JPH0898515A - スイッチング電源装置の制御方式 - Google Patents
スイッチング電源装置の制御方式Info
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- JPH0898515A JPH0898515A JP24669394A JP24669394A JPH0898515A JP H0898515 A JPH0898515 A JP H0898515A JP 24669394 A JP24669394 A JP 24669394A JP 24669394 A JP24669394 A JP 24669394A JP H0898515 A JPH0898515 A JP H0898515A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 31
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 6
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【目的】スイッチング電源装置における出力の過渡変動
に対しても迅速に追随しうる制御方式を提供するもので
ある。 【構成】所定の直流電圧または交流電圧を所望の直流電
圧に変換するスイッチング電源装置３２の出力側に並列
にコンデンサ３５が接続され、その出力端から制御電圧
ｅ0 を取り出し、該制御電圧に基づき前記スイッチング
電源装置３２のスイッチング手段の動作を制御して出力
電圧を制御するスイッチング電源装置の制御方式におい
て、コンデンサ３５に流れる電流を検出する電流検出手
段３６と、該電流検出手段３６により検出された電流Ｉ
C を電圧に変換し前記制御電圧ｅ0に合成する手段３を
備え、該合成された電圧に基づき前記スイッチング手段
の動作を制御するようにしたことを特徴とするスイッチ
ング電源装置の制御方式。
に対しても迅速に追随しうる制御方式を提供するもので
ある。 【構成】所定の直流電圧または交流電圧を所望の直流電
圧に変換するスイッチング電源装置３２の出力側に並列
にコンデンサ３５が接続され、その出力端から制御電圧
ｅ0 を取り出し、該制御電圧に基づき前記スイッチング
電源装置３２のスイッチング手段の動作を制御して出力
電圧を制御するスイッチング電源装置の制御方式におい
て、コンデンサ３５に流れる電流を検出する電流検出手
段３６と、該電流検出手段３６により検出された電流Ｉ
C を電圧に変換し前記制御電圧ｅ0に合成する手段３を
備え、該合成された電圧に基づき前記スイッチング手段
の動作を制御するようにしたことを特徴とするスイッチ
ング電源装置の制御方式。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源装置
の制御方式に関するものである。
の制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は、従来のスイッチング電源装置の
制御方式の一例を示すブロック図である。図４におい
て、１および２は分圧抵抗器、３は前置増幅器、４は電
圧周波数変換器（ＶＣＯ）、５はＮＡＮＤゲート、６は
アップカウンタ、７および１５はダウンカウンタ、８お
よび１２は乗算器、９および１４は減算器、１０および
１３全加算器、１１はラッチ回路、１６はフリップフロ
ップ、３０はチョークコイル、３１および３５はコンデ
ンサ、３２はスイッチング電源装置である。次にこのブ
ロック図の動作を説明する。スイッチング電源装置３２
の出力電圧Ｅ0 は分圧抵抗器１，２において分圧され、
この分圧された電圧ｅ0 が前置増幅器３に入力されて反
転又は非反転増幅される。増幅された電圧出力は電圧周
波数変換器４にて周波数パルスに変換される。この変換
された周波数パルスは、ＮＡＮＤゲート５にてｎ回目周
期の一定期間ＴVAの間アップカウンタ６でカウントアッ
プされる。その時のカウント値をＮ(n) とする。このカ
ウントされたカウント値Ｎ(n) は次の周期の前にダウン
カウンタ７にダウンロードされてＮ(n-1) となり、この
ダウンカウンタ７においてｎ回目周期の一定期間ＴVAの
間にダウンカウントされる。
制御方式の一例を示すブロック図である。図４におい
て、１および２は分圧抵抗器、３は前置増幅器、４は電
圧周波数変換器（ＶＣＯ）、５はＮＡＮＤゲート、６は
アップカウンタ、７および１５はダウンカウンタ、８お
よび１２は乗算器、９および１４は減算器、１０および
