JPH09130157A - プリアンプ - Google Patents
プリアンプInfo
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- JPH09130157A JPH09130157A JP7280153A JP28015395A JPH09130157A JP H09130157 A JPH09130157 A JP H09130157A JP 7280153 A JP7280153 A JP 7280153A JP 28015395 A JP28015395 A JP 28015395A JP H09130157 A JPH09130157 A JP H09130157A
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- JP
- Japan
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- current
- input
- preamplifier
- transistor
- circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/007—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using field-effect transistors [FET]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】小入力時の低雑音と大入力時の線形増幅を両立
する。 【解決手段】トランスインピーダンス部の初段トランジ
スタ電流に対して、入力に設けたバイパストランジスタ
をカレントミラー回路にする。 【効果】大入力時に、入力瞬時電流に比例したバイパス
電流を流すことで、等価的にトランスインピーダンスを
小さくでき、ダイナミックレンジを拡大できる。
する。 【解決手段】トランスインピーダンス部の初段トランジ
スタ電流に対して、入力に設けたバイパストランジスタ
をカレントミラー回路にする。 【効果】大入力時に、入力瞬時電流に比例したバイパス
電流を流すことで、等価的にトランスインピーダンスを
小さくでき、ダイナミックレンジを拡大できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】現在の公衆通信網で実用化さ
れている光伝送では、受信側で微弱な光を電気に変換す
る機能が必要になる。ここにはフォトダイオードと低雑
音のプリアンプを用いるのが一般的である。
れている光伝送では、受信側で微弱な光を電気に変換す
る機能が必要になる。ここにはフォトダイオードと低雑
音のプリアンプを用いるのが一般的である。
【０００２】本発明はフォトダイオードより光信号から
変換された電流信号を増幅するプリアンプに関わり、特
にトランスインピーダンス型と称される帰還型のプリア
ンプに関する。
変換された電流信号を増幅するプリアンプに関わり、特
にトランスインピーダンス型と称される帰還型のプリア
ンプに関する。
【０００３】
【従来の技術】トランスインピーダンス型プリアンプ
は、図８に示すように反転増幅回路の出力と入力を帰還
抵抗５で接続する形式である。この形式では雑音は帰還
抵抗５に反比例するので、帰還抵抗５を大きくすること
でプリアンプの第１の目的である高感度化を実現でき
る。
は、図８に示すように反転増幅回路の出力と入力を帰還
抵抗５で接続する形式である。この形式では雑音は帰還
抵抗５に反比例するので、帰還抵抗５を大きくすること
でプリアンプの第１の目的である高感度化を実現でき
る。
【０００４】しかし実際の光伝送システムでは感度が高
いだけでは実用的でない。伝送距離はネットワークの物
理的構成により異なるため、伝送損失は一定でない。ま
た光送信機の出力パワーや、伝送路である光ファイバの
損失にもばらつきがある。従って受信光パワーは必ずし
も一定にならず、光受信機はある範囲の光パワーを受信
できる必要がある。この受信光パワーの範囲、すなわち
ダイナミックレンジが広いほど、光受信機の適用範囲が
広い。また経年変化による受信光パワーの変化にも対応
できる。
いだけでは実用的でない。伝送距離はネットワークの物
理的構成により異なるため、伝送損失は一定でない。ま
た光送信機の出力パワーや、伝送路である光ファイバの
損失にもばらつきがある。従って受信光パワーは必ずし
も一定にならず、光受信機はある範囲の光パワーを受信
できる必要がある。この受信光パワーの範囲、すなわち
