JPH0897723A - 波形符号化／復号化方法及びその装置 - Google Patents
波形符号化／復号化方法及びその装置Info
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- JPH0897723A JPH0897723A JP4164832A JP16483292A JPH0897723A JP H0897723 A JPH0897723 A JP H0897723A JP 4164832 A JP4164832 A JP 4164832A JP 16483292 A JP16483292 A JP 16483292A JP H0897723 A JPH0897723 A JP H0897723A
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- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
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- Error Detection And Correction (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 元の信号に忠実に波形を復元することが出
来、かつ、デ−タ量の縮小が可能な波形符号化／復号化
の技術を提供することである。 【構成】 入力されたアナログ信号を最小標本化率でサ
ンプリングし、所定準位に量子化して符号化し、この符
号化された信号のうち各サンプル毎に隣接した三つのサ
ンプル値を比較して極値情報ｐ（ｋ）を得、ある極値情
報ｐ（ｋ）と隣接した極値情報ｐ（ｋ−１）との間の距
離情報（サンプル数ｄ（ｋ））を得、隣接した二つの極
値間の差信号Ａｐｐ（ｋ）とｄ（ｋ）との比Ａｐｐ
（ｋ）／ｄ（ｋ）であるステップ値ｓｔ（ｋ）を得、極
値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ（ｋ）、及びステップ値ｓ
ｔ（ｋ）からｐ（ｋ−１）＋〔ｄ（ｋ）・ｓｔ（ｋ）〕
を求めて再生波形に復元する波形符号化／復号化方法。
来、かつ、デ−タ量の縮小が可能な波形符号化／復号化
の技術を提供することである。 【構成】 入力されたアナログ信号を最小標本化率でサ
ンプリングし、所定準位に量子化して符号化し、この符
号化された信号のうち各サンプル毎に隣接した三つのサ
ンプル値を比較して極値情報ｐ（ｋ）を得、ある極値情
報ｐ（ｋ）と隣接した極値情報ｐ（ｋ−１）との間の距
離情報（サンプル数ｄ（ｋ））を得、隣接した二つの極
値間の差信号Ａｐｐ（ｋ）とｄ（ｋ）との比Ａｐｐ
（ｋ）／ｄ（ｋ）であるステップ値ｓｔ（ｋ）を得、極
値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ（ｋ）、及びステップ値ｓ
ｔ（ｋ）からｐ（ｋ−１）＋〔ｄ（ｋ）・ｓｔ（ｋ）〕
を求めて再生波形に復元する波形符号化／復号化方法。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はアナログ信号をデ−タ圧
縮する波形符号化／復号化方法及びその装置に関し、特
にオ−ディオ及びビデオ信号などのアナログ信号の伝送
のとき、デ−タを圧縮してデ−タ量を縮小させることに
より、メモリ容量を減少させることができる波形符号化
／復号化方法及びその装置に関する。
縮する波形符号化／復号化方法及びその装置に関し、特
にオ−ディオ及びビデオ信号などのアナログ信号の伝送
のとき、デ−タを圧縮してデ−タ量を縮小させることに
より、メモリ容量を減少させることができる波形符号化
／復号化方法及びその装置に関する。
【０００２】
【発明の背景】最近、最も良く知られている波形符号化
方法として、パルス符号変調（Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｅ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、ＰＣＭという）方式があ
る。ところで、このＰＣＭ方式を実現するための通信シ
ステムは、概略すると、サンプラ−、送信側の量子化器
と符号化器（エンコ−ダ）との組み合わせからなるＡ／
Ｄ変換器、受信側の量子化器と復号器（デコ−ダ）との
組み合わせからなるＤ／Ａ変換器、及びフィルタ等から
構成される。
方法として、パルス符号変調（Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｅ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、ＰＣＭという）方式があ
る。ところで、このＰＣＭ方式を実現するための通信シ
ステムは、概略すると、サンプラ−、送信側の量子化器
と符号化器（エンコ−ダ）との組み合わせからなるＡ／
Ｄ変換器、受信側の量子化器と復号器（デコ−ダ）との
組み合わせからなるＤ／Ａ変換器、及びフィルタ等から
構成される。
【０００３】このように構成されたＰＣＭ通信システム
の波形変調方法をみると、先ず入力されたアナログ信号
をサンプラ−によりサンプリングした後、量子化器によ
り量子化する。サンプリングは、周波数の幅が制限され
た信号（最大周波数ｆｍ（Ｈｚ）以上になる成分のない
信号）をサンプリング間隔Ｔ（ナイキストサンプリング
間隔１／２ｆｍ秒）にてサンプリングする。
の波形変調方法をみると、先ず入力されたアナログ信号
をサンプラ−によりサンプリングした後、量子化器によ
り量子化する。サンプリングは、周波数の幅が制限され
た信号（最大周波数ｆｍ（Ｈｚ）以上になる成分のない
信号）をサンプリング間隔Ｔ（ナイキストサンプリング
間隔１／２ｆｍ秒）にてサンプリングする。
【０００４】次に、この様にして得た矩形波信号を量子
化するために、いくつかのステップに分離し、各ステッ
プ中央の所定準位に量子化する。このとき、各瞬間毎に
量子化された信号は元の信号に一番近い量子化準位を有
するようになる。このように、パルスをパルス値に応じ