１３全加算器、１１はラッチ回路、１６はフリップフロ
ップ、３０はチョークコイル、３１および３５はコンデ
ンサ、３２はスイッチング電源装置である。次にこのブ
ロック図の動作を説明する。スイッチング電源装置３２
の出力電圧Ｅ0 は分圧抵抗器１，２において分圧され、
この分圧された電圧ｅ0 が前置増幅器３に入力されて反
転又は非反転増幅される。増幅された電圧出力は電圧周
波数変換器４にて周波数パルスに変換される。この変換
された周波数パルスは、ＮＡＮＤゲート５にてｎ回目周
期の一定期間ＴVAの間アップカウンタ６でカウントアッ
プされる。その時のカウント値をＮ(n) とする。このカ
ウントされたカウント値Ｎ(n) は次の周期の前にダウン
カウンタ７にダウンロードされてＮ(n-1) となり、この
ダウンカウンタ７においてｎ回目周期の一定期間ＴVAの
間にダウンカウントされる。
【０００３】従って、Ｎ(n-1) −Ｎ(n) の演算が行われ
て、この演算結果にディジタル乗算器８で微分計数ＫD
を積算して微分操作量を決定する。一方、前記アップカ
ウンタ６のカウント値Ｎ(n) から設定値ＮINT を減算器
９で減算し、全加算器１０とラッチ回路１１で周期ごと
に加算する。この加算結果にディジタル乗算器１２で積
分係数ＫI を積算して積分操作量を決定する。そして、
先の微分操作量とこの積分操作量を全加算器１３で加算
し、定数ＮRからその結果を減算器１４で減算し、ダウ
ンカウンタ１５にダウンロードする。このダウンロード
された値は、電圧周波数変換器４の周波数パルスにより
ダウンカウントされ、このダウンカウンタ１５から発生
したボロー信号でフリップフロップ１６が動作し、スイ
ッチング信号を生成するものであった。以上の方法で出
力電圧を検出し、出力電圧を安定化させるものであっ
た。
て、この演算結果にディジタル乗算器８で微分計数ＫD
を積算して微分操作量を決定する。一方、前記アップカ
ウンタ６のカウント値Ｎ(n) から設定値ＮINT を減算器
９で減算し、全加算器１０とラッチ回路１１で周期ごと
に加算する。この加算結果にディジタル乗算器１２で積
分係数ＫI を積算して積分操作量を決定する。そして、
先の微分操作量とこの積分操作量を全加算器１３で加算
し、定数ＮRからその結果を減算器１４で減算し、ダウ
ンカウンタ１５にダウンロードする。このダウンロード
された値は、電圧周波数変換器４の周波数パルスにより
ダウンカウントされ、このダウンカウンタ１５から発生
したボロー信号でフリップフロップ１６が動作し、スイ
ッチング信号を生成するものであった。以上の方法で出
力電圧を検出し、出力電圧を安定化させるものであっ
た。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この従
来技術では前記微分手段は１周期後れであり、スイッチ
ング時間以下の応答が困難であり、過渡変動に追随しな
いという欠点を有しており、電源システムの信頼性に欠
ける原因になっていた。本発明は、過渡変動に対しても
迅速に追随するスイッチング電源装置の制御方式を提供
するものである。
来技術では前記微分手段は１周期後れであり、スイッチ
ング時間以下の応答が困難であり、過渡変動に追随しな
いという欠点を有しており、電源システムの信頼性に欠
ける原因になっていた。本発明は、過渡変動に対しても
迅速に追随するスイッチング電源装置の制御方式を提供
するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明における第１の発
明のスイッチング電源装置の制御方式は、所定の直流電
圧または交流電圧を所望の直流電圧に変換するスイッチ
ング電源装置の出力側に並列にコンデンサが接続され、
その出力端から制御電圧を取り出し、該制御電圧に基づ
き前記スイッチング電源装置のスイッチング手段の動作
を制御して出力電圧を制御するスイッチング電源装置の
制御回路において、前記コンデンサに流れる電流を検出
する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された
電流を電圧に変換し前記制御電圧に合成する手段を備
え、該合成された電圧に基づき前記スイッチング手段の
パルス幅を制御するようにしたものである。
明のスイッチング電源装置の制御方式は、所定の直流電
圧または交流電圧を所望の直流電圧に変換するスイッチ
ング電源装置の出力側に並列にコンデンサが接続され、
その出力端から制御電圧を取り出し、該制御電圧に基づ
