JPH09140126A - 適応スイッチ回路、適応出力回路、制御回路およびスイッチング電圧レギュレータを動作させる方法 - Google Patents

適応スイッチ回路、適応出力回路、制御回路およびスイッチング電圧レギュレータを動作させる方法

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JPH09140126A
JPH09140126A JP8137268A JP13726896A JPH09140126A JP H09140126 A JPH09140126 A JP H09140126A JP 8137268 A JP8137268 A JP 8137268A JP 13726896 A JP13726896 A JP 13726896A JP H09140126 A JPH09140126 A JP H09140126A
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switch
switching
control
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E Wilcox Milton
イー． ウィルコックス ミルトン
C Dobkin Robert
シー． ドブキン ロバート
T Nelson Carl
ティー． ネルソン カール
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Linear Technology LLC
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 様々な負荷電流レベルにおいて高効率を維持
するために、出力回路が適応可能な、スイッチングレギ
ュレータ回路および方法を提供する。 【解決手段】 本発明のスイッチングレギュレータ回路
は、電流を第１のノードから第２のノードに結合するた
めの適応スイッチ回路であって、該第１のノードと第２
のノードとの間に結合される第１のスイッチ回路と、該
第１のノードと該第２のノードとの間に結合される第２
のスイッチ回路と、該第１および該第２のスイッチ回路
に結合され、該第１および該第２のスイッチ回路のうち
少なくとも１つを選択的に動作させ、電流を該第１のノ
ードから該第２のノードに結合する制御ルーティング回
路とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチングレギ
ュレータ回路に関する。特に本発明は、実質的に一定の
周波数で動作するスイッチングレギュレータにおいて、
広い電流レンジにわたって、高効率を維持させる回路お
よび方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧レギュレータの目的は、定格の甘い
あるいは変動し得る電圧源から、所定の実質的に一定の
出力電圧を負荷に供給することにある。一般的に、レギ
ュレータには、線形レギュレータおよびスイッチングレ
ギュレータの２種類がある。
【０００３】線形レギュレータは、負荷に現れる電圧を
調整するために、負荷と直列に接続されたパスエレメン
ト（例えば、パワートランジスタ）を用い、パスエレメ
ントにおける電圧降下を制御する。一方、スイッチング
レギュレータは、負荷と直列または並列に接続されるス
イッチング素子（例えば、パワートランジスタ）を有す
るスイッチを用いる。スイッチングレギュレータは、負
荷へのパワーの流れを調整するために、スイッチング素
子のオンとオフのタイミング（即ち、デューティサイク
ル）を制御する。典型的なスイッチングレギュレータ
は、誘導エネルギー蓄積素子を用いて切換えられた電流
パルスを安定した負荷電流に切換える。従って、線形レ
ギュレータのパワーは、安定した電流の流れとしてパス
エレメントに送られるのに対して、スイッチングレギュ
レータの電力は、離散した電流パルスでスイッチ中を送
られる。
【０００４】電流パルスの流れを発生させるために、ス