て区分（量子化）し、区分されたパルスを符号化する符
号化器（エンコ−ダ）を介して各々の標本に対する単位
パルスの有効な組み合わせとして符号化し、伝送する。
化するために、いくつかのステップに分離し、各ステッ
プ中央の所定準位に量子化する。このとき、各瞬間毎に
量子化された信号は元の信号に一番近い量子化準位を有
するようになる。このように、パルスをパルス値に応じ
て区分（量子化）し、区分されたパルスを符号化する符
号化器（エンコ−ダ）を介して各々の標本に対する単位
パルスの有効な組み合わせとして符号化し、伝送する。
【０００５】そして、デジタル化により符号化された信
号が受信側に到達すると、伝送される間に付加された雑
音から信号を分離して量子化器で各パルス区間における
パルスの有無、及び電位差を比較・判定し、その結果を
再生されたパルス列の形態にして復号器へ送る。Ｄ／Ａ
変換器では、符号化器とは逆の動作により量子化された
標本パルス配列を出力し、規定帯域外に存在する周波数
成分を除去するためにフィルタリングして図６の信号波
形に復元する。
号が受信側に到達すると、伝送される間に付加された雑
音から信号を分離して量子化器で各パルス区間における
パルスの有無、及び電位差を比較・判定し、その結果を
再生されたパルス列の形態にして復号器へ送る。Ｄ／Ａ
変換器では、符号化器とは逆の動作により量子化された
標本パルス配列を出力し、規定帯域外に存在する周波数
成分を除去するためにフィルタリングして図６の信号波
形に復元する。
【０００６】この様なＰＣＭ通信方式は、一つの標本化
された信号を送るのにいくつかのパルス信号が必要であ
るため、同一の情報を送るに際して他のパルス変調方式
より多くのデ−タ量が必要である。又、この方式は、元
の信号に一番忠実に再生波形を復元できる反面、サンプ
リングする度にその値を量子化するに必要なビット数の
デ−タ量が発生するため、デ−タ量の面から好ましくな
かった。
された信号を送るのにいくつかのパルス信号が必要であ
るため、同一の情報を送るに際して他のパルス変調方式
より多くのデ−タ量が必要である。又、この方式は、元
の信号に一番忠実に再生波形を復元できる反面、サンプ
リングする度にその値を量子化するに必要なビット数の
デ−タ量が発生するため、デ−タ量の面から好ましくな
かった。
【０００７】すなわち、音声信号で、８ＫＨｚおきにサ
ンプリングして８ビットに量子化する場合、１秒に６４
ｋビットものデ−タ量となり、信号再生が一番正確では
あるが、多くのデ−タ量を発生してしまう。このため、
信号を大きく変えない範囲でデ−タ量を縮小させること
ができる通信方式が必要となった。以上の理由で、現
在、適応形デルタ変調（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｅｌｔａ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、ＡＤＭという）方式が
使われつつある。
ンプリングして８ビットに量子化する場合、１秒に６４
ｋビットものデ−タ量となり、信号再生が一番正確では
あるが、多くのデ−タ量を発生してしまう。このため、
信号を大きく変えない範囲でデ−タ量を縮小させること
ができる通信方式が必要となった。以上の理由で、現
在、適応形デルタ変調（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｅｌｔａ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、ＡＤＭという）方式が
使われつつある。
【０００８】ＡＤＭ方式は、元の信号の波形の変化に応
じて再生波形のステップの幅を変化できるようにした方
式であり、ＡＤＭ方式により形成された信号波形を元の
信号波形に近付かせるために、ステップ値を必要なだけ
増加、又は減少させている。すなわち、ｋ番目のクロッ
ク波形の端部（波形がハイかロ−に変わる点）でステッ
プの方向が端部の点（ｋ−１）と同様であると、基本ス
テップ値だけステップ値を増加させ、ステップの方向が
端部の点（ｋ−１）と反対方向であると、基本ステップ
値だけステップ値を減少させ、又、ステップの方向が一
定しているとステップ値を維持させ図７に示した波形に
再生する。この様な適応形デルタ変調（ＡＤＭ）方式
は、サンプリング間の相関が極めて高いので、サンプリ
ング周期を充分に狭めると、１ビット量子化による情報
圧縮が可能である。従って、１サンプルデ−タあたり１
ビットしか必要としないため、３２ｋＨｚの周波数の信
号によるサンプリングの場合には３２ｋビット／秒、す
なわち１秒の信号に対して３２ｋビットのデ−タ量しか
発生しないので、ＰＣＭ方式に比べてデ−タ量を１／２
に縮小することができる。
じて再生波形のステップの幅を変化できるようにした方
式であり、ＡＤＭ方式により形成された信号波形を元の
信号波形に近付かせるために、ステップ値を必要なだけ
増加、又は減少させている。すなわち、ｋ番目のクロッ
ク波形の端部（波形がハイかロ−に変わる点）でステッ
プの方向が端部の点（ｋ−１）と同様であると、基本ス
テップ値だけステップ値を増加させ、ステップの方向が
端部の点（ｋ−１）と反対方向であると、基本ステップ
値だけステップ値を減少させ、又、ステップの方向が一
定しているとステップ値を維持させ図７に示した波形に
再生する。この様な適応形デルタ変調（ＡＤＭ）方式
は、サンプリング間の相関が極めて高いので、サンプリ
ング周期を充分に狭めると、１ビット量子化による情報
圧縮が可能である。従って、１サンプルデ−タあたり１
ビットしか必要としないため、３２ｋＨｚの周波数の信
号によるサンプリングの場合には３２ｋビット／秒、す
なわち１秒の信号に対して３２ｋビットのデ−タ量しか
発生しないので、ＰＣＭ方式に比べてデ−タ量を１／２
に縮小することができる。
【０００９】しかし、この方式では元の信号の急激な変
化に再生信号が追いつかないため、スロ−プオ−バ−ロ
−ド（ｓｌｏｐｅ ｏｖｅｒｌｏａｄ）歪みが発生し、
又、元の信号の変化が遅い部分あるいは変化が極めて少