き前記スイッチング電源装置のスイッチング手段の動作
を制御して出力電圧を制御するスイッチング電源装置の
制御回路において、前記コンデンサに流れる電流を検出
する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された
電流を電圧に変換し前記制御電圧に合成する手段を備
え、該合成された電圧に基づき前記スイッチング手段の
パルス幅を制御するようにしたものである。
【０００６】第２の発明のスイッチング電源装置の制御
方式は、所定の直流電圧または交流電圧を所望の直流電
圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並列にコ
ンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を取り出
し周波数に変換する電圧周波数変換器と、該電圧周波数
変換器の出力パルスをｎ回目の周期の一定期間ＴVAだけ
カウントする第１のカウンタと、該第１のカウンタのｎ
-1回目周期のカウンタ値Ｎ(n-1) とｎ回目周期のカウン
タ値Ｎ(n) との差をとる手段と、その差を定数ＫD 倍す
る微分手段と、出力電圧のディジタル設定値ＮINT と前
記第１のカウンタ値Ｎ(n) との差をとる手段と、その差
を周期ごとにディジタル加算していく手段と、加算した
結果を定数ＫI 倍する積分手段と、前記微分手段と前記
積分手段との値を加算する手段と、この加算手段による
加算結果を定数ＮR から減算しＮRMを生成する手段と、
該ＮRMを第２のカウンタにセットする手段を有するスイ
ッチング電源装置の制御方式において、前記コンデンサ
に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手
段により検出された電流を電圧に変換し前記制御電圧に
合成する手段を備え、該合成された電圧に基づき前記ス
イッチング電源装置のスイッチング手段の動作を制御し
て出力電圧を制御するようにしたものである。
方式は、所定の直流電圧または交流電圧を所望の直流電
圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並列にコ
ンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を取り出
し周波数に変換する電圧周波数変換器と、該電圧周波数
変換器の出力パルスをｎ回目の周期の一定期間ＴVAだけ
カウントする第１のカウンタと、該第１のカウンタのｎ
-1回目周期のカウンタ値Ｎ(n-1) とｎ回目周期のカウン
タ値Ｎ(n) との差をとる手段と、その差を定数ＫD 倍す
る微分手段と、出力電圧のディジタル設定値ＮINT と前
記第１のカウンタ値Ｎ(n) との差をとる手段と、その差
を周期ごとにディジタル加算していく手段と、加算した
結果を定数ＫI 倍する積分手段と、前記微分手段と前記
積分手段との値を加算する手段と、この加算手段による
加算結果を定数ＮR から減算しＮRMを生成する手段と、
該ＮRMを第２のカウンタにセットする手段を有するスイ
ッチング電源装置の制御方式において、前記コンデンサ
に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手
段により検出された電流を電圧に変換し前記制御電圧に
合成する手段を備え、該合成された電圧に基づき前記ス
イッチング電源装置のスイッチング手段の動作を制御し
て出力電圧を制御するようにしたものである。
【０００７】第３の発明のスイッチング電源装置の制御
方式は、所定の直流電圧または交流電圧を所望の直流電
圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並列にコ
ンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を取り出
し周波数に変換する電圧周波数変換器と、該電圧周波数
変換器の出力パルスをｎ回目の周期の一定期間ＴVAだけ
カウントする第１のカウンタと、該第１のカウンタの値
から一周期ごとにＰＩＤ演算するディジタル信号処理装
置と、該ディジタル信号処理装置の演算結果ＮRMを第２
のカウンタにセットする手段を有するスイッチング電源
装置の制御方式において、前記コンデンサに流れる電流
を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出
された電流を電圧に変換し前記制御電圧に合成する手段