イッチングレギュレータは、典型的には、スイッチのオ
ンおよびオフを行うための制御回路を有する。負荷への
電力の流れを制御するスイッチデューティサイクルは、
様々な方法によって変化させることができる。例えば、
（１）パルスストリーム周波数を固定し、各パルスのオ
ンおよびオフの時間を変動する（パルス幅変調、即ちPW
M）、あるいは（２）各パルスのオンまたはオフ時間の
いずれかを固定し、パルスストリーム周波数を変動させ
ることで、デューティサイクルを変化させることができ
る。
【０００５】定周波数PWMは、より望ましい方法である
ことが多い。なぜならば、変動周波数方法は、特にデュ
ーティサイクルが十分に低い場合において可聴帯域の周
波数を生じさせることがあるからである。これによっ
て、可聴電圧ノイズが発生し、スイッチングレギュレー
タによって動作されるオーディオ回路の性能に影響を与
え得る。変動スイッチング周波数のもう一つの問題は、
スイッチング周波数の高調波が中間周波数(IF)または無
線周波数(RF)通信回路と干渉し得ることである。
【０００６】デューティサイクルを制御するのにどちら
の方法が用いられたとしても、一般的にスイッチングレ
ギュレータの方が、線形レギュレータと比較してより効
率的である（効率とは、レギュレータが供給するパワー
の、レギュレータに供給されるパワーに対する比であ
る）。線形レギュレータにおいて、パスエレメントは、
線形領域、即ちパスエレメントが連続的に電流を導通さ
せる領域において作動される。この結果電力が、パスト
ランジスタによって連続的に消散してしまう。比べて、
スイッチングレギュレータにおいては、スイッチはオフ
（この場合、スイッチによる電力の消散はほとんどな
い）であるか、またはオンで低インピーダンス状態であ
るかのいずれかである（この場合、若干電力がスイッチ
によって消散される）。このような動作の差により、ス
イッチングレギュレータの平均電力消散量の減少が説明
される。
【０００７】上述された効率差は、レギュレータの入力
出力電圧差が大きい場合において、さらに顕著になる。
例えば、線形レギュレータが２５％以下の効率を有する
ことは珍しくないが、同等の機能を有するスイッチング
レギュレータは、７５％以上の効率で動作する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】スイッチングレギュレ
ータは、線形レギュレータよりも向上した効率を有する
ため、スイッチングレギュレータ、特に定周波数レギュ
レータは典型的に、携帯電話、コードレス電話、ポケッ
トベル、パーソナル通信機器、およびワイヤレスモデム
等の電池式通信システムに用いられる。このようなシス
テムにおいては、スイッチングレギュレータが定格出力
電圧に近い電圧を供給する時（例えば、送信中）、回路
全体における効率は高くなり得る。しかしながら、効率
は一般的に出力電流の関数であり、典型的に低出力電圧
において減少する。電池式システムにおいては、電池の
長寿命化が望ましいため、低出力電圧におけるこのよう
な効率の低下は、重大となる。
【０００９】効率および出力電流の関係は、従来のスイ
ッチングレギュレータにおいて用いられるパワーMOSFET
スイッチのトレードオフに反映する。スイッチングレギ
ュレータにおける、動作損失の２つの重大要素は、スイ
ッチによるパワー消散、およびスイッチドライバ電流損
失である。大きなパワーMOSFETは、低いチャネル抵抗を
有するため、所与の電流に対する電力消散量が、小さな
MOSFETよりも少ない。しかし、大きなMOSFETは、大きな
ゲート領域を有しているために、より高いゲート電荷を
有し、所与の動作周波数に対して、小さなMOSFETより
も、より大きなスイッチドライバ電流損失が生じる。典
型的には、高出力電流においてスイッチドライバ電流損
失は消散損失ほど重大ではないが、低出力電流において
は、スイッチドライバ電流損失は重大な非効率を招く。
スイッチング周波数を低下させることにより、スイッチ
ドライバ電流損失を減少させる得るが、上述したよう
に、変動周波数は、オーディオ回路のような応用には望