ない部分でも再生波形が０、１、０、１を繰り返すグラ
ニュ−ラノイズ（Ｇｒａｎｕｌａｒ Ｎｏｉｓｅ）が発
生して、元の信号の波形への再生を難しくする問題点が
あることに気付いた。
化に再生信号が追いつかないため、スロ−プオ−バ−ロ
−ド（ｓｌｏｐｅ ｏｖｅｒｌｏａｄ）歪みが発生し、
又、元の信号の変化が遅い部分あるいは変化が極めて少
ない部分でも再生波形が０、１、０、１を繰り返すグラ
ニュ−ラノイズ（Ｇｒａｎｕｌａｒ Ｎｏｉｓｅ）が発
生して、元の信号の波形への再生を難しくする問題点が
あることに気付いた。
【００１０】
【発明の開示】本発明の第１の目的は、元の信号に忠実
に波形を復元することが出来、かつ、デ−タ量の縮小が
可能な波形符号化／復号化の技術を提供することであ
る。本発明の第２の目的は、デ−タ記憶メモリの容量を
縮小することができ、同時により多くの情報を通信チャ
ンネル上に伝送することができる波形符号化／復号化の
技術を提供することである。
に波形を復元することが出来、かつ、デ−タ量の縮小が
可能な波形符号化／復号化の技術を提供することであ
る。本発明の第２の目的は、デ−タ記憶メモリの容量を
縮小することができ、同時により多くの情報を通信チャ
ンネル上に伝送することができる波形符号化／復号化の
技術を提供することである。
【００１１】この本発明の目的は、入力されたアナログ
信号を最小標本化率でサンプリングし、所定準位に量子
化して符号化し、この符号化された信号のうち各サンプ
ル毎に隣接した三つのサンプル値を比較して極値情報ｐ
（ｋ）を得、ある極値情報ｐ（ｋ）と隣接した極値情報
ｐ（ｋ−１）との間の距離情報（サンプル数ｄ（ｋ））
を得、隣接した二つの極値間の差信号Ａｐｐ（ｋ）とｄ
（ｋ）との比Ａｐｐ（ｋ）／ｄ（ｋ）であるステップ値
ｓｔ（ｋ）を得、極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ
（ｋ）、及びステップ値ｓｔ（ｋ）からｐ（ｋ−１）＋
〔ｄ（ｋ）・ｓｔ（ｋ）〕を求めて再生波形に復元する
ことを特徴とする波形符号化／復号化方法によって達成
される。
信号を最小標本化率でサンプリングし、所定準位に量子
化して符号化し、この符号化された信号のうち各サンプ
ル毎に隣接した三つのサンプル値を比較して極値情報ｐ
（ｋ）を得、ある極値情報ｐ（ｋ）と隣接した極値情報
ｐ（ｋ−１）との間の距離情報（サンプル数ｄ（ｋ））
を得、隣接した二つの極値間の差信号Ａｐｐ（ｋ）とｄ
（ｋ）との比Ａｐｐ（ｋ）／ｄ（ｋ）であるステップ値
ｓｔ（ｋ）を得、極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ
（ｋ）、及びステップ値ｓｔ（ｋ）からｐ（ｋ−１）＋
〔ｄ（ｋ）・ｓｔ（ｋ）〕を求めて再生波形に復元する
ことを特徴とする波形符号化／復号化方法によって達成
される。
【００１２】そして、この波形符号化／復号化方法は、
信号の最大周波数を超過する周波数成分をカットする第
１のフィルタ手段と、この第１のフィルタ手段により帯
域制限されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、パ
ルス符号変調デ−タを出力するＡ／Ｄ変換手段と、この
Ａ／Ｄ変換手段から出力されたデ−タのうち、所定レベ
ル以下のパルス符号変換デ−タを０値に変換する検波手
段と、連続する多数個のパルス符号変調デ−タを受け入
れるバッファ手段と、このバッファ手段から出力された
連続する多数個のデ−タを比較して極値を検出し、その
値を出力する比較手段と、この比較手段から極値が入力
されると、リッセトされ、次の極値が検出されるときま
でパルス符号変調デ−タのサンプリング毎にカウントす
るカウンタ手段と、この比較手段及びカウンタ手段の出
力を多重化して極値情報とカウント値を順次に出力する
マルチプレクサと、このマルチプレクサから出力される
極値情報と極値間の距離情報とを入力し、各々の情報に
分離させて出力する分離手段と、この分離手段から分離
された情報のうち連続した複数個の極値情報を記憶する
第１のレジスタと、前記分離手段の出力値のうち極値間
の距離情報を記憶する第２のレジスタと、前記第１のレ
ジスタから出力された連続する複数個の極値情報の間で
減算を行う第１の演算手段と、この第１の演算手段の出
力値と前記第２のレジスタから出力された極値間の距離
情報との除算を行う第２の演算手段と、前記第１のレジ
スタから出力された極値情報、前記第２の演算手段の除
算値、及び前記第１の演算手段の減算値を入力して、再
生デ−タを作りだす補間手段と、この補間手段の出力デ
−タをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、この
Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を平滑にするための第２のフ
ィルタ手段とを具備したことを特徴とする波形符号化／
復号化装置によって実施できる。
信号の最大周波数を超過する周波数成分をカットする第
１のフィルタ手段と、この第１のフィルタ手段により帯
域制限されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、パ
ルス符号変調デ−タを出力するＡ／Ｄ変換手段と、この
Ａ／Ｄ変換手段から出力されたデ−タのうち、所定レベ
ル以下のパルス符号変換デ−タを０値に変換する検波手
段と、連続する多数個のパルス符号変調デ−タを受け入
れるバッファ手段と、このバッファ手段から出力された
連続する多数個のデ−タを比較して極値を検出し、その
値を出力する比較手段と、この比較手段から極値が入力
されると、リッセトされ、次の極値が検出されるときま
でパルス符号変調デ−タのサンプリング毎にカウントす
るカウンタ手段と、この比較手段及びカウンタ手段の出
力を多重化して極値情報とカウント値を順次に出力する
マルチプレクサと、このマルチプレクサから出力される
極値情報と極値間の距離情報とを入力し、各々の情報に
分離させて出力する分離手段と、この分離手段から分離
された情報のうち連続した複数個の極値情報を記憶する