を備え、該合成された電圧に基づき前記スイッチング電
源装置のスイッチング手段の動作を制御して出力電圧を
制御するようにしたものである。
方式は、所定の直流電圧または交流電圧を所望の直流電
圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並列にコ
ンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を取り出
し周波数に変換する電圧周波数変換器と、該電圧周波数
変換器の出力パルスをｎ回目の周期の一定期間ＴVAだけ
カウントする第１のカウンタと、該第１のカウンタの値
から一周期ごとにＰＩＤ演算するディジタル信号処理装
置と、該ディジタル信号処理装置の演算結果ＮRMを第２
のカウンタにセットする手段を有するスイッチング電源
装置の制御方式において、前記コンデンサに流れる電流
を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出
された電流を電圧に変換し前記制御電圧に合成する手段
を備え、該合成された電圧に基づき前記スイッチング電
源装置のスイッチング手段の動作を制御して出力電圧を
制御するようにしたものである。
【０００８】第４の発明のスイッチング電源装置の制御
方式は、所定の直流電圧または交流電圧を所望の直流電
圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並列にコ
ンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を検出す
る手段と、基準電圧を発生する基準電圧発生器と、該基
準電圧発生器と前記制御電圧との差をとり増幅する誤差
増幅器と、三角波発生器と、該三角波と前記誤差増幅器
の出力電圧とを比較する手段を有するスイッチング電源
装置の制御方式において、前記コンデンサに流れる電流
を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出
された電流を電圧に変換する変換手段と、該変換手段の
出力電圧と前記誤差増幅器の出力電圧とを合成する合成
手段とを備え、該合成手段の出力電圧と前記三角波と比
較しその出力に基づき前記スイッチング電源装置のスイ
ッチング手段の動作を制御して出力電圧を制御するよう
にしたものである。
方式は、所定の直流電圧または交流電圧を所望の直流電
圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並列にコ
ンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を検出す
る手段と、基準電圧を発生する基準電圧発生器と、該基
準電圧発生器と前記制御電圧との差をとり増幅する誤差
増幅器と、三角波発生器と、該三角波と前記誤差増幅器
の出力電圧とを比較する手段を有するスイッチング電源
装置の制御方式において、前記コンデンサに流れる電流
を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出
された電流を電圧に変換する変換手段と、該変換手段の
出力電圧と前記誤差増幅器の出力電圧とを合成する合成
手段とを備え、該合成手段の出力電圧と前記三角波と比
較しその出力に基づき前記スイッチング電源装置のスイ
ッチング手段の動作を制御して出力電圧を制御するよう
にしたものである。
【０００９】
【実施例】図１は、本発明のスイッチング電源の制御方
式の実施例を示すものであり、同図中、前記従来例の図
４と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。図１において、３６はコンデンサ３２に流れる電
流の検出手段で、例えば抵抗器などである。次にその動
作を説明する。図１において、スイッチング電源装置３
２の出力電圧Ｅ0 は分圧抵抗器１，２において分圧さ
れ、この分圧された電圧ｅ0 と、出力コンデンサ３５の
電流ＩCを電流検出手段３６で検出し電圧変換した後の
電圧が、前置増幅器３に入力されて合成され、反転又は
非反転増幅される。増幅された電圧出力は、電圧周波数
変換器４にて周波数パルスに変換される。
式の実施例を示すものであり、同図中、前記従来例の図
４と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。図１において、３６はコンデンサ３２に流れる電
流の検出手段で、例えば抵抗器などである。次にその動