ましくない。
【００１０】上述したように、高効率スイッチングレギ
ュレータ回路が提供されることが望まれている。
【００１１】さらに、スイッチングレギュレータにおい
て、低出力電流を含む広い電流レンジにおいて、高効率
を維持させる回路および方法を提供することが望まれて
いる。
【００１２】さらに、定周波数で動作するスイッチング
レギュレータにおいて、低出力電流を含む広い電流レン
ジにおいて、高効率を維持させるための回路および方法
を提供することが望ましい。
【００１３】従って、本発明の目的は、高効率スイッチ
ングレギュレータ回路を提供することである。
【００１４】さらに、本発明の目的は、スイッチングレ
ギュレータにおいて、低出力電流を含む広い電流レンジ
において高効率を維持させるための回路および方法を提
供することである。
【００１５】さらに、本発明の目的は、定周波数で動作
するスイッチングレギュレータにおいて、低出力電流を
含む広い電流レンジにおいて高効率を維持させるための
回路および方法を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の適応スイッチ回
路は、電流を第１のノードから第２のノードに結合する
ための適応スイッチ回路であって、前記第１のノードと
第２のノードとの間に結合される第１のスイッチ回路
と、前記第１のノードと前記第２のノードとの間に結合
される第２のスイッチ回路と、前記第１および前記第２
のスイッチ回路に結合され、前記第１および前記第２の
スイッチ回路のうち少なくとも１つを選択的に動作さ
せ、電流を前記第１のノードから前記第２のノードに結
合する制御ルーティング回路とを備え、そのことによっ
て、上記目的を達成できる。
【００１７】前記制御ルーティング回路が、前記適応ス
イッチによって供給される電流の大きさに応じて、前記
第１および前記第２のスイッチ回路のうち少なくとも１
つを選択してもよい。
【００１８】前記第１および前記第２のスイッチ回路の
それぞれが、スイッチングトランジスタを有し、前記第
１のスイッチ回路の前記スイッチングトランジスタが、
前記第２のスイッチ回路の前記スイッチングトランジス
タよりも実質的に大きくてもよい。
【００１９】前記制御ルーティング回路に結合された、
制御信号を供給する制御回路をさらに含み、前記第１お
よび前記第２のスイッチ回路のうちの前記選択されたス
イッチ回路は、前記制御信号に応じてオンまたはオフさ
れ、他方のスイッチ回路はオフされてもよい。
【００２０】前記適応スイッチ回路が負荷に結合される
ように適応され、前記負荷を通る電流に応じて、前記制
御ルーティング回路が前記第１および前記第２のスイッ
チ回路のうち１つを選択してもよい。
【００２１】本発明の適応出力回路は、スイッチング電
圧レギュレータ回路で用いる適応出力回路であって、前
記スイッチング電圧レギュレータ回路が、制御信号を供
給するための制御回路および出力ノードを有しており、
前記出力回路は、それぞれが、第１のスイッチング素子
を有し、入力電圧を受け取るように結合され、前記出力
ノードに結合される複数のスイッチ回路と、前記制御回
路および前記複数のスイッチ回路のそれぞれに結合され
る制御ルーティング回路であって、前記複数のスイッチ
回路のうちの少なくとも１つからなる動作する組を選択
し、前記動作する組の各スイッチ回路が、前記制御信号
に応じて、オンまたはオフされ、そして前記動作する組
に含まれない各スイッチ回路はオフされる制御ルーティ
ング回路とを備え、そのことによって、上記目的を達成
することができる。
【００２２】前記複数のスイッチ回路のそれぞれが、さ
らに第２のスイッチング素子およびインダクタを有し、
前記第２のスイッチング素子および前記インダクタが前
記第１のスイッチング素子に結合されてもよい。
【００２３】前記複数のスイッチ回路のそれぞれの第１
および第２のスイッチング素子が、入力電圧と接地との
間に直列に結合され、前記レギュレータ回路が逓降構成
をなしてもよい。
【００２４】前記複数のスイッチ回路のそれぞれの第１