第１のレジスタと、前記分離手段の出力値のうち極値間
の距離情報を記憶する第２のレジスタと、前記第１のレ
ジスタから出力された連続する複数個の極値情報の間で
減算を行う第１の演算手段と、この第１の演算手段の出
力値と前記第２のレジスタから出力された極値間の距離
情報との除算を行う第２の演算手段と、前記第１のレジ
スタから出力された極値情報、前記第２の演算手段の除
算値、及び前記第１の演算手段の減算値を入力して、再
生デ−タを作りだす補間手段と、この補間手段の出力デ
−タをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、この
Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を平滑にするための第２のフ
ィルタ手段とを具備したことを特徴とする波形符号化／
復号化装置によって実施できる。
【００１３】すなわち、前記第１の演算手段と前記第２
の演算手段により極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ
（ｋ）、差信号Ａｐｐ（ｋ）を用いてステップ値ｓｔ
（ｋ）を算出し、このステップ値ｓｔ（ｋ）により補間
手段が再生デ−タを作りだすことにより、少ないデ−タ
量の発生で元の信号に忠実に波形を復元することが出来
る。
の演算手段により極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ
（ｋ）、差信号Ａｐｐ（ｋ）を用いてステップ値ｓｔ
（ｋ）を算出し、このステップ値ｓｔ（ｋ）により補間
手段が再生デ−タを作りだすことにより、少ないデ−タ
量の発生で元の信号に忠実に波形を復元することが出来
る。
【００１４】
【実施例】図１〜図５は本発明に係る波形符号化／復号
化技術の一実施例を示すもので、図１は本発明になる波
形符号化／復号化装置のブロック図、図２は本発明の波
形符号化／復号化の過程を示した波形図であり、図３は
距離情報と極値情報との関係を説明する一波形図、図４
は本発明の再生過程を示す波形図、図５は従来の再生波
形と本発明の再生波形との比較図である。
化技術の一実施例を示すもので、図１は本発明になる波
形符号化／復号化装置のブロック図、図２は本発明の波
形符号化／復号化の過程を示した波形図であり、図３は
距離情報と極値情報との関係を説明する一波形図、図４
は本発明の再生過程を示す波形図、図５は従来の再生波
形と本発明の再生波形との比較図である。
【００１５】各図中、１は最大周波数を超過する周波数
成分をカットする帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２は標
本化された信号を量子化するＡ／Ｄ変換器、３は所定レ
ベル以下の信号を０に置換する検波手段としてのゼロ量
子化器、４はＰＣＭデ−タを記憶・バッファリングする
ＰＣＭデ−タバッファ、５はＰＣＭデ−タ値を比較する
比較器、６は隣接した極値と極値との間の距離をカウン
トするカウンタ、７は極値とカウント値を多重化して出
力するマルチプレクサ、８は多重化した情報を分離する
デマルチプレクサ、９は隣接した二つの極値情報を記憶
する第１のレジスタ、１０は極値間の距離情報を記憶す
る４ビットの第２のレジスタ、１１は隣接した二つの極
値情報の差を計算する計算器、１２はステップ値計算
器、１３は補間器（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｒ）、１４
は補間されたデ−タをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器、１５は再生波形をより平滑にするためのスム−ジ
ングフィルタ（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）で
ある。
成分をカットする帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２は標
本化された信号を量子化するＡ／Ｄ変換器、３は所定レ
ベル以下の信号を０に置換する検波手段としてのゼロ量
子化器、４はＰＣＭデ−タを記憶・バッファリングする
ＰＣＭデ−タバッファ、５はＰＣＭデ−タ値を比較する
比較器、６は隣接した極値と極値との間の距離をカウン
トするカウンタ、７は極値とカウント値を多重化して出
力するマルチプレクサ、８は多重化した情報を分離する
デマルチプレクサ、９は隣接した二つの極値情報を記憶
する第１のレジスタ、１０は極値間の距離情報を記憶す
る４ビットの第２のレジスタ、１１は隣接した二つの極
値情報の差を計算する計算器、１２はステップ値計算
器、１３は補間器（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｒ）、１４
は補間されたデ−タをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器、１５は再生波形をより平滑にするためのスム−ジ
ングフィルタ（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）で
ある。
【００１６】そして、上記のように構成させた波形符号
化／復号化装置において、入力されたアナログ信号の最
大周波数（ｆｍ）を超過する周波数成分を、ナイキスト
理論に基づいて帯域通過フィルタ（ＢＰＦ；Ｂａｎｄ
Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１に通してカットした後、ナ
イキスト率１／２ｆｍ秒のサンプリング間隔で信号をサ
ンプリングする。続いてこのサンプリングされた信号を
Ａ／Ｄ変換器２によりパルス値に応じた幾つかの段階に
区分して各ステップ毎に量子化した後、この量子化した
パルス値を２進法により符号化して「２」の補数形態の
デ−タを出力する。このとき、任意の（所定）レベル以
下のパルス符号変調値は、検波手段であるゼロ量子化器
３により０値に量子化して置換され、レベルが極めて微
弱な信号やノイズはカットされＰＣＭデ−タは減少する