ダイナミックレンジが広いほど、光受信機の適用範囲が
広い。また経年変化による受信光パワーの変化にも対応
できる。
【０００５】高感度化は先に述べたようにプリアンプの
帰還抵抗を大きくすることで達成できるが、これはダイ
ナミックレンジ拡大とは必ずしも一致しない。トランス
インピーダンス型プリアンプの出力電圧は入力電流と帰
還抵抗の積になるが、入力光信号が大きいときには帰還
抵抗での電圧降下も大きくなり、回路が飽和する。一般
的に回路の飽和振幅はプリアンプの動作速度から決まる
適用電子デバイスに依存しているので、動作速度が同じ
ならば飽和振幅はほぼ一定と考えてよい。従って高感度
化のために帰還抵抗を大きくすれば、反比例して回路が
飽和しない入力振幅は小さくなる。従って抵抗帰還によ
るトランスインピーダンス型プリアンプでは、高感度化
とダイナミックレンジ拡大を両立するのは困難である。
帰還抵抗を大きくすることで達成できるが、これはダイ
ナミックレンジ拡大とは必ずしも一致しない。トランス
インピーダンス型プリアンプの出力電圧は入力電流と帰
還抵抗の積になるが、入力光信号が大きいときには帰還
抵抗での電圧降下も大きくなり、回路が飽和する。一般
的に回路の飽和振幅はプリアンプの動作速度から決まる
適用電子デバイスに依存しているので、動作速度が同じ
ならば飽和振幅はほぼ一定と考えてよい。従って高感度
化のために帰還抵抗を大きくすれば、反比例して回路が
飽和しない入力振幅は小さくなる。従って抵抗帰還によ
るトランスインピーダンス型プリアンプでは、高感度化
とダイナミックレンジ拡大を両立するのは困難である。
【０００６】トランスインピーダンス型プリアンプでダ
イナミックレンジを拡大する代表的な方法として、ＦＥ
Ｔに適合する１９９２年電子情報通信学会秋季大会Ｂ−
９７９に示されている形式と、バイポーラトランジスタ
に適合する１９９５年電子情報通信学会総合大会Ｂ−１
１６５に示されている回路形式が提案されている。
イナミックレンジを拡大する代表的な方法として、ＦＥ
Ｔに適合する１９９２年電子情報通信学会秋季大会Ｂ−
９７９に示されている形式と、バイポーラトランジスタ
に適合する１９９５年電子情報通信学会総合大会Ｂ−１
１６５に示されている回路形式が提案されている。
【０００７】図７は電子デバイスとしてＦＥＴを用いた
場合の回路で、帰還抵抗をＦＥＴ１８のドレイン−ソー
ス抵抗で構成し、ゲート電位を制御することで帰還抵抗
値を変えるものである。受信光パワーが小さいときには
ドレイン−ソース抵抗を大きくすることで高感度化を実
現でき、受信光パワーが大きいときにはドレイン−ソー
ス抵抗を小さくすることで回路の飽和を回避できる。
場合の回路で、帰還抵抗をＦＥＴ１８のドレイン−ソー
ス抵抗で構成し、ゲート電位を制御することで帰還抵抗
値を変えるものである。受信光パワーが小さいときには
ドレイン−ソース抵抗を大きくすることで高感度化を実
現でき、受信光パワーが大きいときにはドレイン−ソー
ス抵抗を小さくすることで回路の飽和を回避できる。
【０００８】図８は電子デバイスとして主流のバイポー
ラトランジスタを用いた場合の回路で、高速ＦＥＴのよ
うに化合物半導体でなくＳｉで製造できるので、歩留り
コストとも有利になる。帰還抵抗５に並列にダイオード
１９と低抵抗の直列抵抗５’を接続し、大入力時の実効
帰還抵抗値を小さくすることで回路の飽和を回避する方
法である。
ラトランジスタを用いた場合の回路で、高速ＦＥＴのよ
うに化合物半導体でなくＳｉで製造できるので、歩留り
コストとも有利になる。帰還抵抗５に並列にダイオード
１９と低抵抗の直列抵抗５’を接続し、大入力時の実効
帰還抵抗値を小さくすることで回路の飽和を回避する方
法である。
【０００９】図９に図８の回路の入出力特性を示す。入
力電流が小さいときにはダイオード１９がオンしないで
帰還抵抗５のみに入力電流が流れるため、トランスイン
ピーダンスは帰還抵抗５に等しい。入力電流が大きくな
り、帰還抵抗５の両端に発生する電圧がダイオード１９
のオン電圧を超えると、入力電流は帰還抵抗５とダイオ
ードに直列に接続した抵抗５’の両方に流れるため、ト
ランスインピーダンスは帰還抵抗５と帰還抵抗５’の並
列抵抗値になる。従って大入力時の平均的なトランスイ
ンピーダンスを低くできる。
力電流が小さいときにはダイオード１９がオンしないで
帰還抵抗５のみに入力電流が流れるため、トランスイン
ピーダンスは帰還抵抗５に等しい。入力電流が大きくな
り、帰還抵抗５の両端に発生する電圧がダイオード１９
のオン電圧を超えると、入力電流は帰還抵抗５とダイオ
