JPH088800B2

JPH088800B2 - 誘導電動機の可変速駆動装置

Info

Publication number: JPH088800B2
Application number: JP62102371A
Authority: JP
Inventors: 眞橋井; 博大沢
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1987-04-25
Filing date: 1987-04-25
Publication date: 1996-01-29
Anticipated expiration: 2011-01-29
Also published as: JPS63268488A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、出力電圧の大きさ，周波数および位相の制
御できる電力変換器により給電される誘導電動機の可変
速駆動のために、トルク指令値，磁束指令値，回転速度
および電動機定数から磁束軸の角度位置を演算する電流
モデルを用いて、電動機の一次電流ベクトルを磁束軸に
平行な成分とこれに直交する成分とに分けて両成分を互
いに独立に制御する制御装置を備えた誘導電動機の可変
速駆動装置に関する。

〔従来の技術〕

第１図は、本発明による誘導電動機の可変速駆動装置
の実施例を示すブロック図であるが、破線枠部分Ａを除
けば従来の実施例に相当するので、この図を利用して従
来の技術を説明する。

第１図において、１は端子a,b,cを有する３相誘導電
動機、２は出力電圧の大きさ，周波数および位相の制御
可能な電力変換器である。電力変換器２としては、例え
ばパルス幅変調回路３によって制御されるPWMトランジ
スタインバータが使用される。電動機１に供給される２
つの相電流i_a1,i_c1が変流器41,42にて検出され、電流調
節器５の働きにより電流指令値i_a1 ^＊,i_c1 ^＊に一致する
よう調節される。この場合に、残りの相電流はi_c1＝−
（i_a1 ^＊＋i_c1 ^＊）となる。６は速度センサ、７は速度設
定器、８は速度調節器である。速度調節器８は速度セン
サ６の出力を速度実際値として受け取り、これを速度設
定器７からの速度指令値Ｎ^＊に一致させるべく、速度制
御偏差（Ｎ^＊−Ｎ）に例えばPI調節演算を施して、これ
をトルク指令値τとして出力する。９は磁束の大きさに
対する指令値Ψ_２を速度センサ６からの速度実際値Ｎの
関数として出力する磁束指令器である。磁束指令値Ψ_２
は、基底速度以下では一定であるが、基底速度以上では
速度上昇につれて反比例的に低下する。

トルク指令値τ，磁束指令値Ψ_２は破線で囲まれた部
分Ｂに導かれる。この部分Ｂは誘導電動機のベクトル制
御にとって重要な電流モデルを含む。この種のベクトル
制御は、既に多くの文献に発表されていて公知であるの
で、ここではその原理について簡単に触れる。

誘導電動機のベクトル制御は、電動機の電流，電圧等
を空間ベクトル量とみなし、これらの量を固定子巻線上
から観測すると交流量となっているから、これらの量を
電動機の回転磁界上から観測してこの磁界（磁束軸）に
平行な成分とこれと直交する成分とに分解することによ
り、両成分を直流量として扱いながらそれぞれを独立に
制御しようとするものである。

第２図は誘導電動機の一次電流_１の空間ベクトル図
である。α−β座標系は原点を電動機回転中心において
固定子上に想定した座標系であり、α軸は例えば一つの
相の巻線軸に一致させた固定軸であり、β軸はこれに直
交する固定軸である。これに対して、Ｍ−Ｔ座標系は、
同様に原点を電動機回転中心において、Ｍ軸を磁束ベク
トル_２の方向にとり、これと直交する軸をＴ軸とした
回転座標系である。Ｍ軸（磁束ベクトルの方向）がα軸
に対してなす角度はφで示され、一次電流ベクトル_１
のＭ軸成分（磁化電流）はi_M,T軸成分（トルク電流）は
i_Tで示されている。一次電流ベクトル_１はα軸に対し
てεの角度位置にあり、Ｍ軸に対してはθの角度位置に
ある。

磁束の大きさをΨ_２、すべり角周波数をω_SLとする
と、これらと上記i_M,i_Tとの関係を電動機定数を用いて
式で表したのが、次の電流モデル式（１）〜（３）であ
る。