Ａ／Ｄ変換器２から出力されたデ−タのうち、連続した
三つのデ−タは、シフトレジスタ機能を有するバッファ
手段であるＰＣＭデ−タバッファ４に入力される。ＰＣ
Ｍデ−タバッファ４に入力された連続する三つのサンプ
ルｓ（ｎ−１），ｓ（ｎ），ｓ（ｎ＋１）はレジスタ４
ａ，４ｂ，４ｃに記憶された後、比較器５に出力され
る。
化／復号化装置において、入力されたアナログ信号の最
大周波数（ｆｍ）を超過する周波数成分を、ナイキスト
理論に基づいて帯域通過フィルタ（ＢＰＦ；Ｂａｎｄ
Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１に通してカットした後、ナ
イキスト率１／２ｆｍ秒のサンプリング間隔で信号をサ
ンプリングする。続いてこのサンプリングされた信号を
Ａ／Ｄ変換器２によりパルス値に応じた幾つかの段階に
区分して各ステップ毎に量子化した後、この量子化した
パルス値を２進法により符号化して「２」の補数形態の
デ−タを出力する。このとき、任意の（所定）レベル以
下のパルス符号変調値は、検波手段であるゼロ量子化器
３により０値に量子化して置換され、レベルが極めて微
弱な信号やノイズはカットされＰＣＭデ−タは減少する
Ａ／Ｄ変換器２から出力されたデ−タのうち、連続した
三つのデ−タは、シフトレジスタ機能を有するバッファ
手段であるＰＣＭデ−タバッファ４に入力される。ＰＣ
Ｍデ−タバッファ４に入力された連続する三つのサンプ
ルｓ（ｎ−１），ｓ（ｎ），ｓ（ｎ＋１）はレジスタ４
ａ，４ｂ，４ｃに記憶された後、比較器５に出力され
る。
【００１７】比較手段である比較器５は、ＰＣＭデ−タ
バッファ４の各レジスタ４ａ，４ｂ，４ｃから出力され
た連続する三つのデ−タが入力されて比較し、下記の式
（１）、（２）のような場合、 ｓ（ｎ−１）＜ｓ（ｎ）＞ｓ（ｎ＋１） （１） ｓ（ｎ−１）＞ｓ（ｎ）＜ｓ（ｎ＋１） （２） ｓ（ｎ）値を出力する。
バッファ４の各レジスタ４ａ，４ｂ，４ｃから出力され
た連続する三つのデ−タが入力されて比較し、下記の式
（１）、（２）のような場合、 ｓ（ｎ−１）＜ｓ（ｎ）＞ｓ（ｎ＋１） （１） ｓ（ｎ−１）＞ｓ（ｎ）＜ｓ（ｎ＋１） （２） ｓ（ｎ）値を出力する。
【００１８】ここで、ｓ（ｎ，ｎ−１，ｎ＋１）はｎ，
ｎ−１，ｎ＋１番目のＰＣＭサンプル値を示し、出力さ
れたサンプル値ｓ（ｎ）は最大の極値Ｐｕ（ｋ）または
最小の極値Ｐｌ（ｋ）を示し、ｋは任意の値を示す。比
較器５より極値が検出されると、カウンタ６は、まずカ
ウントしていた値をリセットした後、各ＰＣＭサンプリ
ング毎にカウントして次の極値が検出される時までカウ
ントを続ける。このカウント値は隣接した極値と極値と
の間のサンプル数を示す距離情報ｄ（ｋ）としてマルチ
プレクサ７に入力される。
ｎ−１，ｎ＋１番目のＰＣＭサンプル値を示し、出力さ
れたサンプル値ｓ（ｎ）は最大の極値Ｐｕ（ｋ）または
最小の極値Ｐｌ（ｋ）を示し、ｋは任意の値を示す。比
較器５より極値が検出されると、カウンタ６は、まずカ
ウントしていた値をリセットした後、各ＰＣＭサンプリ
ング毎にカウントして次の極値が検出される時までカウ
ントを続ける。このカウント値は隣接した極値と極値と
の間のサンプル数を示す距離情報ｄ（ｋ）としてマルチ
プレクサ７に入力される。
【００１９】マルチプレクサ７は、比較器５から出力さ
れた極値情報ｐ（ｋ）と、カウンタ６の出力値である隣
接した極値と極値との間の距離情報ｄ（ｋ）とをマルチ
プレキシングし、下記のような順に伝送チャンネルや記
憶メモリに出力する。 ｐ（０），ｄ（１），ｐ（１），ｄ（２），ｐ（２），
ｄ（３）・・・ このように各ＰＣＭサンプリング毎に極値情報ｐ（ｋ）
と距離情報ｄ（ｋ）を得、そして伝送チャンネルやメモ
リに伝送された情報が受信側のデマルチプレクサ８に入
力されると、その情報は各々の情報に分離される。前記
デマルチプレクサ８により分離された極値情報は第１の
レジスタ９に記憶されるが、第１のレジスタ９は隣接し
た二つの極値情報ｐ（ｋ−１），ｐ（ｋ）を各々のレジ
スタ９ｂ，９ａに記憶し、４ビットの第２のレジスタ１
０は前記デマルチプレクサ８から分離された距離情報を
記憶する。
れた極値情報ｐ（ｋ）と、カウンタ６の出力値である隣
接した極値と極値との間の距離情報ｄ（ｋ）とをマルチ
プレキシングし、下記のような順に伝送チャンネルや記
憶メモリに出力する。 ｐ（０），ｄ（１），ｐ（１），ｄ（２），ｐ（２），
ｄ（３）・・・ このように各ＰＣＭサンプリング毎に極値情報ｐ（ｋ）
と距離情報ｄ（ｋ）を得、そして伝送チャンネルやメモ
リに伝送された情報が受信側のデマルチプレクサ８に入
力されると、その情報は各々の情報に分離される。前記
デマルチプレクサ８により分離された極値情報は第１の
レジスタ９に記憶されるが、第１のレジスタ９は隣接し
た二つの極値情報ｐ（ｋ−１），ｐ（ｋ）を各々のレジ
スタ９ｂ，９ａに記憶し、４ビットの第２のレジスタ１
０は前記デマルチプレクサ８から分離された距離情報を
記憶する。
【００２０】続いて、第１のレジスタ９から出力された
二つの隣接した８ビットの極値情報ｐ（ｋ−１），ｐ
（ｋ）は演算手段である計算器１１に入力され、この計
算器１１にて下記の式（３）のように計算される。 Ａｐｐ（ｋ）＝ｐ（ｋ）−ｐ（ｋ−１） （３） その結果、８ビットの差信号デ−タＡｐｐ（ｋ）が出力
される。ここで極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ（ｋ）、
差信号デ−タＡｐｐ（ｋ）、サンプル値ｓ（ｎ，ｎ−
１，ｎ＋１）の関係を図２に示す。
二つの隣接した８ビットの極値情報ｐ（ｋ−１），ｐ
（ｋ）は演算手段である計算器１１に入力され、この計
算器１１にて下記の式（３）のように計算される。 Ａｐｐ（ｋ）＝ｐ（ｋ）−ｐ（ｋ−１） （３） その結果、８ビットの差信号デ−タＡｐｐ（ｋ）が出力
される。ここで極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ（ｋ）、
差信号デ−タＡｐｐ（ｋ）、サンプル値ｓ（ｎ，ｎ−
１，ｎ＋１）の関係を図２に示す。