ードに直列に接続した抵抗５’の両方に流れるため、ト
ランスインピーダンスは帰還抵抗５と帰還抵抗５’の並
列抵抗値になる。従って大入力時の平均的なトランスイ
ンピーダンスを低くできる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら図８に示
すバイポーラトランジスタを用いた回路では、ダイナミ
ックレンジの改善度合が小さいという問題がある。
すバイポーラトランジスタを用いた回路では、ダイナミ
ックレンジの改善度合が小さいという問題がある。
【００１１】図９の横軸には入力電流波形、縦軸には出
力電圧波形を示す。入力振幅が小さいときには線形増幅
されるため、入力波形の中央は出力波形においても中央
になる。しかし大入力時には伝達特性が折線になるた
め、出力波形の中央は入力波形の中央よりも低いレベル
になる。プリアンプで増幅された波形はアナログ値なの
で、受信機ではプリアンプの後である識別レベルで論理
判定する必要がある。論理判定の閾値はパルスの中央に
設定するので、図９の伝達特性では入力波形の符号間干
渉によりデータが誤る確率が高くなる。従って図８に示
す回路では符号間干渉が大きい入力波形に対しては入力
ダイナミックレンジ拡大には限界があり、その改善度は
ほぼ６ｄＢ程度と考えられる。
力電圧波形を示す。入力振幅が小さいときには線形増幅
されるため、入力波形の中央は出力波形においても中央
になる。しかし大入力時には伝達特性が折線になるた
め、出力波形の中央は入力波形の中央よりも低いレベル
になる。プリアンプで増幅された波形はアナログ値なの
で、受信機ではプリアンプの後である識別レベルで論理
判定する必要がある。論理判定の閾値はパルスの中央に
設定するので、図９の伝達特性では入力波形の符号間干
渉によりデータが誤る確率が高くなる。従って図８に示
す回路では符号間干渉が大きい入力波形に対しては入力
ダイナミックレンジ拡大には限界があり、その改善度は
ほぼ６ｄＢ程度と考えられる。
【００１２】本発明は、高感度でかつ広いダイナミック
レンジを有するプリアンプを提供することを目的とす
る。
レンジを有するプリアンプを提供することを目的とす
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明のプリアンプは、電流信号を入力する入力手段
と、入力された電流信号を増幅するトランジスタを有す
る増幅手段とからなるプリアンプに、入力された電流信
号を制御する制御電流源と、増幅手段の内部に接続され
た電流検出手段とを接続し、制御電流源を電流検出手段
により制御することを特徴とする。
に本発明のプリアンプは、電流信号を入力する入力手段
と、入力された電流信号を増幅するトランジスタを有す
る増幅手段とからなるプリアンプに、入力された電流信
号を制御する制御電流源と、増幅手段の内部に接続され
た電流検出手段とを接続し、制御電流源を電流検出手段
により制御することを特徴とする。
【００１４】また本発明のプリアンプは、電流検出手段
が入力信号を増幅するトランジスタのエミッタと直列に
接続されたダイオードであり、制御電流源とダイオード
はカレントミラー回路を構成することを特徴とする。
が入力信号を増幅するトランジスタのエミッタと直列に
接続されたダイオードであり、制御電流源とダイオード
はカレントミラー回路を構成することを特徴とする。
【００１５】また本発明のプリアンプは、電流検出手段
と並列に接続された第１の電流源あるいは制御電流源と
直列に接続された第２の電流源を有することを特徴とす
る。
と並列に接続された第１の電流源あるいは制御電流源と
直列に接続された第２の電流源を有することを特徴とす
る。
【００１６】また本発明のプリアンプは、電流信号を入
力する入力手段と、入力された電流信号を増幅する少な
くとも１つのトランジスタを有する増幅手段とからなる
プリアンプに、増幅手段の内部に接続された電流検出手
段と、入力手段に接続され、電流検出手段により制御さ
れる制御電流源とを有し、制御電流源に電流分配回路が
接続され、電流分配回路の少なくとも一つの出力がプリ
アンプの入力に接続されることを特徴とする。
力する入力手段と、入力された電流信号を増幅する少な
くとも１つのトランジスタを有する増幅手段とからなる
プリアンプに、増幅手段の内部に接続された電流検出手
段と、入力手段に接続され、電流検出手段により制御さ
れる制御電流源とを有し、制御電流源に電流分配回路が
接続され、電流分配回路の少なくとも一つの出力がプリ
アンプの入力に接続されることを特徴とする。
【００１７】また本発明のプリアンプは、電流分配回路