のスイッチング素子が接地され、前記複数のスイッチ回
路のそれぞれのインダクタが、前記複数のスイッチ回路
のそれぞれの前記第１のスイッチング素子と入力電圧と
の間に結合され、前記レギュレータ回路が昇圧構成をな
してもよい。
【００２５】前記複数のスイッチ回路のそれぞれの前記
第１のスイッチング素子が、前記複数のスイッチ回路の
それぞれの前記インダクタと入力電圧との間に結合さ
れ、前記複数のスイッチ回路のそれぞれの前記インダク
タが接地される、前記レギュレータ回路が極性反転構成
をなしてもよい。
【００２６】本発明の制御回路は、スイッチング電圧レ
ギュレータを制御するための制御回路であって、前記レ
ギュレータが、(1)第１および第２のスイッチング素子
を各々有している複数のスイッチ回路と、(2) 電圧の調
整された電流を負荷へ供給する出力端子を有し、前記複
数のスイッチ回路のそれぞれに結合された出力回路とを
備え、前記制御回路が、スイッチ制御信号を発生する信
号発生回路と、前記信号発生回路および前記各複数のス
イッチ回路に結合された制御ルーティング回路であっ
て、前記複数のスイッチ回路のうち少なくとも１つの動
作する組を選択し、前記複数のスイッチ回路の少なくと
も１つ以上の動作する組中の前記第１および第２のスイ
ッチング素子のデューティサイクルを前記制御信号に応
じて変化させ、前記複数のスイッチ回路の少なくとも１
つの前記選択された、前記制御ルーティング回路が、前
記複数のスイッチ回路の少なくとも１つの前記選択され
た動作する組に含まれない前記第１および第２のスイッ
チング素子をオフのままにする、制御ルーティング回路
とを備え、そのことによって、上記目的が達成される。
【００２７】前記制御ルーティング回路が、前記レギュ
レータによって前記負荷に供給される電流に応じて、前
記複数のスイッチ回路の少なくとも１つの動作する組を
選択してもよい。
【００２８】前記各複数のスイッチ回路が、さらに、第
１のスイッチング回路および第２のスイッチング回路を
有し、前記第１および前記第２のスイッチング回路はそ
れぞれ、第１および第２のスイッチング素子を有し、前
記第１スイッチング回路の前記第１スイッチング素子
は、前記第２のスイッチング回路の前記第１スイッチン
グ素子より実質的に大きく、前記制御ルーティング回路
が少なくとも第１および第２の駆動信号を供給し、前記
第１駆動信号が、前記第１スイッチング回路の前記第１
スイッチング素子を制御し、前記第２駆動信号が、前記
第２スイッチング回路の前記第１スイッチング素子を制
御してもよい。
【００２９】前記制御ルーティング回路が、前記レギュ
レータを第１または第２状態で動作するようにし、前記
第１状態は、前記複数のスイッチ回路の少なくとも１つ
の動作する組が、前記第１のスイッチ回路から成るとき
に存在し、そして、前記第２の状態は、前記複数のスイ
ッチ回路の少なくとも１つの動作する組が、前記第２の
スイッチ回路から成るときに存在してもよい。
【００３０】前記信号発生回路が、第１のフィードバッ
ク信号を供給するために、差動増幅器を有し、前記信号
発生回路が前記出力端子に結合され、前記第１フィード
バック信号が、前記出力端子の電圧と電圧基準との差に
比例し、前記ルーティング回路が、前記レギュレータ
を、前記第１のフィードバック信号に応じて、前記第１
および第２の状態のうち選択されたいずれかで動作させ
てもよい。
【００３１】前記レギュレータが、さらに、前記出力端
子に結合される検出抵抗器を有し、前記検出抵抗器は、
前記出力端子に供給される電流を示す検出電圧を発生さ
せ、そして前記制御ルーティング回路が前記レギュレー
タを、前記検出電圧に応じて、前記第１および第２の状
態のうちの選択されたいずれか状態で動作させてもよ
い。
【００３２】前記制御ルーティング回路が、前記検出電
圧が第１のしきい値を超える場合には、前記レギュレー
タを、前記第１の状態で動作させ、そして前記制御ルー
ティング回路が、前記検出電圧が第２のしきい値を下回
る場合には、前記レギュレータを、前記第２の状態で動
作させてもよい。