φ＝∫ω₁dt＝∫（ω_２＋ω_SL）dt ……（２）但し、 R₂:二次抵抗、M:相互インダククタンス、 l₂:二次漏れインダクタンス、 T₂:二次回路時定数〔＝（Ｍ＋l₂）/R₂〕、 ω₁:磁束の回転角速度、ω₂:回転子角速度であり、特に示さない限り二次諸量はすべて一次換算し
たものとする。一方、電動機が発生するトルクτは、 τ＝Ｋ・Ψ_２・i_T ……（４）にて表される（Ｋは比例定数）。上記（１）〜（４）式
の関係を制御回路で実現した一例が第１図における部分
Ｂである。即ち、部分Ｂには、速度調節器８からのトル
ク指令値τと、磁束指令器９からの磁束指令値Ψ_２と、
速度センサからの回転角速度ω_２が入力される。演算器
11が上記（１）式の関係を、又割算器12が上記（４）式
の関係を利用して、それぞれ、 i_T＝τ／Ψ_２ ……（６）にて磁化電流指令値i_M,トルク電流指令値i_Tを算出す
る。割算器13,掛算器14,係数器15および二次抵抗設定器
16は上記（３）式の関係を利用して、にてすべり角速度ω_SLを演算する（R₂＝R₂₀）。すべり
角速度ω_SLと速度センサ６からの回転子角速度ω_２とが
加算点17で加算され、 ω_１＝ω_ST＋ω_２ ……（８）なる磁束角速度が求められ、更に積分器18が、 φ＝∫ω₁dt ……（９）なる積分演算を行って磁束ベクトル_２の角度位置φを
算出する。

このようにして部分Ｂで算出されたα−β固定座標系
における磁束軸の角度位置φは座標変換器（ベクトル回
転器）20へ与えられる。

座標変換器20は、第２図におけるα−β固定座標系の
α軸がａ相巻線軸上にあるとしたとすると、次式にした
がって、Ｍ−Ｔ座標系における電流指令値i_M,i_Tを固定
子座標量としての電流指令値i_a1 ^＊,i_c1 ^＊に変換する。

これらの電流指令値i_a1 ^＊,i_c1 ^＊が既に説明した電流
調節器５に導かれる。

以上説明した従来の技術による電流モデルを用いた誘
導電動機のベクトル制御においては、磁束の演算に速度
実際値Ｎ（回転子角速度ω_２）,i_M,i_Tおよび電動機定数
を用いるため速度零から演算が可能であり、簡単な構成
で高性能可変速駆動装置が実現できる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、電動機定数，なかでも二次抵抗値R₂は回転子
の温度変化により大幅に変動する（例えば、銅の場合10
0℃で40％変化する）ため、電流モデルにおける磁束演
算にパラメータとして用いられるR₂の設定値を電動機に
おける真値にかかわらず一定値R₂₀に保つと、磁束の指
令値と実際値とで偏差が生じ、運転中に過電圧，過電流
が生じ、正常な運転を継続できないという問題点がある
（昭和55年電気学会全国大会No.540参照）。

そこで、電動機の電圧、電流および電動機定数から磁
束を演算する電圧モデルを併用し、電流モデルにより求
めた磁束の大きさもしくは角度が電圧モデルにより求め
た磁束の大きさもしくは角度と一致するように、電流モ
デル内の２次抵抗の設定値もしくはすべり周波数を修正
することによって、２次抵抗の設定値を電動機の真値に
近づける方法が提案されている（特開昭57−83184号公
報、特開昭58−139692号公報等参照）。

しかしながら、この方法にも問題点がある。この問題
点を説明するために電圧モデルを簡単に説明する。

電圧モデルは、次式にしたがって、２次鎖交磁束ベク
トル_２を演算する。_１＝∫（_１−R₁ _１）dt ……（12）但し、l₁:一次漏れインダクタンス l₂:一次漏れインダクタンス M:相互インダクタンスＬ_σ＝l₁＋l₂・M/（Ｍ＋l₂）₁ :電動機電圧ベクトル₁ :電動機一次電流ベクトル₁ :電動機一次鎖交磁束ベクトル第３図はモデル式（12），（13）をブロック図にて示
したものである。電動機定数のうち各インダクタンス値
は導体の温度変化に無関係で一定であるが、一次抵抗値
R₁は二次抵抗値R₂と同様に温度によって大幅に変動す
る。そのため一次抵抗値R₁による電圧降下の割合が比較
的小さい定格速度の約10％の速度以上では正確に磁束を
演算できるが、しかし定格速度の約10％の速度以下では
（12），（13）で表される電圧モデルでは正しい磁束を
算出することができない。そのため、定格速度の約10％
の速度以下では、電圧検出値が積分演算を行うち十分な
大きさにあっても、電圧モデルを利用した修正動作を有
効に働かせることができないことから、電流モデルのみ
を使用せざるを得ない。