がプリアンプの平均出力電位で制御されることを特徴と
する。
がプリアンプの平均出力電位で制御されることを特徴と
する。
【００１８】さらに本発明は、上述したプリアンプと、
プリアンプに入力される光信号のパワーに応じてプリア
ンプの電流分配比を制御する制御手段とを接続すること
により構成された光受信機に特徴を有する。
プリアンプに入力される光信号のパワーに応じてプリア
ンプの電流分配比を制御する制御手段とを接続すること
により構成された光受信機に特徴を有する。
【００１９】上述した本発明のプリアンプは、過大電流
をバイパスするために入力端子と並列に接続された制御
電流源と、この制御電流源と電流検出手段であるダイオ
ードとを用いてトランスインピーダンス部初段のトラン
ジスタに流れる電流に対してカレントミラー回路を構成
することにより、入力信号の電流波形に応じてバイパス
電流を変えることができる。さらにバイパストランジス
タに流れる電流を電流分配することにより、バイパスす
る電流の比を変えることができるので、トランスインピ
ーダンスを可変させることが可能となる。
をバイパスするために入力端子と並列に接続された制御
電流源と、この制御電流源と電流検出手段であるダイオ
ードとを用いてトランスインピーダンス部初段のトラン
ジスタに流れる電流に対してカレントミラー回路を構成
することにより、入力信号の電流波形に応じてバイパス
電流を変えることができる。さらにバイパストランジス
タに流れる電流を電流分配することにより、バイパスす
る電流の比を変えることができるので、トランスインピ
ーダンスを可変させることが可能となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１に本発明に基づく最も基本的
なトランスインピーダンス形式での回路構成を示す。ト
ランジスタ１と負荷抵抗２で初段増幅回路を構成し、エ
ミッタフォロアのトランジスタ３と帰還抵抗５を介して
入力に帰還を掛ける。ここまでは通常のトランスインピ
ーダンス回路で、トランジスタ７が電流バイパストラン
ジスタである。このトランジスタ７のベースとダイオー
ド６とを接続することによりカレントミラー回路を構成
する。
なトランスインピーダンス形式での回路構成を示す。ト
ランジスタ１と負荷抵抗２で初段増幅回路を構成し、エ
ミッタフォロアのトランジスタ３と帰還抵抗５を介して
入力に帰還を掛ける。ここまでは通常のトランスインピ
ーダンス回路で、トランジスタ７が電流バイパストラン
ジスタである。このトランジスタ７のベースとダイオー
ド６とを接続することによりカレントミラー回路を構成
する。
【００２１】トランジスタ７の電流は帰還抵抗５の電流
をｉf、初段バイアス電流をｉbiasとすると、
をｉf、初段バイアス電流をｉbiasとすると、
【００２２】
【数１】
【００２３】で表わされる。ここで入力電流をｉin、ダ
イオード６とバイパストランジスタ７の比をｋとすれ
ば、バイパストランジスタ７は
イオード６とバイパストランジスタ７の比をｋとすれ
ば、バイパストランジスタ７は
【００２４】
【数２】
【００２５】の電流をバイパスし、帰還抵抗５に流れる
電流は
電流は
【００２６】
【数３】
【００２７】になる。
【００２８】一般的には初段トランジスタ１にはバイア
ス電流を流す必要がある。バイアス電流は入力信号のバ
イパス電流としては不要なので、図２に示すような回路
を用いる。図２（ａ）は初段トランジスタ１に必要なバ
イアス電流を電流源１０によって与える場合の回路であ
る。電流源１０を用いて初段トランジスタ１にバイアス
電流を与えることにより、入力信号のバイパス電流をキ
ャンセルすることができるので、バイパストランジスタ
７にバイアス電流が流れることはなく、カレントミラー
ダイオード６にのみ入力信号電流に比例した電流成分の
みを流すことができる。
ス電流を流す必要がある。バイアス電流は入力信号のバ
イパス電流としては不要なので、図２に示すような回路
を用いる。図２（ａ）は初段トランジスタ１に必要なバ
イアス電流を電流源１０によって与える場合の回路であ
る。電流源１０を用いて初段トランジスタ１にバイアス
電流を与えることにより、入力信号のバイパス電流をキ
ャンセルすることができるので、バイパストランジスタ
７にバイアス電流が流れることはなく、カレントミラー
ダイオード６にのみ入力信号電流に比例した電流成分の
みを流すことができる。
【００２９】図２（ｂ）は、入力初段バイアス電流をｋ
倍した電流源１１により、バイパス電流から入力初段バ
イアス電流を差し引く構成からなる回路である。これに