作を説明する。図１において、スイッチング電源装置３
２の出力電圧Ｅ0 は分圧抵抗器１，２において分圧さ
れ、この分圧された電圧ｅ0 と、出力コンデンサ３５の
電流ＩCを電流検出手段３６で検出し電圧変換した後の
電圧が、前置増幅器３に入力されて合成され、反転又は
非反転増幅される。増幅された電圧出力は、電圧周波数
変換器４にて周波数パルスに変換される。
【００１０】この変換された周波数パルスは、ＮＡＮＤ
ゲート５にてｎ回目周期の一定期間ＴVAの間アップカウ
ンタ６でカウントアップされる。その時のカウント値を
Ｎ(n) とする。このカウントされたカウント値Ｎ(n) は
次の周期前にダウンカウンタ７にダウンロードされＮ(n
-1) となり、このダウンカウンタ７においてｎ回目周期
の一定期間ＴVAの間にダウンカウントされる。従って、
Ｎ(n-1) −Ｎ(n) の演算が行われて、この演算結果にデ
ィジタル乗算器８で微分係数ＫD を積算して微分操作量
を決定する。一方、アップカウンタ６のカウント値Ｎ
(n) から設定値ＮINT を減算器９で減算し、全加算器１
０とラッチ回路１１で周期ごとに加算する。この加算結
果に乗算器１２で積算して積分操作量を決定する。
ゲート５にてｎ回目周期の一定期間ＴVAの間アップカウ
ンタ６でカウントアップされる。その時のカウント値を
Ｎ(n) とする。このカウントされたカウント値Ｎ(n) は
次の周期前にダウンカウンタ７にダウンロードされＮ(n
-1) となり、このダウンカウンタ７においてｎ回目周期
の一定期間ＴVAの間にダウンカウントされる。従って、
Ｎ(n-1) −Ｎ(n) の演算が行われて、この演算結果にデ
ィジタル乗算器８で微分係数ＫD を積算して微分操作量
を決定する。一方、アップカウンタ６のカウント値Ｎ
(n) から設定値ＮINT を減算器９で減算し、全加算器１
０とラッチ回路１１で周期ごとに加算する。この加算結
果に乗算器１２で積算して積分操作量を決定する。
【００１１】そして、先の微分操作量とこの積分操作量
を全加算器１３で加算し、定数ＮRからその結果を減算
器１４で減算し、ダウンカウンタ１５にダウンロードす
る。このダウンロードされた値は、電圧周波数変換器４
の周波数パルスによりダウンカウンタされ、このダウン
カウンタ１５から発生したボロー信号でフリップフロッ
プ１６を動作させてスイッチング信号を生成し、このス
イッチング信号によりスイッチング電源装置３２のスイ
ッチング素子等によるスイッチング手段（図示せず）の
動作を制御し、パルス幅を変えて出力電圧を所定の電圧
に制御するものである。
を全加算器１３で加算し、定数ＮRからその結果を減算
器１４で減算し、ダウンカウンタ１５にダウンロードす
る。このダウンロードされた値は、電圧周波数変換器４
の周波数パルスによりダウンカウンタされ、このダウン
カウンタ１５から発生したボロー信号でフリップフロッ
プ１６を動作させてスイッチング信号を生成し、このス
イッチング信号によりスイッチング電源装置３２のスイ
ッチング素子等によるスイッチング手段（図示せず）の
動作を制御し、パルス幅を変えて出力電圧を所定の電圧
に制御するものである。
【００１２】図２は、本発明のスイッチング電源装置の
制御方式の他の例を示すブロック回路図であって、３３
はディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）である。図２にお
いて、スイッチング電源装置３２の出力電圧Ｅ0 は分圧
抵抗器１および２によって分圧され、この分圧された電
圧ｅ0 と出力コンデンサ３５の電流ＩC を検出し電圧変
換した後の電圧が前置増幅器３に入力されて合成され、
反転または非反転増幅される。増幅された電圧出力は電
圧周波数変換器４にて周波数パルスに変換される。変換
された周波数バルスは、ＮＡＮＤゲート５にてｎ回目周
期の一定期間ＴVAの間カウンタ６でカウントアップされ
る。その時のカウント値をＮ(n) とする。このカウント
されたカウント値Ｎ(n) は、ディジタル信号処理装置３
３で１周期ごとにＰＩＤ演算され、この演算された結果
ＮRMをカウンタ１５にダウンロードする。このダウンロ
ードされた値は、前記電圧周波数変換器４の周波数パル
スにてダウンカウントされ、カウンタ１５から発生する
ボロー信号でフリップフロップ１６が動作し、スイッチ
ング信号を生成する。
制御方式の他の例を示すブロック回路図であって、３３
はディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）である。図２にお