そこで、本発明は、上述の如き低い速度範囲において
も正確に磁束ベクトを求め得る手段を提供することを目
的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、本発明によれば、第１図に破線枠Ａにて
示されているように、第１の演算手段21,第２の演算手
段22,調節手段23を設けることにより達成される。即
ち、電動機の一次電圧ベクトル_１の一次電流ベクトル
_１に直交する成分ｖ_１δを、第１の演算手段21は電動
機の端子から検出した一次電圧ベクトル_１と一次電流
ベクトル_１の角度位置から演算するのに対して、第２
の演算手段22は電流モデルと同様にトルク指令値，磁束
指令値，回転速度および電動機定数から算出する。調節
手段23は、第２の演算手段22による演算結果v₁δ^＊が第
１の演算手段21の演算結果v₁δに一致するように調節
し、調節手段23の出力によって電流モデルが演算に用い
る電動機定数の１つである二次抵抗の抵抗値またはこれ
から導き出されるすべり周波数の如き演算過程の途中で
得られる中間演算値を修正する。

〔作用〕

先に示した電圧モデル式（12），（13）より、電動機
の一次電圧ベクトル_１の関係式を求めると、となる。

ここで、第２図に示されているように、電動機の一次
電流ベクトル_１に平行な方向にγ軸をとり、このγ軸
に直交する方向にδ軸をとったγ−δ座標系において一
次電圧ベクトル_１を考察する。このγ−δ座標系は、
各速度ω_γ（＝ｄε/dt）で回転する。

まず、（14）式をα−β座標系における成分ｖ_１α,v
_１β,i_１α,i_１βおよびΨ_２α，Ψ_２βを用いて表す
と、となる（ｐは微分演算子d/dt）である）。

また、一次電流ベクトル_１の大きさをi₁とし、磁束
ベクトル_２の大きさをΨ_２とすると、第２図のベクト
ル図より、が得られる。

α−β座標系の成分ｖ_１α,v_１βをγ−δ座標系の成
分ｖ_１γ,v_１δに変換するには、なる関係を利用すればよい。（15）〜（17）式より一次
電圧ベクトル_１のδ軸成分ｖ_１δを求めると、となる。

第１図において、第２の演算手段22は、部分Ｂ内の電
流モデルと同様に、電動機定数，磁束指令値，トルク指
令値および回転子各速度から、（18）式式にしたがっ
て、一次電圧ベクトル_１のδ軸成分ｖ_１δを演算す
る。それゆえ、先の式（５）〜（８）および（10）と、なる関係を使用すれば、（18）式の値を求めることがで
きる。このようにして第２の演算手段22が求める演算値
をｖ_１δ ^＊とする。この演算値ｖ_１δ ^＊は、電流モデル
と同様に、二次抵抗の設定値R₂が電動機における真値か
ら外れることに起因して誤差を生じる。

一方、第１の演算手段21は、電動機端子から実際に検
出される一次電圧ベクトル_１から、これの一次電流ベ
クトル_１に直交する成分（δ軸成分）を演算する。一
次電圧ベクトル_１に関し、α−β座標系で表した成分
ｖ_１α,v_１βを、γ−δ座標系で表した成分ｖ_１γ,v
_１δへ変換するには、先の（17）式を利用すればよい。
ここで、α軸をａ相巻線軸上にとれば、検出される一次
電圧ベクトル_１の３相系での値（相電圧v_1a,v_1c）
は、にてα−β固定座標系の成分に変換できる。したがっ
て、演算手段21は、検出される一次電圧ベクトル_１の
３相系での値を（22）式を用いてα−β固定座標系成分
に変換し、それから（17）式を用いてδ軸成分ｖ_１δを
求める。（17）式による座標変換のためには、一次電流
ベクトル_１の角度位置εを知る必要がある。これは、
例えば第１図における変流器41,42にて検出された一次
電流ベクトル_１の３層系での値を（22）式と同様の式
を用いてα−β固定座標系の成分に変換し、それからこ
れらの成分を極座標変換することにより得ることができ
る。このようにして演算手段21にて演算される値ｖ_１δ
は電動機の実際の一次電圧から得ているので正確であ
る。