より、帰還抵抗５には初段バイアス電流ｉbiasを除去し
た入力電流ｉinに比例した成分だけが流れる。
倍した電流源１１により、バイパス電流から入力初段バ
イアス電流を差し引く構成からなる回路である。これに
より、帰還抵抗５には初段バイアス電流ｉbiasを除去し
た入力電流ｉinに比例した成分だけが流れる。
【００３０】トランスインピーダンスを変えるためには
入力信号電流とバイパス電流の比を変える必要がある。
入力信号電流とバイパス電流の比を変えるための回路構
成を図３に示す。図３に示した回路は、バイパストラン
ジスタ７のコレクタ側に、電流分配回路を接続したこと
に特徴がある。電流分配回路は電流分配トランジスタ８
と９からなり、電流分配トランジスタ８、９のエミッタ
とバイパストランジスタ７のコレクタを接続し、電流分
配トランジスタ８、９のベース電圧の相対電圧を制御す
ることにより、トランスインピーダンスを変えることが
できる。
入力信号電流とバイパス電流の比を変える必要がある。
入力信号電流とバイパス電流の比を変えるための回路構
成を図３に示す。図３に示した回路は、バイパストラン
ジスタ７のコレクタ側に、電流分配回路を接続したこと
に特徴がある。電流分配回路は電流分配トランジスタ８
と９からなり、電流分配トランジスタ８、９のエミッタ
とバイパストランジスタ７のコレクタを接続し、電流分
配トランジスタ８、９のベース電圧の相対電圧を制御す
ることにより、トランスインピーダンスを変えることが
できる。
【００３１】初段バイアス電流が０の場合、信号電流分
配トランジスタ８とダミー電流分配トランジスタ９の電
流分配比をｐとすると、トランスインピーダンスは、
配トランジスタ８とダミー電流分配トランジスタ９の電
流分配比をｐとすると、トランスインピーダンスは、
【００３２】
【数４】
【００３３】となる。従って電流分配比ｐを制御するこ
とでトランスインピーダンスを変えることができる。
とでトランスインピーダンスを変えることができる。
【００３４】図４に図２と同様に初段トランジスタ１に
バイアス電流を流す場合の構成を示す。
バイアス電流を流す場合の構成を示す。
【００３５】電流分配比ｐを変えるには電流分配トラン
ジスタ８と９のベース電位差を調整すればよいことは先
に述べた。図４ではベース電位差を調整するために、電
流分配トランジスタ８のベースに制御端子１、電流分配
トランジスタ９のベースに制御端子２を接続し、制御端
子１と制御端子２によってベースに印加する電圧を制御
する。
ジスタ８と９のベース電位差を調整すればよいことは先
に述べた。図４ではベース電位差を調整するために、電
流分配トランジスタ８のベースに制御端子１、電流分配
トランジスタ９のベースに制御端子２を接続し、制御端
子１と制御端子２によってベースに印加する電圧を制御
する。
【００３６】図５に大入力時に電流分配比を自動的に調
整し、出力振幅を一定にする回路構成をしめす。出力信
号は抵抗１２とキャパシタ１３で構成するローパスフィ
ルタで平滑化し、平均出力電位を検出する。検出電位は
基準電位１４と比較され、その差を誤差アンプ１５と積
分キャパシタ１６で構成する積分器で積分する。この積
分器出力をダミー電流分配トランジスタ９のベースに接
続し、信号電流分配トランジスタ８のベースに電圧源１
７で一定電位を与える。以上の接続によりフィードバッ
クループを構成し、出力平均電位が一定になるように電
流分配トランジスタ８と９の分配比ｐが自動的に定ま
る。公衆データ通信網では伝送データのマーク率は１／
２なので、マーク率１／２を仮定すると、出力振幅は初
段トランジスタ１のベース電位と、基準電位１４との差
の２倍になる。従って基準電位１４を入力トランジスタ
１のベース電位より所要出力振幅の１／２低い電位に設
定すればよい。入力電流振幅が小さいとき、信号電流分
配トランジスタ８はオフするため、入力信号電流は全て
帰還抵抗５を流れ、通常の高トランスインピーダンス低
雑音プリアンプとして動作する。
整し、出力振幅を一定にする回路構成をしめす。出力信
号は抵抗１２とキャパシタ１３で構成するローパスフィ
ルタで平滑化し、平均出力電位を検出する。検出電位は
基準電位１４と比較され、その差を誤差アンプ１５と積
分キャパシタ１６で構成する積分器で積分する。この積
分器出力をダミー電流分配トランジスタ９のベースに接
続し、信号電流分配トランジスタ８のベースに電圧源１
７で一定電位を与える。以上の接続によりフィードバッ
クループを構成し、出力平均電位が一定になるように電
流分配トランジスタ８と９の分配比ｐが自動的に定ま
