JPH089777Y2 - 正弦波コンバ−タ - Google Patents
正弦波コンバ−タInfo
- Publication number
- JPH089777Y2 JPH089777Y2 JP1986091705U JP9170586U JPH089777Y2 JP H089777 Y2 JPH089777 Y2 JP H089777Y2 JP 1986091705 U JP1986091705 U JP 1986091705U JP 9170586 U JP9170586 U JP 9170586U JP H089777 Y2 JPH089777 Y2 JP H089777Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- sine wave
- transformer
- rectifying
- transistor
- Prior art date
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- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案は、負荷に安定化された正弦波電圧を供給する
正弦波コンバータに関し、更に詳しくは負荷が短絡した
場合等において、コンバータを保護することができるよ
うにした正弦波コンバータに関するものである。
正弦波コンバータに関し、更に詳しくは負荷が短絡した
場合等において、コンバータを保護することができるよ
うにした正弦波コンバータに関するものである。
（従来の技術） 第４図は、従来の正弦波コンバータの一例を示す構成
ブロック図である。図中、CVはコンバータ部で、その出
力端Toに正弦波電圧eoを出力する。TDは駆動信号が印加
される駆動トランス、Ｔはコンバータ部CVの入力側に設
けた制御用トランスで、駆動トランスTDの２次側回路に
ダイオードD1,D2及びトランジスタＱを介して接続され
ており、駆動信号をコンバータ部CVに印加させる。CNT
はトランジスタＱの制御回路で、正弦波電圧eoを入力し
ており、この正弦波電圧eoの平均値が所定値に安定化す
るようにトランジスタＱを制御している。この制御回路
CNTは、一般にIC等の電子回路を含んで構成されてお
り、その作動電力は例えば駆動トランスTDからの補助電
源PSより供給されている。
ブロック図である。図中、CVはコンバータ部で、その出
力端Toに正弦波電圧eoを出力する。TDは駆動信号が印加
される駆動トランス、Ｔはコンバータ部CVの入力側に設
けた制御用トランスで、駆動トランスTDの２次側回路に
ダイオードD1,D2及びトランジスタＱを介して接続され
ており、駆動信号をコンバータ部CVに印加させる。CNT
はトランジスタＱの制御回路で、正弦波電圧eoを入力し
ており、この正弦波電圧eoの平均値が所定値に安定化す
るようにトランジスタＱを制御している。この制御回路
CNTは、一般にIC等の電子回路を含んで構成されてお
り、その作動電力は例えば駆動トランスTDからの補助電
源PSより供給されている。
（考案が解決しようとする問題点） このような構成の正弦波コンバータは、出力最大の時
には、制御用トランスＴに最大入力電圧が印加されるよ
うになっているために、制御用トランスＴが大形にな
り、また、制御用トランジスタＱが破損すると、制御用
トランスＴに駆動信号が印加されなくなって、出力電圧
eoが得られなくなる。また、出力短絡時等の事故が生じ
た場合、制御回路CNTは、出力電圧eoを大きくするよう
に動作することとなるので、インバータ部を保護するた
めの何んらかの保護回路が必要となる。
には、制御用トランスＴに最大入力電圧が印加されるよ
うになっているために、制御用トランスＴが大形にな
り、また、制御用トランジスタＱが破損すると、制御用
トランスＴに駆動信号が印加されなくなって、出力電圧
eoが得られなくなる。また、出力短絡時等の事故が生じ
た場合、制御回路CNTは、出力電圧eoを大きくするよう
に動作することとなるので、インバータ部を保護するた
めの何んらかの保護回路が必要となる。
本考案は、これらの問題点に鑑みてなされたもので、