いて、スイッチング電源装置３２の出力電圧Ｅ0 は分圧
抵抗器１および２によって分圧され、この分圧された電
圧ｅ0 と出力コンデンサ３５の電流ＩC を検出し電圧変
換した後の電圧が前置増幅器３に入力されて合成され、
反転または非反転増幅される。増幅された電圧出力は電
圧周波数変換器４にて周波数パルスに変換される。変換
された周波数バルスは、ＮＡＮＤゲート５にてｎ回目周
期の一定期間ＴVAの間カウンタ６でカウントアップされ
る。その時のカウント値をＮ(n) とする。このカウント
されたカウント値Ｎ(n) は、ディジタル信号処理装置３
３で１周期ごとにＰＩＤ演算され、この演算された結果
ＮRMをカウンタ１５にダウンロードする。このダウンロ
ードされた値は、前記電圧周波数変換器４の周波数パル
スにてダウンカウントされ、カウンタ１５から発生する
ボロー信号でフリップフロップ１６が動作し、スイッチ
ング信号を生成する。
【００１３】図３は、本発明のスイッチング電源装置の
制御方式の別の例を示すブロック回路図であって、２
０，２１，２２，２３はオペアンプ、２４は基準電圧発
生器、２５は三角波発生器、２６はコンパレータであ
る。図３において、スイッチング電源装置３２の出力電
圧Ｅ0 は分圧抵抗器１および２により分圧され、この分
圧された電圧ｅ0 はオペアンプ２０にて差動増幅され
る。この差動増幅された電圧と、基準電圧発生器２４か
ら発生された電圧は、オペアンプ２１（誤差増幅器）に
入力されその差分が増幅される。更にこの増幅された電
圧と、コンデンサ３５に流れる電流ＩC を電流検出手段
３６により検出し、オペアンプ２３にて電圧変換した後
の電圧は、オペアンプ２２にて加算される。この加算さ
れた電圧と三角波発生器２５の電圧信号は、コンパレー
タ２６により比較され、コンパレータ２６はスイッチン
グ信号をスイッチング電源装置に出力する。
制御方式の別の例を示すブロック回路図であって、２
０，２１，２２，２３はオペアンプ、２４は基準電圧発
生器、２５は三角波発生器、２６はコンパレータであ
る。図３において、スイッチング電源装置３２の出力電
圧Ｅ0 は分圧抵抗器１および２により分圧され、この分
圧された電圧ｅ0 はオペアンプ２０にて差動増幅され
る。この差動増幅された電圧と、基準電圧発生器２４か
ら発生された電圧は、オペアンプ２１（誤差増幅器）に
入力されその差分が増幅される。更にこの増幅された電
圧と、コンデンサ３５に流れる電流ＩC を電流検出手段
３６により検出し、オペアンプ２３にて電圧変換した後
の電圧は、オペアンプ２２にて加算される。この加算さ
れた電圧と三角波発生器２５の電圧信号は、コンパレー
タ２６により比較され、コンパレータ２６はスイッチン
グ信号をスイッチング電源装置に出力する。
【００１４】一般に、コンデンサの容量をＣとした時、
該コンデンサの電圧ｖC と該コンデンサに流れる電流ｉ
C との間に次式が成立する。
該コンデンサの電圧ｖC と該コンデンサに流れる電流ｉ
C との間に次式が成立する。
【数１】 すなわち、コンデンサ電流ｉC は電圧ｖC の微分量であ
るから、該コンデンサ電流ｉC を計測することにより、
出力電圧の微分量は容易に求められる。これにより、ス
イッチング電源装置の出力電圧の微分成分は、出力コン
デンサの電流に比例するから、出力電圧の変動を予測し
て制御することができるので、スイッチング電源装置の
高速な応答が可能であり、制御の安定化が図られる。
るから、該コンデンサ電流ｉC を計測することにより、
出力電圧の微分量は容易に求められる。これにより、ス
イッチング電源装置の出力電圧の微分成分は、出力コン
デンサの電流に比例するから、出力電圧の変動を予測し
て制御することができるので、スイッチング電源装置の
高速な応答が可能であり、制御の安定化が図られる。
【００１５】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング電源装置
の出力条件が過渡変動した時、出力電圧を予測し過渡変
動に追随して高速に制御できるため、スイッチング電源
装置の信頼性を向上させることができる。
の出力条件が過渡変動した時、出力電圧を予測し過渡変
動に追随して高速に制御できるため、スイッチング電源
装置の信頼性を向上させることができる。
【図１】本発明のスイッチング電源装置の制御方式の一
例を示すブロック回路図である。
例を示すブロック回路図である。
【図２】本発明のスイッチング電源装置の制御方式の他