【００２１】次に、計算器１１からの出力値である差信
号デ−タＡｐｐ（ｋ）はステップ値計算器１２に入力さ
れ、第２のレジスタ１０の出力値である距離情報ｄ
（ｋ）との比が式（４）のように求められる。 ｓｔ（ｋ）＝Ａｐｐ（ｋ）／ｄ（ｋ） （４） この比ｓｔ（ｋ）は、後で補間器１３で再生デ−タを作
成するとき、正確度を高めるため、商は８ビット、余り
は４ビットで処理される。
号デ−タＡｐｐ（ｋ）はステップ値計算器１２に入力さ
れ、第２のレジスタ１０の出力値である距離情報ｄ
（ｋ）との比が式（４）のように求められる。 ｓｔ（ｋ）＝Ａｐｐ（ｋ）／ｄ（ｋ） （４） この比ｓｔ（ｋ）は、後で補間器１３で再生デ−タを作
成するとき、正確度を高めるため、商は８ビット、余り
は４ビットで処理される。
【００２２】結果的にステップ値計算器１２ではステッ
プ値が求められるが、隣接した極値と極値との間の差信
号Ａｐｐ（ｋ）と距離情報ｄ（ｋ）との比ｓｔ（ｋ）
は、差信号Ａｐｐ（ｋ）がネガティブであればネガティ
ブ値、ポジティブであればポジティブ値を有する。この
値が補間器１３に入力されると、補間器１３では下記の
式（５）のように ＩＮＰ（ｋ）＝ｐ（ｋ−１）＋〔ｄ（ｋ）・ｓｔ（ｋ）〕 （５） 再生デ−タＩＮＰ（ｋ）を作る。
プ値が求められるが、隣接した極値と極値との間の差信
号Ａｐｐ（ｋ）と距離情報ｄ（ｋ）との比ｓｔ（ｋ）
は、差信号Ａｐｐ（ｋ）がネガティブであればネガティ
ブ値、ポジティブであればポジティブ値を有する。この
値が補間器１３に入力されると、補間器１３では下記の
式（５）のように ＩＮＰ（ｋ）＝ｐ（ｋ−１）＋〔ｄ（ｋ）・ｓｔ（ｋ）〕 （５） 再生デ−タＩＮＰ（ｋ）を作る。
【００２３】このような過程をより具体的に説明する
と、図３に示したように極値情報ｐ（ｋ）がｐ（０），
ｐ（１），ｐ（２），ｐ（３），ｐ（４），ｐ（５）・
・・であり、距離情報ｄ（ｋ）がｄ（１），ｄ（２），
ｄ（３），ｄ（４），ｄ（５）・・・であれば、差信号
Ａｐｐ（ｋ）は、 ｐ（１）−ｐ（０）＝Ａｐｐ（１） ｐ（２）−ｐ（１）＝Ａｐｐ（２） ｐ（３）−ｐ（２）＝Ａｐｐ（３） ｐ（４）−ｐ（３）＝Ａｐｐ（４） ・ ・ ・ で示され、ステップ値情報ｓｔ（ｋ）
は Ａｐｐ（１）÷ｄ（１）＝ｓｔ（１） Ａｐｐ（２）÷ｄ（２）＝ｓｔ（２） Ａｐｐ（３）÷ｄ（３）＝ｓｔ（３） ・ ・ ・ で求められる。
と、図３に示したように極値情報ｐ（ｋ）がｐ（０），
ｐ（１），ｐ（２），ｐ（３），ｐ（４），ｐ（５）・
・・であり、距離情報ｄ（ｋ）がｄ（１），ｄ（２），
ｄ（３），ｄ（４），ｄ（５）・・・であれば、差信号
Ａｐｐ（ｋ）は、 ｐ（１）−ｐ（０）＝Ａｐｐ（１） ｐ（２）−ｐ（１）＝Ａｐｐ（２） ｐ（３）−ｐ（２）＝Ａｐｐ（３） ｐ（４）−ｐ（３）＝Ａｐｐ（４） ・ ・ ・ で示され、ステップ値情報ｓｔ（ｋ）
は Ａｐｐ（１）÷ｄ（１）＝ｓｔ（１） Ａｐｐ（２）÷ｄ（２）＝ｓｔ（２） Ａｐｐ（３）÷ｄ（３）＝ｓｔ（３） ・ ・ ・ で求められる。
【００２４】これによる再生波形は、図４に示したよう
に、 ａ＝ＩＮＰ（１．１）＝ｐ（０） ｂ＝ＩＮＰ（１．２）＝ＩＮＰ（１．１）＋ｓｔ（１） ｃ＝ＩＮＰ（１．３）＝ＩＮＰ（１．２）＋ｓｔ（１） ｄ＝ＩＮＰ（２．１）＝ｐ（１） ｅ＝ＩＮＰ（２．２）＝ＩＮＰ（２．１）＋ｓｔ（２） ｆ＝ＩＮＰ（２．３）＝ＩＮＰ（２．２）＋ｓｔ（２） ｇ＝ＩＮＰ（２．４）＝ＩＮＰ（２．３）＋ｓｔ（２） ｈ＝ＩＮＰ（２．５）＝ＩＮＰ（２．４）＋ｓｔ（２） ｉ＝ＩＮＰ（２．６）＝ＩＮＰ（２．５）＋ｓｔ（２） ｊ＝ＩＮＰ（２．７）＝ＩＮＰ（２．６）＋ｓｔ（２） ｋ＝ＩＮＰ（３．１）＝ｐ（２） で求められるａ〜ｋを結んだものであり、各極値に対し
て距離情報ｄ（ｋ）だけ同様のことが行われ、隣接した
極値ｐ（ｋ）と極値ｐ（ｋ−１）とを結ぶ線形補間が行
われる。補間を行った後、結果として８ビット整数部と
４ビット小数部が発生するが、補間器１３はデジタル信
号をアナログ信号に変換するために小数部は捨てて整数
部８ビットデ−タのみ出力する。
に、 ａ＝ＩＮＰ（１．１）＝ｐ（０） ｂ＝ＩＮＰ（１．２）＝ＩＮＰ（１．１）＋ｓｔ（１） ｃ＝ＩＮＰ（１．３）＝ＩＮＰ（１．２）＋ｓｔ（１） ｄ＝ＩＮＰ（２．１）＝ｐ（１） ｅ＝ＩＮＰ（２．２）＝ＩＮＰ（２．１）＋ｓｔ（２） ｆ＝ＩＮＰ（２．３）＝ＩＮＰ（２．２）＋ｓｔ（２） ｇ＝ＩＮＰ（２．４）＝ＩＮＰ（２．３）＋ｓｔ（２） ｈ＝ＩＮＰ（２．５）＝ＩＮＰ（２．４）＋ｓｔ（２） ｉ＝ＩＮＰ（２．６）＝ＩＮＰ（２．５）＋ｓｔ（２） ｊ＝ＩＮＰ（２．７）＝ＩＮＰ（２．６）＋ｓｔ（２） ｋ＝ＩＮＰ（３．１）＝ｐ（２） で求められるａ〜ｋを結んだものであり、各極値に対し
て距離情報ｄ（ｋ）だけ同様のことが行われ、隣接した
極値ｐ（ｋ）と極値ｐ（ｋ−１）とを結ぶ線形補間が行
われる。補間を行った後、結果として８ビット整数部と
４ビット小数部が発生するが、補間器１３はデジタル信
号をアナログ信号に変換するために小数部は捨てて整数
部８ビットデ−タのみ出力する。
【００２５】補間器１３から出力された８ビット補間デ
−タは、Ａ／Ｄ変換器２と逆の動作を行うＤ／Ａ変換器
１４でアナログ信号に変換された後、スム−ジングフィ
ルタ１５を通してフィルタリングされる。このような過
程により元の信号に近い再生波形が作られる。すなわ
ち、図５のＣで示す通り、従来のＡＤＭ方式による再生
波形Ｂに比べて、元の信号Ａに近い波形の信号が再生さ
れる。
−タは、Ａ／Ｄ変換器２と逆の動作を行うＤ／Ａ変換器
１４でアナログ信号に変換された後、スム−ジングフィ
ルタ１５を通してフィルタリングされる。このような過
程により元の信号に近い再生波形が作られる。すなわ
ち、図５のＣで示す通り、従来のＡＤＭ方式による再生
波形Ｂに比べて、元の信号Ａに近い波形の信号が再生さ
れる。
【００２６】本発明は信号が線形に近いと見做して行う
方法であるが、実際の信号は線形でなく、非線形の場合
が多いため、ステップ値を固定させないで関数的に変化
させると、本発明により非線形補間も行うことができ、
より元の信号に近く補間させることができる。
方法であるが、実際の信号は線形でなく、非線形の場合