る。公衆データ通信網では伝送データのマーク率は１／
２なので、マーク率１／２を仮定すると、出力振幅は初
段トランジスタ１のベース電位と、基準電位１４との差
の２倍になる。従って基準電位１４を入力トランジスタ
１のベース電位より所要出力振幅の１／２低い電位に設
定すればよい。入力電流振幅が小さいとき、信号電流分
配トランジスタ８はオフするため、入力信号電流は全て
帰還抵抗５を流れ、通常の高トランスインピーダンス低
雑音プリアンプとして動作する。
【００３７】図５では図３の回路を基本に記したが、対
応する制御端子を接続することで図４の回路にも適用す
ることができる。
応する制御端子を接続することで図４の回路にも適用す
ることができる。
【００３８】図６に本発明の入出力特性を示す。入力振
幅が小さいときトランスインピーダンスＲfで線形増幅
する。入力振幅が大きくなると入力電流をバイパスしト
ランスインピーダンスが低くなる。しかい従来の回路と
異なり、入力電流に比例してバイパスするため、入出力
特性は線形である。従って出力波形の中央の電位は、常
に入力波形の中央の電流値に対応しするので、符号間干
渉などの影響を小さく抑えることができる。
幅が小さいときトランスインピーダンスＲfで線形増幅
する。入力振幅が大きくなると入力電流をバイパスしト
ランスインピーダンスが低くなる。しかい従来の回路と
異なり、入力電流に比例してバイパスするため、入出力
特性は線形である。従って出力波形の中央の電位は、常
に入力波形の中央の電流値に対応しするので、符号間干
渉などの影響を小さく抑えることができる。
【００３９】
【発明の効果】本発明によりトランスインピーダンス型
プリアンプの入力信号電流を、その瞬時電流値に比例し
てバイパスすることが可能となるので、トランスインピ
ーダンスを可変させることが可能になる。入力信号電流
が小さいときにはトランスインピーダンスが高く、低雑
音にできる。入力信号電流が大きいときにはトランスイ
ンピーダンスを低くし、プリアンプ内の飽和を防ぐこと
ができる。従ってプリアンプの最大入力電流を大きくで
き、高感度のままダイナミックレンジを拡大できる。こ
れにより単一のプリアンプを短距離から長距離までの広
い伝送距離をに適用することが可能になる。
プリアンプの入力信号電流を、その瞬時電流値に比例し
てバイパスすることが可能となるので、トランスインピ
ーダンスを可変させることが可能になる。入力信号電流
が小さいときにはトランスインピーダンスが高く、低雑
音にできる。入力信号電流が大きいときにはトランスイ
ンピーダンスを低くし、プリアンプ内の飽和を防ぐこと
ができる。従ってプリアンプの最大入力電流を大きくで
き、高感度のままダイナミックレンジを拡大できる。こ
れにより単一のプリアンプを短距離から長距離までの広
い伝送距離をに適用することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本回路を表わす図である。
【図２】初段バイアス電流をキャンセル回路構成を表す
図である。
図である。
【図３】初段電流に対するバイアス電流比を可変できる
回路構成を表わす図である。
回路構成を表わす図である。
【図４】入力電流に対するバイアス電流比を可変できる
回路構成を表す図である。
回路構成を表す図である。
【図５】入力電流に対して自動的にバイアス電流比を制
御する構成を表す図である。
御する構成を表す図である。
【図６】本発明の入出力特性を表す図である。
【図７】ＦＥＴを用いた従来の広ダイナミックレンジプ
リアンプ回路を表す図である。
リアンプ回路を表す図である。
【図８】バイポーラトランジスタを用いた従来の広ダイ
ナミックレンジプリアンプを表す図である。
ナミックレンジプリアンプを表す図である。
【図９】従来のバイポーラ広ダイナミックレンジプリア
ンプの入出力特性を表す図である。
ンプの入出力特性を表す図である。
１…初段増幅トランジスタ、２…負荷抵抗、３…エミッ
タフォロアトランジスタ、４…エミッタフォロアバイア
ス電流源、５…帰還抵抗、６…カレントミラーダイオー
ド、７…カレントミラートランジスタ、８…信号電流分
配トランジスタ、９…ダミー電流分配トランジスタ、１
０…初段バイアス電流源、１１…初段等価バイアス電流
源、１２…出力電位検出抵抗、１３…出力電位積分キャ
パシタ、１４…出力電位基準電圧源、１５…誤差アン
プ、１６…誤差積分キャパシタ、１７…電流分配基準電
圧源、１８…帰還ＦＥＴ、１９…ダイオード
タフォロアトランジスタ、４…エミッタフォロアバイア
ス電流源、５…帰還抵抗、６…カレントミラーダイオー