【００３３】前記スイッチ制御信号が定周波数であても
よい。
【００３４】前記スイッチ制御信号がパルス幅変調され
てもよい。
【００３５】前記スイッチ制御信号が、前記検出電圧が
前記第１のフィードバック信号を超えるときにオフされ
てもよい。
【００３６】本発明のスイッチング電圧レギュレータの
動作方法は、前記レギュレータが、(1)第１および第２
のスイッチング素子を各々有する複数のスイッチ回路
と、(2)電圧の調整された電流を負荷へ供給するために
出力端子を有する出力回路とを有し、前記出力回路が、
前記各複数のスイッチ回路に結合され、前記出力端子か
らの信号をモニタする工程と、前記モニタされた信号に
応じて制御信号を発生させる工程と、前記複数のスイッ
チ回路の少なくとも１つの動作する組を選択する工程
と、前記出力端子を、前記複数のスイッチ回路の少なく
とも１つの前記各動作する組中の少なくとも１つの前記
第１および前記第２のスイッチング素子のデューティサ
イクルを、前記制御信号に応じて変化し前記調整された
電圧に出力端子を維持する工程とを有し、そのことによ
って、上記目的が達成される。
【００３７】前記選択工程が、前記負荷に供給される電
流に応じて、前記複数のスイッチ回路のうち１つ以上か
らなる動作する組を選択することを包含してもよい。
【００３８】前記複数のスイッチ回路が第１および第２
のスイッチング回路から成り、各前記第１および前記第
２のスイッチング回路はそれぞれ第１および第２のスイ
ッチング素子を有し、前記第１のスイッチング回路の前
記第１のスイッチング素子は、前記第２のスイッチング
回路の第１のスイッチング素子より実質的に大きく、そ
して前記選択工程は、前記第１および前記第２のスイッ
チング回路のうちのいずれかを選択することを包含して
もよい。
【００３９】上述したその他の目的のために、様々な負
荷電流レベルにおいて高効率を維持するための適応出力
回路を有する、スイッチングレギュレータ回路および方
法が提供される。レギュレータ回路は、負荷電流に応じ
て、１つ以上の制御信号を発生させ、ドライバ制御信号
を、出力回路中の１つ以上のスイッチに選択的に送る。
スイッチのサイズは異なっており、特定の負荷電流レベ
ルにおいて最も効率的なスイッチが使用され得るように
構成される。低負荷電流レベルにおいて、ドライバ制御
信号は、小さなスイッチ装置からなる出力回路に送られ
る。小さなスイッチ装置は、高いインピーダンスを有す
るが、所与の動作周波数におけるドライバ電流損失が小
さいため、レギュレータ効率が向上する。高負荷電流に
おいて、ドライバ制御信号は、大きなスイッチ装置に送
達される。大きなスイッチ装置は、所与の動作周波数に
おけるドライバ電流損失が大きいため、低いインピーダ
ンスである。
【００４０】本発明による回路および方法は、同期スイ
ッチおよび非同期スイッチ等、様々なタイプのパワート
ランジスタスイッチを用いて使用し得る。加えて、本発
明の回路および方法は、電圧逓降、電圧昇圧、極性反
転、およびフライバック構成等、様々なタイプのスイッ
チングレギュレータ構成におけるスイッチに用い得る。
【００４１】
【発明の実施の形態】図１は、低負荷電流レベルにおけ
る効率向上のためにヒステリティック制御回路を用い
た、公知の非同期逓降(step-down)スイッチングレギュ
レータ回路の簡単な略図を示す。ヒステリティック制御
に関する詳細については、本出願においてその全体を援
用するLinear Technology Corporation, Milpitas, Cal
iforniaによって出版された1994 Linear DatabookのLTC
1147-3.3/LTC1147-5データシートを参照。このデータシ
ートは、Linear Technology Corporation, Milpotas, C
aliforniaから販売されているLTC1147-3.3、およびLTC1
147-5高効率逓降スイッチングレギュレータ制御装置を
説明している。
【００４２】図１において、スイッチングレギュレータ