その目的は、制御用トランスが小形化可能で、制御用ト
ランジスタが破損しても出力電圧が得られるようにし、
また、出力短絡時においてもインバータ部を保護するこ
とのできる構成の簡単な正弦波インバータを実現しよう
とするものである。
その目的は、制御用トランスが小形化可能で、制御用ト
ランジスタが破損しても出力電圧が得られるようにし、
また、出力短絡時においてもインバータ部を保護するこ
とのできる構成の簡単な正弦波インバータを実現しよう
とするものである。
（問題点を解決するための手段） 前記した問題点を解決する本考案は、 １次巻線に駆動信号が印加される駆動トランス（TD）
と、 この駆動トランスの２次巻線に生じた駆動信号を入力
し一対の出力端子間に正弦波電圧を出力するコンバータ
部（CV）と、 前記駆動トランスの２次巻線に得られた駆動信号を前
記コンバータ部に印加するラインに１次巻線が直列に接
続された制御用トランス（Ｔ）と、 この制御用トランスの２次巻線出力を整流平滑する第
１の整流平滑回路（RS）と、 この第１の整流平滑回路の出力端間にエミッタとコレ
クタとが接続されたトランジスタ（Ｑ）と、 前記一対の出力端子間に得られた正弦波電圧を整流平
滑し当該正弦波電圧に応じた直流電圧を得る第２の整流
平滑回路（D1,D2,C2）と、 第２の整流平滑回路から得られた直流電圧を分圧する
分圧抵抗（R2,R3）と、 前記第２の整流平滑回路に抵抗（R5）を介して接続さ
れ、前記分圧抵抗により分圧した電圧に応じて流れる電
流を制御する電流制御素子（U1）と、 この電流制御素子と並列に接続されたツェナーダイオ
ード（ZD）と抵抗（R4）との直列回路とを備え、 前記ツェナーダイオード（ZD）と抵抗（R4）との共通
接続点に得られる電圧を前記トランジスタ（Ｑ）のベー
スに印加するようにしたことを特徴とする正弦波コンバ
ータである。
と、 この駆動トランスの２次巻線に生じた駆動信号を入力
し一対の出力端子間に正弦波電圧を出力するコンバータ
部（CV）と、 前記駆動トランスの２次巻線に得られた駆動信号を前
記コンバータ部に印加するラインに１次巻線が直列に接
続された制御用トランス（Ｔ）と、 この制御用トランスの２次巻線出力を整流平滑する第
１の整流平滑回路（RS）と、 この第１の整流平滑回路の出力端間にエミッタとコレ
クタとが接続されたトランジスタ（Ｑ）と、 前記一対の出力端子間に得られた正弦波電圧を整流平
滑し当該正弦波電圧に応じた直流電圧を得る第２の整流
平滑回路（D1,D2,C2）と、 第２の整流平滑回路から得られた直流電圧を分圧する
分圧抵抗（R2,R3）と、 前記第２の整流平滑回路に抵抗（R5）を介して接続さ
れ、前記分圧抵抗により分圧した電圧に応じて流れる電
流を制御する電流制御素子（U1）と、 この電流制御素子と並列に接続されたツェナーダイオ
ード（ZD）と抵抗（R4）との直列回路とを備え、 前記ツェナーダイオード（ZD）と抵抗（R4）との共通
接続点に得られる電圧を前記トランジスタ（Ｑ）のベー
スに印加するようにしたことを特徴とする正弦波コンバ
ータである。
（実施例） 第１図は本考案に係る装置の一例を示す電気的接続図
である。図において、TDはトランスで、端子11,12に印
加される駆動信号が１次巻線に印加されている。CVは駆
動トランスＴを介して駆動信号を入力し、端子21,22に
正弦波電圧eoを出力するコンバータ部、Ｔは制御用トラ
ンスで、その１次巻線は、駆動トランスTDの２次巻線に
得られた駆動信号をコンバータ部CVに印加させる入力ラ
インliに直列に接続されている。RSは制御用トランスＴ
の２次巻線に得られた信号を整流，平滑する整流平滑回
路で、ここでは、ダイオードブリッジによる整流回路BS
と、平滑コンデンサC1及び抵抗R1で構成されている。Ｑ
は整流平滑回路RSの出力端に接続されたトランジスタ、
CNTは、端子21,22に得られる正弦波電圧eoに対応した電
圧を入力し、トランジスタＱを制御する制御回路であ
る。ここではこの制御回路CNTは、正弦波電圧eoを整流
するダイオードD1,D2,平滑コンデンサC2、平滑コンデン
サC2に得られる電圧Eoを分圧する抵抗R2,R3、抵抗R2,R3