ド、７…カレントミラートランジスタ、８…信号電流分
配トランジスタ、９…ダミー電流分配トランジスタ、１
０…初段バイアス電流源、１１…初段等価バイアス電流
源、１２…出力電位検出抵抗、１３…出力電位積分キャ
パシタ、１４…出力電位基準電圧源、１５…誤差アン
プ、１６…誤差積分キャパシタ、１７…電流分配基準電
圧源、１８…帰還ＦＥＴ、１９…ダイオード
Claims (7)
- 【請求項１】電流信号を入力する入力手段と、入力され
た電流信号を増幅するトランジスタを有する増幅手段と
からなるプリアンプであって、 該入力手段に接続され、入力された電流信号を分流する
制御電流源と、該増幅手段の内部に接続された電流検出
手段とを有し、該制御電流源が該電流検出手段により制
御されることを特徴とするプリアンプ。 - 【請求項２】上記電流検出手段は、上記トランジスタの
エミッタと直列に接続されたダイオードからなり、上記
制御電流源と上記ダイオードはカレントミラー回路を構
成することを特徴とする請求項１に記載のプリアンプ。 - 【請求項３】上記電流検出手段と並列に接続された第１
の電流源とを有することを特徴とする請求項１および２
に記載のプリアンプ。 - 【請求項４】上記制御電流源と直列に接続された第２の
電流源を有することを特徴とする請求項１および２に記
載のプリアンプ。 - 【請求項５】電流信号を入力する入力手段と、入力され
た電流信号を増幅する少なくとも１つのトランジスタを
有する増幅手段とからなるプリアンプであって、 該増幅手段の内部に接続された電流検出手段と、該入力
手段に接続され、該電流検出手段により制御される制御
電流源とを有し、該制御電流源に電流分配回路が接続さ
れ、該電流分配回路の少なくとも一つの出力がプリアン
プの入力に接続されることを特徴とするプリアンプ。 - 【請求項６】上記電流分配回路は、プリアンプの平均出
力電位で制御されることを特徴とする請求項５に記載の
プリアンプ。 - 【請求項７】請求項５、６に記載のプリアンプにおい
て、該プリアンプに入力される光信号のパワーに応じて
該プリアンプの電流分配比を制御する制御手段を接続し
たことを特徴とする光受信機。
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|---|---|---|---|
| JP28015395A JP3418654B2 (ja) | 1995-10-27 | 1995-10-27 | プリアンプ |
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|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09130157A true JPH09130157A (ja) | 1997-05-16 |
| JP3418654B2 JP3418654B2 (ja) | 2003-06-23 |
Family
ID=17621065
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28015395A Expired - Fee Related JP3418654B2 (ja) | 1995-10-27 | 1995-10-27 | プリアンプ |
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| JP (1) | JP3418654B2 (ja) |
| CN (1) | CN1074212C (ja) |
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- 1995-10-27 JP JP28015395A patent/JP3418654B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-10-25 CN CN96122661A patent/CN1074212C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1996-10-25 US US08/736,209 patent/US5844445A/en not_active Expired - Fee Related
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| JP3418654B2 (ja) | 2003-06-23 |
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