そこで、演算手段21の演算値を真値ｖ_１δとみなし、
演算手段22の演算値ｖ_１δ ^＊が演算手段21からの真値ｖ
_１δに一致するように、調節手段23によって電流モデル
内の二次抵抗設定値R₂を修正してやれば、その二次抵抗
設定値は真値に近づき、電流モデルは正確な磁束軸角度
位置を出力できるようになる。この修正動作は、第１図
に示されているように、二次抵抗設定器16の設定値R₂₀
に調節手段23からの補正値ΔR₂加え合わせることによっ
て行われ、演算に用いられる二次抵抗設定値は、R₂＝R
₂₀＋ΔR₂なる。

このようにすることによって、電流モデルは正確に磁
束軸角度位置を算出することができ、これにより誘導電
動機の高性能の可変速制御が保証される。

〔実施例〕

第４図および第５図は、本発明による誘導電動機の可
変速駆動装置の要部，即ち第１図における第１の演算手
段21および調節手段23並びに第２の演算手段22の具体的
実施例を示す。

第４図によれば、演算手段21では、電圧検出器211に
て電動機端子から３相系の線間電圧として検出された一
次電圧ベクトル_１は、相電圧v_1a,v_1cに直されてか
ら、３相/2相変換器212により先の（22）式にしたがっ
てα−β固定座標系の成分ｖ_１α,v_１βに変換される。
もちろん線間電圧から直接に成分ｖ_１α,v_１βに変換す
ることもできる。α−β固定座標系の成分ｖ_１α,v_１β
に変換された一次電圧ベクトル_１は、更にベクトル回
転器213にて先の（17）式にしたがって、座標変換され
る。この結果、一次電圧ベクトル_１のδ軸成分ｖ_１δ
が出力される。この場合に、ベクトル回転器213に導く
べき、一次電流ベクトル_１の角度位置εは第１図にお
ける変流器41,42にて検出される一次電流から得てもよ
いが、ここでは、電流モデルにより演算された磁束軸の
角度位置φと後述の演算手段22で付加的に得られるθと
を加算する加算器214の出力（ε＝φ＋θ）にて与えら
れる。

第１の演算手段21の演算値ｖ_１δは、後述の第２の演
算手段22からの演算値ｖ_１δ ^＊と共に調節手段23に入力
される。調節手段23は、その入力部の比較点231におい
て両演算値を比較する。この比較点231からの制御偏差
は極性切換器232を介してPI調節器233に導かれる。調節
器233は、制御偏差が零になるように、即ち第２の演算
手段22の演算値ｖ_１δ ^＊が第１の演算手段21の演算値ｖ
_１δに一致するように、第１図における破線枠Ｂ内の電
流モデルが演算に用いる二次抵抗設定値R₂を修正すべ
く、二次抵抗設定器16の設定値R₂₀に加算される補正値
ΔR₂を出力する。

第５図は第２の演算手段22の具体的実施例を示す。こ
れによれば、演算手段22では、K/P変換器221が電流モデ
ル（第１図）よりのＭ−Ｔ座標系の成分としての電流指
令値i_M,i_Tを極座標変換することにより、指令電流ベク
トルの大きさi₁と角度θとを出力する。角度θは上記第
１の演算手段21における加算器214（第４図）に導かれ
る。

更に、電流モデルよりの電流指令値i_M,i_Tは、それぞ
れ割算器2221,2222にて前記i₁で割算される。各割算器
の出力は先の式（19）から分かるようにcosθ,sinθで
ある。一方、電流モデルで算出されたすべり周波数ω_SL
と速度センサ６（第１図）からの回転子速度ω_２とが加
算器2231で加算されて磁束角速度ω_１となる。磁束指令
器９（第１図）からの磁束指令値Ψ_２は微粉器2241で微
分される。掛算器2251〜2253と加算器2232と係数器2271
の部分は先の（18）式における右辺第２項の値を計算す
る部分に相当する。