が多いため、ステップ値を固定させないで関数的に変化
させると、本発明により非線形補間も行うことができ、
より元の信号に近く補間させることができる。
【００２７】
【効果】ＡＤＭ方式による再生波形と本発明による再生
波形とを比較したとき、本発明による再生波形が元の信
号の波形により近くなり、スロ−プオ−バ−ロ−ドエラ
−やグラニュ−ラノイズのような歪みも発生していな
い。又、全てのサンプリング毎にデ−タを有するＰＣＭ
方式とは異なり、重要なサンプル情報のみを扱うので、
デ−タ量を減らすことができる。例えば、ＰＣＭ方式に
比べてＡＤＭ方式は１／２程度にデ−タ量を減らすこと
ができるが、本発明は音声信号の場合には平均して１／
５程度にデ−タ量を減らすことができ、ビデオ信号の場
合には平均して１／１３程度にデ−タ量を減らすことを
期待できる。
波形とを比較したとき、本発明による再生波形が元の信
号の波形により近くなり、スロ−プオ−バ−ロ−ドエラ
−やグラニュ−ラノイズのような歪みも発生していな
い。又、全てのサンプリング毎にデ−タを有するＰＣＭ
方式とは異なり、重要なサンプル情報のみを扱うので、
デ−タ量を減らすことができる。例えば、ＰＣＭ方式に
比べてＡＤＭ方式は１／２程度にデ−タ量を減らすこと
ができるが、本発明は音声信号の場合には平均して１／
５程度にデ−タ量を減らすことができ、ビデオ信号の場
合には平均して１／１３程度にデ−タ量を減らすことを
期待できる。
【００２８】更に、信号をデジタル化した情報量が少な
いため、記憶メモリの容量を減らすことができ、ハ−ド
ウェアがより簡単になり、通信チャンネル上では伝送ラ
インの能力を向上できる。
いため、記憶メモリの容量を減らすことができ、ハ−ド
ウェアがより簡単になり、通信チャンネル上では伝送ラ
インの能力を向上できる。
【図１】本発明による波形符号化／復号化装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明による波形符号化／復号化の過程を示し
た波形図である。
た波形図である。
【図３】本発明の実施例を説明するための波形図であ
る。
る。
【図４】本発明の実施例による再生波形図である。
【図５】本発明による再生波形Ｃのシミュレ−ション図
である。
である。
【図６】従来のパルス符号変調方式による再生波形図で
ある。
ある。
【図７】従来の適応形デルタ変調方式による再生波形図
である。
である。
１ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ） ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ ゼロ量子化器 ４ ＰＣＭデ−タバッファ ５ 比較器 ６ カウンタ ７ マルチプレクサ ８ デマルチプレクサ ９ 第１のレジスタ １０ 第２のレジスタ １１ 計算器 １２ ステップ値計算器 １３ 補間器 １４ Ｄ／Ａ変換器 １５ スム−ジングフィルタ
Claims (2)
- 【請求項１】 入力されたアナログ信号を最小標本化率
でサンプリングし、所定準位に量子化して符号化し、こ
の符号化された信号のうち各サンプル毎に隣接した三つ
のサンプル値を比較して極値情報ｐ（ｋ）を得、ある極
値情報ｐ（ｋ）と隣接した極値情報ｐ（ｋ−１）との間
の距離情報（サンプル数ｄ（ｋ））を得、隣接した二つ
の極値間の差信号Ａｐｐ（ｋ）とｄ（ｋ）との比Ａｐｐ
（ｋ）／ｄ（ｋ）であるステップ値ｓｔ（ｋ）を得、極
値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ（ｋ）、及びステップ値ｓ
ｔ（ｋ）からｐ（ｋ−１）＋〔ｄ（ｋ）・ｓｔ（ｋ）〕
を求めて再生波形に復元することを特徴とする波形符号
化／復号化方法。 - 【請求項２】 信号の最大周波数を超過する周波数成分
をカットする第１のフィルタ手段と、この第１のフィル
タ手段により帯域制限されたアナログ信号をデジタル信
号に変換し、パルス符号変調デ−タを出力するＡ／Ｄ変
換手段と、このＡ／Ｄ変換手段から出力されたデ−タの
うち、所定レベル以下のパルス符号変換デ−タを０値に
変換する検波手段と、連続する多数個のパルス符号変調
デ−タを受け入れるバッファ手段と、このバッファ手段
から出力された連続する多数個のデ−タを比較して極値
を検出し、その値を出力する比較手段と、この比較手段
から極値が入力されると、リッセトされ、次の極値が検
出されるときまでパルス符号変調デ−タのサンプリング
毎にカウントするカウンタ手段と、この比較手段及びカ
ウンタ手段の出力を多重化して極値情報とカウント値を
順次に出力するマルチプレクサと、このマルチプレクサ
から出力される極値情報と極値間の距離情報とを入力
し、各々の情報に分離させて出力する分離手段と、この
分離手段から分離された情報のうち連続した複数個の極
値情報を記憶する第１のレジスタと、前記分離手段の出
力値のうち極値間の距離情報を記憶する第２のレジスタ
と、前記第１のレジスタから出力された連続する複数個
の極値情報の間で減算を行う第１の演算手段と、この第
１の演算手段の出力値と前記第２のレジスタから出力さ
れた極値間の距離情報との除算を行う第２の演算手段
と、前記第１のレジスタから出力された極値情報、前記
第２の演算手段の除算値、及び前記第１の演算手段の減
算値を入力して、再生デ−タを作りだす補間手段と、こ
の補間手段の出力デ−タをアナログ信号に変換するＤ／
Ａ変換手段と、このＤ／Ａ変換手段の出力信号を平滑に
するための第２のフィルタ手段とを具備したことを特徴
とする波形符号化／復号化装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019910024602A KR930009436B1 (ko) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 파형부호화/복호화 장치 및 방법 |
| KR199124602 | 1991-12-27 | ||