による分圧電圧Edに応じて流れる電流Ikを制御する電流
制御素子U1、この電流制御素子U1と並列に接続されたツ
ェナーダイオードZDと抵抗R4の直列回路で構成されてい
る。ツェナーダイオードZDと、抵抗R4の共通接続点の電
圧EBは、ツェナーダイオードZDで得られる定電圧と分圧
電圧Bdとの偏差に対応しており、この電圧EBがトランジ
スタＱのベースに印加されていて、トランジスタＱのコ
レクタ・エミッタ間電圧VCEを制御するようになってい
る。ここで、ツェナーダイオードZD及び電流制御素子U1
は、抵抗R5を介してコンデンサC2の両端、すなわち、コ
ンバータ部CVの出力端からその作動電力を得るようにし
ている。
である。図において、TDはトランスで、端子11,12に印
加される駆動信号が１次巻線に印加されている。CVは駆
動トランスＴを介して駆動信号を入力し、端子21,22に
正弦波電圧eoを出力するコンバータ部、Ｔは制御用トラ
ンスで、その１次巻線は、駆動トランスTDの２次巻線に
得られた駆動信号をコンバータ部CVに印加させる入力ラ
インliに直列に接続されている。RSは制御用トランスＴ
の２次巻線に得られた信号を整流，平滑する整流平滑回
路で、ここでは、ダイオードブリッジによる整流回路BS
と、平滑コンデンサC1及び抵抗R1で構成されている。Ｑ
は整流平滑回路RSの出力端に接続されたトランジスタ、
CNTは、端子21,22に得られる正弦波電圧eoに対応した電
圧を入力し、トランジスタＱを制御する制御回路であ
る。ここではこの制御回路CNTは、正弦波電圧eoを整流
するダイオードD1,D2,平滑コンデンサC2、平滑コンデン
サC2に得られる電圧Eoを分圧する抵抗R2,R3、抵抗R2,R3
による分圧電圧Edに応じて流れる電流Ikを制御する電流
制御素子U1、この電流制御素子U1と並列に接続されたツ
ェナーダイオードZDと抵抗R4の直列回路で構成されてい
る。ツェナーダイオードZDと、抵抗R4の共通接続点の電
圧EBは、ツェナーダイオードZDで得られる定電圧と分圧
電圧Bdとの偏差に対応しており、この電圧EBがトランジ
スタＱのベースに印加されていて、トランジスタＱのコ
レクタ・エミッタ間電圧VCEを制御するようになってい
る。ここで、ツェナーダイオードZD及び電流制御素子U1
は、抵抗R5を介してコンデンサC2の両端、すなわち、コ
ンバータ部CVの出力端からその作動電力を得るようにし
ている。
このように構成した装置の動作を次に、第２図及び第
３図を参照しながら説明する。
３図を参照しながら説明する。
第２図は、第１図回路の等価回路である。制御用トラ
ンスＴの２次巻線側回路及び、トランジスタＱからなる
回路は、制御回路CNTの出力電圧EBによって、抵抗値が
変る抵抗R0で代表される。
ンスＴの２次巻線側回路及び、トランジスタＱからなる
回路は、制御回路CNTの出力電圧EBによって、抵抗値が
変る抵抗R0で代表される。
コンバータ部CVは、駆動トランスTDを介して印加され
る駆動信号によって駆動され、端子21,22に正弦波電圧e
oを出力している。いま、第２図において、正弦波出力
電圧eoの平均値が所定値より低下したとすると、分圧電
圧Edが下がり、電流制御素子U1が吸い込む電流Ikが減少
する。このため、ツェナーダイオードZD、抵抗R4の直列
回路側に流れる電流が増大し、トランジスタＱのベース
電流IBが増加して、トランジスタＱはコレクタ・エミッ
タ電圧VCEが小さくなるように制御される。トランジス
タＱのVCEが小さくなると、制御用トランスＴの２次巻
線側での損失が小さくなり、抵抗R0の値が見掛上小さく
なる。抵抗R0の値が小さくなると、コンバータ部CVに印
加される駆動信号の振幅が大きくなり、正弦波出力電圧
eoが所定値になるまで大きくなる。
る駆動信号によって駆動され、端子21,22に正弦波電圧e
oを出力している。いま、第２図において、正弦波出力
電圧eoの平均値が所定値より低下したとすると、分圧電
圧Edが下がり、電流制御素子U1が吸い込む電流Ikが減少
する。このため、ツェナーダイオードZD、抵抗R4の直列
回路側に流れる電流が増大し、トランジスタＱのベース
電流IBが増加して、トランジスタＱはコレクタ・エミッ