回路100は、負荷103を駆動するために、調整されたＤＣ
出力電圧VOUT（例えば、５ボルト）を端子102に供給す
る。負荷103は、単なる抵抗器としてしか示されていな
いが、例えば携帯通信機器またはその他の電池式システ
ムであってもよい。レギュレータ100は、端子104に結合
される調整されていない供給電圧ＶIN（例えば、１２ボ
ルトバッテリ）で動作する。
【００４３】レギュレータ100は、PWM制御回路120、ヒ
ステリティック制御回路140、制御セレクタ150、および
出力回路130を有する。制御セレクタ150は、PWM回路120
またはヒステリティック回路140のどちらが、出力回路1
30を制御するのかを決定する。出力回路130は、電圧が
調整された電流を端子102に供給する。
【００４４】出力回路130は、コンデンサ131、ドライバ
132、MOSFET134、ダイオード136、抵抗器137、インダク
タ138、およびコンデンサ139を有する。 MOSFET134は、
ｐチャネルMOSFETまたはｎチャネルMOSFETであり得る。
MOSFET134、およびダイオード136はそれぞれスイッチン
グ素子として動作する。MOSFET134は、供給電圧ＶINお
よび接地間に、ダイオード136と直列に結合され、非同
期スイッチ回路を形成している。本出願において使用さ
れる「非同期スイッチ回路」という用語は、１つのスイ
ッチングトランジスタ、および１つのダイオードを有す
るスイッチを意味しており、トランジスタおよびダイオ
ードが互いに異なる位相でオンおよびオフに切換わって
電流を負荷に供給するように、トランジスタは駆動信号
によって駆動され、ダイオードは受動的に応答する。
【００４５】MOSFET134およびダイオード136は、出力イ
ンダクタ138を介して交互に出力コンデンサ139に電流を
供給する。インダクタ138およびコンデンサ139は、交互
の供給電流を平滑化し、調整された電圧を負荷103に供
給する。インダクタ138および端子102の間に直列に結合
される抵抗器137は、インダクタ138を通る電流ILに比例
した電圧信号を発生させるために使用される小型センス
抵抗器である。この交流電流を供給するために、MOSFET
134は、PWM制御回路120またはヒステリティック制御回
路140に制御されたドライバ132によって駆動される。
【００４６】PWM制御回路120は、出力電圧VOUTが所望の
レギュレータ電圧と同じになるようにインダクタ138を
通る電流を調整するために、ドライバ132のデュティー
サイクルを高い平均負荷電流で制御する電流モードパル
ス幅変調(PWM)回路である。発振器122により、制御ロジ
ック121は、ドライバ132に一定の周波数のオンパルスを
供給する。各オンパルスにより、ドライバ132はMOSFET1
34をオンに切換え、その結果ダイオード136はオフにさ
れ、誘導電流ILを増加させる。
【００４７】制御ロジック121は、電流ILが差動増幅器1
28によってセットされたレベルに達したことを比較器12
9が示したとき、MOSFET134をオフにする。電流ILは、セ
ンス抵抗器137の両端に電圧を発生させる。この電圧
が、制御可能なオフセット電圧123を超えると、抵抗器1
37が比較器129をトリップさせる。オフセット電圧123
は、差動増幅器128の出力端子における電圧VGに線形的
に比例する。制御ロジック121が、MOSFET134をオフする
ためにオフパルスを供給するとき、ILがダイオード136
を従来通り通って流れるが、傾斜的に小さくなる(ramps
down)。
【００４８】差動増幅器128は、抵抗器125と抵抗器126
との間の出力電圧VOUTを分圧することで得られるフィー
ドバック電圧VFBと、所望の出力電圧を示す電圧基準127
とを比較する。VFBが負荷電流の増加に伴ってわずかに
減少するとき、電圧VGは増加し、それによってオフセッ
ト電圧123を増加させる。比較器129および制御ロジック
121は、各スイッチサイクルの間、インダクタ138を通る
ピーク電流を、負荷の要求するレベルまで、増加させる