の例を示すブロック回路図である。
の例を示すブロック回路図である。
【図３】本発明のスイッチング電源装置の制御方式の別
の例を示すブロック回路図である。
の例を示すブロック回路図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の制御方式の一例
を示すブロック回路図である。
を示すブロック回路図である。
１，２ 抵抗器 ３ 前置増幅器 ４ 電圧周波数変換器 ５ ＮＡＮＤゲート ６ アップカウンタ ７，１５ ダウンカウンタ ８，１２ 乗算器 ９，１４ 減算器 １０，１３ 全加算器 １１ ラッチ回路 １６ フリップフロップ ２０，２１，２２，２３ オペアンプ ２４ 基準電圧発生器 ２５ 三角波発生器 ２６ コンパレータ ３０ チョークコイル ３１，３５ コンデンサ ３２ スイッチング電源装置 ３３ ディジタル信号処理装置 ３６ コンデンサ電流の検出手段
Claims (4)
- 【請求項１】 所定の直流電圧または交流電圧を所望の
直流電圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並
列にコンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を
取り出し、該制御電圧に基づき前記スイッチング電源装
置のスイッチング手段の動作を制御して出力電圧を制御
するスイッチング電源装置の制御方式において、 前記コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段
と、該電流検出手段により検出された電流を電圧に変換
し前記制御電圧に合成する手段を備え、該合成された電
圧に基づき前記スイッチング手段の動作を制御するよう
にしたことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方
式。 - 【請求項２】 所定の直流電圧または交流電圧を所望の
直流電圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並
列にコンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を
取り出し周波数に変換する電圧周波数変換器と、該電圧
周波数変換器の出力パルスをｎ回目の周期の一定期間Ｔ
VAだけカウントする第１のカウンタと、該第１のカウン
タのｎ-1回目周期のカウンタ値Ｎ(n-1) とｎ回目周期の
カウンタ値Ｎ(n) との差をとる手段と、その差を定数Ｋ
D 倍する微分手段と、出力電圧のディジタル設定値Ｎ
INT と前記第１のカウンタ値Ｎ(n) との差をとる手段
と、その差を周期ごとにディジタル加算していく手段
と、加算した結果を定数ＫI 倍する積分手段と、前記微
分手段と前記積分手段との値を加算する手段と、この加
算手段による加算結果を定数ＮR から減算しＮRMを生成
する手段と、該ＮRMを第２のカウンタにセットする手段
を有するスイッチング電源装置の制御方式において、 前記コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段
と、該電流検出手段により検出された電流を電圧に変換
し前記制御電圧に合成する手段を備え、該合成された電
圧に基づき前記スイッチング電源装置のスイッチング手
段の動作を制御して出力電圧を制御するようにしたこと
を特徴とするスイッチング電源装置の制御方式。 - 【請求項３】 所定の直流電圧または交流電圧を所望の
直流電圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並
列にコンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を
取り出し周波数に変換する電圧周波数変換器と、該電圧
周波数変換器の出力パルスをｎ回目の周期の一定期間Ｔ
VAだけカウントする第１のカウンタと、該第１のカウン
タの値から一周期ごとにＰＩＤ演算するディジタル信号
処理装置と、該ディジタル信号処理装置の演算結果ＮRM
を第２のカウンタにセットする手段を有するスイッチン
グ電源装置の制御方式において、 前記コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段
と、該電流検出手段により検出された電流を電圧に変換
し前記制御電圧に合成する手段を備え、該合成された電
圧に基づき前記スイッチング電源装置のスイッチング手