タ電圧VCEが小さくなるように制御される。トランジス
タＱのVCEが小さくなると、制御用トランスＴの２次巻
線側での損失が小さくなり、抵抗R0の値が見掛上小さく
なる。抵抗R0の値が小さくなると、コンバータ部CVに印
加される駆動信号の振幅が大きくなり、正弦波出力電圧
eoが所定値になるまで大きくなる。
正弦波出力電圧eoが所定値より増大したとすると、前
記した逆の動作により、正弦波出力電圧eoが所定値にな
るまで小さくなる。
記した逆の動作により、正弦波出力電圧eoが所定値にな
るまで小さくなる。
以上のような動作により、正弦波出力電圧eoは、ツェ
ナーダイオードZDによって得られる基準電圧に対応する
所定の一定電圧になるように安定化される。なお、正弦
波出力電圧eoの平均値は、抵抗R2,R3による分圧比を変
えることによって調整できる。
ナーダイオードZDによって得られる基準電圧に対応する
所定の一定電圧になるように安定化される。なお、正弦
波出力電圧eoの平均値は、抵抗R2,R3による分圧比を変
えることによって調整できる。
次に、出力端子21,22間が短絡されるというような事
故が生じた場合、出力電圧eoは零になる。この場合、制
御回路CNTを構成しているツェナーダイオードZDや、電
流制御素子U1には電力が供給されなくなる。このため
に、トランジスタＱがオフとなって、第２図における抵
抗R0の値は相当大きな値となる。従って、出力端短絡時
における第１図装置は、第３図のような等価回路で表わ
され、インバータ部CVの短絡保護が可能となる。この状
態では、制御用トランスＴに最大電圧が印加され、前段
のインバータ部CVには負担がかかることはない。
故が生じた場合、出力電圧eoは零になる。この場合、制
御回路CNTを構成しているツェナーダイオードZDや、電
流制御素子U1には電力が供給されなくなる。このため
に、トランジスタＱがオフとなって、第２図における抵
抗R0の値は相当大きな値となる。従って、出力端短絡時
における第１図装置は、第３図のような等価回路で表わ
され、インバータ部CVの短絡保護が可能となる。この状
態では、制御用トランスＴに最大電圧が印加され、前段
のインバータ部CVには負担がかかることはない。
（考案の効果） 以上説明したように、本考案によれば、最大出力を得
る時、制御用トランスＴには最小電圧が印加されるもの
であり、制御用トランスＴを小形にすることができる。
また、制御用トランジスタＱが破損をしたとしても、制
御用トランスＴの１次巻線を介して駆動信号が印加され
る構成となっているので、出力電圧eoを引続き得ること
ができる。また、出力短絡等の事故に対しても、インバ
ータ部CVを確実に保護することができる。
る時、制御用トランスＴには最小電圧が印加されるもの
であり、制御用トランスＴを小形にすることができる。
また、制御用トランジスタＱが破損をしたとしても、制
御用トランスＴの１次巻線を介して駆動信号が印加され
る構成となっているので、出力電圧eoを引続き得ること
ができる。また、出力短絡等の事故に対しても、インバ
ータ部CVを確実に保護することができる。
また、本考案においては、制御トランスＴのインピー
ダンスを、このトランスの２次側に接続したトランジス
タＱによって変化させることで正弦波出力eoを安定化さ
せる構成としたもので、トランジスタＱを制御する制御
回路を、電流制御素子Ｕを含む簡単な構成とすることが
できる。また、この制御回路の動作電流（動作電力）を
コンバータ部CVの出力側から供給する構成としたもの
で、出力端子間の短絡事故に対する特別な保護回路を不
用にできるという効果がある。
ダンスを、このトランスの２次側に接続したトランジス
タＱによって変化させることで正弦波出力eoを安定化さ
せる構成としたもので、トランジスタＱを制御する制御
回路を、電流制御素子Ｕを含む簡単な構成とすることが
できる。また、この制御回路の動作電流（動作電力）を
コンバータ部CVの出力側から供給する構成としたもの
で、出力端子間の短絡事故に対する特別な保護回路を不
用にできるという効果がある。
第１図は本考案に係る装置の一例を示す電気的接続図、
第２図は第１図装置の等価回路図、第３図は第１図装置
