期間の長いトラン
ジスタと導通期間の短いトランジスタとを同一の放熱板
に取り付けることにより、導通期間の長いトランジスタ
についての放熱能力を実質的に従来例の２倍に増大せし
めたものである。

また、点灯回路としては、第８図に示すトランジスタ
４石を用いたフルブリッジインバータ回路の他、例えば
第３図に示すように、トランジスタ２石を用いたハーフ
ブリッジインバータ回路を用いても構わない。第３図の
回路においては、平滑コンデンサをコンデンサCa₁,Ca₂
の直列回路によって構成しており、トランジスタTr₁₁,T
r₁₂を第４図（ａ）（ｂ）に示すようにスイッチング動
作せしめることにより、第８図に示す回路と同様に、高
周波リップルを含有せる矩形波状の交流電流を放電灯DL
に供給するものである。この回路においても、半波放電
時にトランジスタTr₁₁,Tr₁₂のスイッチング制御される
期間τ₁,τ_２が不平衡となるように制御する場合には、
導通期間の長い側のトランジスタの熱的ストレスが問題
となるが、トランジスタTr₁₁,Tr₁₂を同一の放熱板に取
り付けるようにすれば、導通期間の短い側のトランジス
タについて余った放熱能力を導通期間の長い側のトラン
ジスタについて用いることができ、熱的ストレスの問題
を解決することができる。

（発明の効果） 以上のように本発明にあっては、放電灯の定常点灯時
においては略同期間ずつ導通し、非定常点灯時において
は導通期間が不平衡となるように制御される１組の半導
体スイッチング素子を有する放電灯点灯装置において、
前記導通期間が不平衡となる１組のスイッチング素子を
同一の放熱要素に取り付けたものであるから、放電灯の
始動時や寿命末期における半波点灯時灯の非定常点灯時
に、長く導通する側の半導体スイッチング素子と短く導
通する側の半導体スイッチング素子とを同じ放熱要素に
て放熱できるものであり、長く導通する側の半導体スイ
ッチング素子については、実質的に定常点灯時の２倍の
放熱効果が期待できるので、熱的ストレスを低減できる
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の要部斜視図、第２図は本発
明の他の実施例の要部斜視図、第３図は本発明のさらに
他の実施例の回路図、第４図は同上の動作説明図、第５
図は従来例の回路図、第６図及び第７図は同上の動作説
明図、第８図及び第９図は他の従来例の回路図、第10図
乃至第12図は同上の動作説明図、第13図はさらに他の従
来例の要部回路図、第14図及び第15図は同上の動作説明
図、第16図は従来の放熱板への取り付け構造を示す斜視
図である。 Tr₅〜Tr₈はトランジスタ、3,3a,3bは放熱板、DLは放電
灯、Ａは制御回路である。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、２石で対を成す少なくとも１
   組の半導体スイッチング素子と、限流要素と、前記半導
   体スイッチング素子の導通時に前記限流要素を介して直
   流電源から導電される放電灯とで構成される放電灯点灯
   装置であって、前記１組の半導体スイッチング素子は、
   前記放電灯の定常点灯時においては略同期間ずつ導通
   し、非定常点灯時においては前記１組の半導体スイッチ
   ング素子の導通期間が不平衡となるように制御される放
   電灯点灯装置において、前記導通期間が不平衡となる１
   組の半導体スイッチング素子を同一の放熱要素に取り付
   けて成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 【請求項２】前記放電灯の定常点灯時に放電灯に流れる
   電流は交流であることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の放電灯点灯装置。
3. 【請求項３】前記放電灯の非定常点灯時においては、前
   記１組のスイッチング素子の導通期間は、前記放電灯に
   通電される期間の方を長くするように制御されることを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装
   置。
4. 【請求項４】前記少なくとも１組の半導体スイッチング
   素子は、一方のスイッチング素子が複数回の開閉動作を
   繰り返す動作と、他方のスイッチング素子が複数回の開
   閉動作を繰り返す動作とを、放電灯への通電方向を反転
   させながら交互に行うことにより、放電灯には前記複数
   回の開閉動作よりも低い周波数の電流を供給するように
   制御されることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の放電灯点灯装置。
5. 【請求項５】前記導通期間の不平衡は、前記一方のスイ
   ッチング素子が複数回の開閉動作を繰り返す動作と、前
   記他方のスイッチング素子が複数回の開閉動作を繰り返
   す動作との継続時間の相違によって制御されることを特
   徴とする特許請求の範囲第４項記載の放電灯点灯装置。
6. 【請求項６】前記少なくとも１組の半導体スイッチング
   素子は、交互に一方がオンされる第１及び第２のスイッ
   チング素子と、第１のスイッチング素子がオンである期
   間中に、複数回の開閉動作を行う第３のスイッチング素
   子と、第２のスイッチング素子がオンである期間中に、
   複数回の開閉動作を行う第４のスイッチング素子とを含
   み、第１及び第４のスイッチング素子と第２及び第３の
   スイッチング素子は夫々直列に接続され、各直列回路は
   第１及び第２のスイッチング素子が直流電源の片側に接
   続され、第３及び第４のスイッチング素子が直流電源の
   他側に接続されるように、前記直流電源に並列接続さ
   れ、第１及び第４のスイッチング素子の接続点と第２及
   び第３のスイッチング素子の接続点との間に、前記放電
   灯と前記限流要素との直列回路が接続されて成ることを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装
   置。