また、座標変換器からの角度θを微分する別の微分器
2242と、これの微分出力と前記加算器2231の出力ω_１と
を加算する加算器2233とは、先の式（21）にしたがっ
て、一次電流ベクトル_１（γ軸）の回転角速度ω_γを
求める部分である。そして、このω_γと変換器221から
のi₁とを掛算する掛算器2243と、これの出力に係数Ｌ_σ
を掛ける係数器2272とは、先の（18）式における右辺第
１項の値を計算する部分に相当する。

したがって、前記係数器2271および2272の出力を加算
器2234にて加算することによって、所望の演算値ｖ_１δ
^＊を得ることができる。この演算値は前述の第４図にお
ける調節手段23に導かれる。また、第４図における調節
手段23における極性切換器232を制御する信号として、
加算器2231から得られる磁束軸回転角速度ω_１が用いら
れる。この極性切り換えについて、第６図および第７図
を参照して説明する。

制御原理を定性的に説明するために、定常状態を考え
る。ｄθ/dt＝０（即ち、ω_γ＝ω_１）、ｐ（Ψ_２）＝
０とすると、（18）式は、となる。この式において、第２項は誘起電圧ベクトル
_２のδ軸成分E₂cosθに相当する。この関係が第２図の
ベクトル図に示されている。これからもわかるように、
ｖ_１δはR₁による電圧降下に無関係の値である。

今、制御回路の電流モデルで設定したR₂が真値からず
れて、電流モデルにて演算された磁束軸（Ｍ軸）と電動
機内の磁束軸（Ｍ′軸）がずれたときの動作を説明す
る。第６図および第７図において、＊は制御回路内の指
令値を意味する。第６図は磁束の回転方向が反時計方向
の場合、第７図は磁束の回転方向が時計方向の場合を示
す。両図共にＭ′軸がＭ軸に比べ角度が進んでいる状態
を示している。

最初に第６図を説明する。電動機に流す電流が一定で
あるとすると、この電流のＭ′軸成分はi_Mは、i_M＞I_M ^＊
となる。これは電動機の磁束の方が大きいことを示し、
誘起電圧ベクトルの大きさも電動機の方が大きい（｜
₂|＞｜_２ ^＊｜）。仮に、R₁,Lの値は変化しないものと
して、一次電圧ベクトルを求めると、｜₁|＞｜_１ ^＊
｜となり、電圧ベクトル_１のδ軸成分はｖ_１δ＞ｖ
_１δ ^＊となる。このように磁束軸がずれると、その変化
は電圧ベクトルのδ軸成分に影響する。この場合にＭ軸
とＭ′軸とを一致させるためには、Ｍ軸を反時計方向に
回転させればよい。これは、すべり角度の絶対値を増加
させることを意味し、制御回路内の二次抵抗設定値を増
加させればよい。

第７図は磁束ベクトルが時計方向に回転しているた
め、発生する誘起電圧の極正は第６図の場合と逆であ
る。電圧ベクトルのδ軸成分に着目すると、ｖ_１δ＞ｖ
_１δ ^＊となり、第６図の場合と同じであるが、Ｍ軸と
Ｍ′軸とを一致させるためには、Ｍ軸を反時計方向に回
転させる必要があり、これは、すべり角度の絶対値を減
少させることを意味するので、制御回路内の二次抵抗設
定値を減少させればよい。

第６図および第７図の説明から分かるように、磁束ベ
クトルの回転方向により，束ち磁束の角速度ω_１の極性
により、二次抵抗の補正値ΔRF₂の極性が異なる。第６
図における極性切換器232はこれを考慮したものであ
る。

第８図および第９図は第５図による演算手段22の互い
に異なる変形例を示す。第８＋図はｄθ/dt＝０とした
ときの構成である。トルク変化の少ない場合に構成が簡
単なため有利である。第９図はの変形例は第８図におい
てさらにｐ（Ψ_２）の項を省略したものであり、磁束の
変化が小さい場合には構成が簡単なため有利となる。一
般に二次抵抗の温度上昇は回転子の熱時定数にしたがっ
ており、平均的な二次抵抗の変化を補正するには、この
第９図の実施例で十分である。