における短絡時の等価回路図、第４図は従来装置の構成
ブロック図である。 CV…コンバータ部、Ｔ…制御用トランス、RS…整流平滑
回路、Ｑ…トランジスタ、CNT…制御回路。
第２図は第１図装置の等価回路図、第３図は第１図装置
における短絡時の等価回路図、第４図は従来装置の構成
ブロック図である。 CV…コンバータ部、Ｔ…制御用トランス、RS…整流平滑
回路、Ｑ…トランジスタ、CNT…制御回路。
Claims (1)
- 【請求項１】１次巻線に駆動信号が印加される駆動トラ
ンス（TD）と、 この駆動トランスの２次巻線に生じた駆動信号を入力し
一対の出力端子間に正弦波電圧を出力するコンバータ部
（CV）と、 前記駆動トランスの２次巻線に得られた駆動信号を前記
コンバータ部に印加するラインに１次巻線が直列に接続
された制御用トランス（Ｔ）と、 この制御用トランスの２次巻線出力を整流平滑する第１
の整流平滑回路（RS）と、 この第１の整流平滑回路の出力端間にエミッタとコレク
タとが接続されたトランジスタ（Ｑ）と、 前記一対の出力端子間に得られた正弦波電圧を整流平滑
し当該正弦波電圧に応じた直流電圧を得る第２の整流平
滑回路（D1,D2,C2）と、 第２の整流平滑回路から得られた直流電圧を分圧する分
圧抵抗（R2,R3）と、 前記第２の整流平滑回路に抵抗（R5）を介して接続さ
れ、前記分圧抵抗により分圧した電圧に応じて流れる電
流を制御する電流制御素子（U1）と、 この電流制御素子と並列に接続されたツェナーダイオー
ド（ZD）と抵抗（R4）との直列回路とを備え、 前記ツェナーダイオード（ZD）と抵抗（R4）との共通接
続点に得られる電圧を前記トランジスタ（Ｑ）のベース
に印加するようにしたことを特徴とする正弦波コンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986091705U JPH089777Y2 (ja) | 1986-06-16 | 1986-06-16 | 正弦波コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986091705U JPH089777Y2 (ja) | 1986-06-16 | 1986-06-16 | 正弦波コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62201815U JPS62201815U (ja) | 1987-12-23 |
| JPH089777Y2 true JPH089777Y2 (ja) | 1996-03-21 |
Family
ID=30952736
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1986091705U Expired - Lifetime JPH089777Y2 (ja) | 1986-06-16 | 1986-06-16 | 正弦波コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH089777Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5532133A (en) * | 1978-08-30 | 1980-03-06 | Sanritsu Denki Kk | Regulated power supply unit of feedback control type |
| JPS5750026A (en) * | 1980-09-09 | 1982-03-24 | Yamabishi Denki Kk | Alternating-current stabilized power source |
-
1986
- 1986-06-16 JP JP1986091705U patent/JPH089777Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62201815U (ja) | 1987-12-23 |
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