| KR24602 | 1991-12-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0897723A true JPH0897723A (ja) | 1996-04-12 |
| JP2948024B2 JP2948024B2 (ja) | 1999-09-13 |
Family
ID=19326213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4164832A Expired - Fee Related JP2948024B2 (ja) | 1991-12-27 | 1992-06-23 | 波形符号化／復号化方法及びその装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5298899A (ja) |
| JP (1) | JP2948024B2 (ja) |
| KR (1) | KR930009436B1 (ja) |
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| JP2009545726A (ja) * | 2006-07-18 | 2009-12-24 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 最小値サンプリングを用いた信号復元装置および方法 |
| JP2010216925A (ja) * | 2009-03-16 | 2010-09-30 | Yokogawa Electric Corp | データ記録装置 |
| KR101364884B1 (ko) * | 2007-06-25 | 2014-02-19 | 엘지전자 주식회사 | 부호어 생성 방법 및 이를 이용한 제어정보 전송 방법 |
| JP2020154849A (ja) * | 2019-03-20 | 2020-09-24 | オムロン株式会社 | コントローラ、システム、方法及びプログラム |
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| US5457457A (en) * | 1993-12-07 | 1995-10-10 | Nippon Columbia Co., Ltd. | Digital to analog conversion device which decreases low level high frequency noise |
| US5850207A (en) * | 1995-11-22 | 1998-12-15 | Cirrus Logic, Inc. | Method and apparatus for minimizing effects of slope overload condition when using differential pulse code modulation scheme |
| JP4161487B2 (ja) * | 1999-11-01 | 2008-10-08 | ソニー株式会社 | データ復号装置及び方法 |
| GB2451828A (en) * | 2007-08-13 | 2009-02-18 | Snell & Wilcox Ltd | Digital audio processing method for identifying periods in which samples may be deleted or repeated unobtrusively |
| CN103077723B (zh) * | 2013-01-04 | 2015-07-08 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 音频传输系统 |
| CN104064192B (zh) * | 2014-06-30 | 2017-11-10 | 上海科泰信息技术有限公司 | 一种音频声波的编码及解码方法 |
| KR102128330B1 (ko) * | 2014-11-24 | 2020-06-30 | 삼성전자주식회사 | 신호 처리 장치, 신호 복원 장치, 신호 처리 방법, 및 신호 복원 방법 |
| CN109788545A (zh) * | 2017-11-15 | 2019-05-21 | 电信科学技术研究院 | 一种进行同步的方法和装置 |
| KR20240029282A (ko) * | 2022-08-26 | 2024-03-05 | 삼성전자주식회사 | 데이터 신호의 로직 로우 레벨 및 로직 하이 레벨을 갖는 펄스 폭을 각각 증가시켜 데이터 신호의 isi를 제거하는 등화기 |
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| JPH0752845B2 (ja) * | 1985-10-04 | 1995-06-05 | 日本電気株式会社 | 差分符号化回路 |
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-
1991
- 1991-12-27 KR KR1019910024602A patent/KR930009436B1/ko not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-06-17 US US07/899,856 patent/US5298899A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-06-23 JP JP4164832A patent/JP2948024B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| JP2948024B2 (ja) | 1999-09-13 |
| KR930009436B1 (ko) | 1993-10-04 |
| KR930015376A (ko) | 1993-07-24 |
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