段の動作を制御して出力電圧を制御するようにしたこと
を特徴とするスイッチング電源装置の制御方式。 - 【請求項４】 所定の直流電圧または交流電圧を所望の
直流電圧に変換するスイッチング電源装置の出力側に並
列にコンデンサが接続され、その出力端から制御電圧を
検出する手段と、基準電圧を発生する基準電圧発生器
と、該基準電圧発生器と前記制御電圧との差をとり増幅
する誤差増幅器と、三角波発生器と、該三角波と前記誤
差増幅器の出力電圧とを比較する手段を有するスイッチ
ング電源装置の制御方式において、 前記コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段
と、該電流検出手段により検出された電流を電圧に変換
する変換手段と、該変換手段の出力電圧と前記誤差増幅
器の出力電圧とを合成する合成手段とを備え、該合成手
段の出力電圧と前記三角波と比較しその出力に基づき前
記スイッチング電源装置のスイッチング手段の動作を制
御して出力電圧を制御するようにしたことを特徴とする
スイッチング電源装置の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24669394A JP3447389B2 (ja) | 1994-09-16 | 1994-09-16 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24669394A JP3447389B2 (ja) | 1994-09-16 | 1994-09-16 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0898515A true JPH0898515A (ja) | 1996-04-12 |
| JP3447389B2 JP3447389B2 (ja) | 2003-09-16 |
Family
ID=17152227
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24669394A Expired - Fee Related JP3447389B2 (ja) | 1994-09-16 | 1994-09-16 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3447389B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005285015A (ja) * | 2004-03-30 | 2005-10-13 | Fujio Kurokawa | 制御装置 |
| JP2007295743A (ja) * | 2006-04-26 | 2007-11-08 | Nec Computertechno Ltd | 電源の平滑回路、電源装置、及び、スイッチング電源装置 |
| JP2014514892A (ja) * | 2010-12-09 | 2014-06-19 | インディス、プロプライエタリー、リミテッド | 電力供給制御システム及び装置 |
-
1994
- 1994-09-16 JP JP24669394A patent/JP3447389B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005285015A (ja) * | 2004-03-30 | 2005-10-13 | Fujio Kurokawa | 制御装置 |
| JP2007295743A (ja) * | 2006-04-26 | 2007-11-08 | Nec Computertechno Ltd | 電源の平滑回路、電源装置、及び、スイッチング電源装置 |
| JP2014514892A (ja) * | 2010-12-09 | 2014-06-19 | インディス、プロプライエタリー、リミテッド | 電力供給制御システム及び装置 |
| US9357598B2 (en) | 2010-12-09 | 2016-05-31 | Indice Semiconductor Inc. | Power supply control system and device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3447389B2 (ja) | 2003-09-16 |
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