以上述べた実施例中の各種回路は、公知のアナログ技
術，デジタル技術，ソフトウェア技術のいずれでも容易
に構成できる。また、本原理の実施例の説明にあたっ
て、トランジスタインバータを用いているが、他の変換
装置，例えば電流形インバータ,GTOインバータ，サイク
ロコンバータ等を用いても実現できることはいうまでも
ない。

更に、直接に二次抵抗設定値を修正しなくてもすべり
周波数ω_SLを修正するなどのように、結果的に二次抵抗
設定値を修正したことになればよいので、この点に関し
ても種々変形が可能である。なお、本実施例においては
電動機の一次電圧ベクトルの一次電流ベクトルに直交す
る成分を用いて補正を行った、一次抵抗を演算パラメー
タとして使用しない電動機の誘起電圧ベクトルと一次抵
抗電圧降下ベクトルの和ベクトル一次電流ベクトルに直
交する成分を用いても、同様の補正が可能であることは
勿論である。

〔効果〕

以上のように、本発明によれば、電動機の一次電圧ベ
クトルについての、一次電流ベクトルに直交する成分
を、一方では運転中に大幅に変動する二次抵抗および一
次抵抗を演算パラメータとして使用しない第１の演算手
段で求め、他方では制御回路内の電流モデルと同様に運
転中に大幅に変動する二次抵抗を演算パラメータとして
使用する第２の演算手段で求め、第２の演算手段で求め
られる値が第１の演算手段で求められる値に一致するよ
うに二次抵抗設定値を修正することによって、この二次
抵抗設定値を電動機の二次抵抗の真値に近づけることが
できるので、電流モデルによって演算される磁束軸の角
度位置が正確となり、しかも従来のように一次抵抗を演
算パラメータとして含んでいないので低い速度範囲にお
いても修正動作を有効に働かせることができ、したがっ
て電動機の可変速制御性能の著しい向上を図ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明装置の実施例を示すブロック図、第２図
はベクトル制御原理を説明するためのベクトル図、第３
図は磁束演算のための電圧モデルを示すブロック図、第
４図は第１図の実施例における第１の演算手段および調
節手段の具体的実施例を示すブロック図、第５図は第１
図の実施例における第２の演算手段の具体的実施例を示
すブロック図、第６図および第７図は第４図における極
性切換器の役割を説明するためのベクトル図、第８図お
よび第９図は第５図に示された第２の演算手段の具体的
実施例に対する互いに異なる変形例を示す。１……誘導電動機、２……電力変換器、５……電流調節
器、８……速度調節器、９……磁束指令器、Ｂ……磁束
軸の角度位置を演算するための電流モデルを含む制御回
路部分、16……二次抵抗設定器、19……座標変換器、21
……第１の演算手段、22……第２の演算手段、23……調
節手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力電圧の大きさ，周波数および位相の制
御できる電力変換器により給電される誘電電動機の可変
速駆動のために、トルク指令値，磁束指令値，回転速度
および電動機定数から磁束軸の角度位置を演算する電流
モデルを用いて、電動機の一次電流ベクトルを磁束軸に
平行な成分とこれに直交する成分とに分けて両成分を互
いに独立に制御する制御装置を備えた誘導電動機の可変
速駆動装置において、電動機の一次電圧ベクトルの、一次電流ベクトルに対し
て直交する成分を、電動機の端子から検出した一次電圧
ベクトルと、一次電流ベクトルの角度位置から演算する
第１の演算手段と、電動機の一次電圧ベクトルの、一次電流ベクトルに対し
て直交する成分を、前記電流モデルと同様にトルク指令
値，磁束指令値，回転速度および電動機定数から、演算
する第２の演算手段と、前記第1,第２の演算手段の演算結果が一致するように修
正する調節手段と、を備え、前記調節手段の出力により前記電流モデルが演算に用い
る電動機定数の１つである二次抵抗の設定値，またはこ
れから導き出されるすべり周波数の如き演算過程の途中
で得られる中間演算値を修正することを特徴とする誘導
電動機の可変速駆動装置。
【請求項２】前記第２の演算手段は前記電流モデルの演
算と少なくとも一部を共有していることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の誘導電動機の可変速駆動装
置。