ようにする。
【００４９】上述したように、ゲート電荷電流によるパ
ワー損失は、MOSFETゲート電荷、およびスイッチング周
波数の関数であり、低出力電流においては重大になる。
低負荷電流（例えば、最高定格出力の２０％未満）にお
いて、高効率を提供するために、レギュレータ100は、
PWM制御回路120の代わりにヒステリティック制御回路14
0を用いて、MOSFET134のスイッチングを制御する。
【００５０】低負荷電流において、制御セレクタ150
は、ヒステリティック制御回路140がドライバ132を制御
することを可能にする。この動作状態においては、出力
電圧VOUTが、十分な時間の間、出力コンデンサ139によ
って、調整された電圧に実質的に維持され得る場合、ヒ
ステリティック制御回路140が、MOSFET134をオンにする
回数は少なくなる。このヒステリティック制御方法は、
前に援用されるLTC1147-3.3/LTC1147-5データシート
に、より詳細に説明されている。従来技術のこの特徴
は、MOSFET134がより低周波数でオンするため、レギュ
レータ回路における損失を減少させる。従って、流れる
ゲート電荷電流が少ない。PWM制御モードおよびヒステ
リティック制御モードは、手動的または自動的に切換え
得る。例えば、LTC1147は、PWMモードにおける最小出力
電流を限定し、出力における電圧の増加を検知すること
で、自動的にモードを切換える。
【００５１】上述した動作状態（即ち、「ヒステリティ
ックモード」）においては、負荷103は、実質的に出力
コンデンサ139に補助される。ヒステリティック制御回
路140は、フィードバック電圧VFBをモニタする。VFBが
ヒステリシス量分降圧すると、制御回路140の制御によ
り、ドライバ回路132は、出力コンデンサ139をヒステリ
シス量分再充電する必要があるときのみMOSFET134をオ
ンする。負荷電流が充分に低く維持される場合、コンデ
ンサ139は、MOSFET134のたった一度のオンサイクルの後
ヒステリシス量分再充電され、その後、MOSFET134はオ
フされる。
【００５２】従って、小さい負荷の間は、レギュレータ
100は、MOSFET134をわずかの間オンすることによって出
力コンデンサ139を再充電するように、適応される。従
って、VOUTは、上のしきい値および下のしきい値の間で
発振する。回路140は、負荷電流に応じて、出力コンデ
ンサ139を再充電するためにMOSFET134がオンするレート
を調整し、従って低出力電流においても高効率を維持さ
せる。
【００５３】図２は、PWMおよびヒステリティックの両
方のモードでの動作中に、インダクタ138を通る電流IL
の概要図である。図２において、軌跡201は、PWMモード
における各スイッチサイクルにわたって、 MOSFET134が
オンするとILが傾斜的に上がり、 MOSFET134がオフする
と傾斜的に下がることを示している。軌跡202は、ヒス
テリティックモードにおけるILを示す。軌跡202が示す
ように、MOSFET134が、出力コンデンサ139を再充電する
ためにオンされる期間t1の間ILは増加する。期間t2の
間、MOSFET134はオフされ、ダイオード136はオンし、IL
は、急速に傾斜的低下する。期間t3の間、負荷電流は、
コンデンサ139を、所定のヒステリシス値まで、ゆっく
りと放電する。負荷電流が減少するのにともなって、V
FBは、より低いレートで減少するため、期間t3が長くな
る。従って、MOSFET134がオンする周波数は低くなり、
ゲート電荷電流はそれに比例して減少する。
【００５４】ヒステリティックモードにおけるMOSFET13
4のスイッチング周波数の変動は、アプリケーションに
よっては望ましくないこともある。１つの欠点は、オー
ディオ回路において十分に低い負荷電流で動作している
間に、スイッチング周波数が可聴周波数レンジにまで減
少し得ることである。これにより、可聴出力電圧ノイズ
を生じることがあり、スイッチングレギュレータによっ
て電源供給されるオーディオ回路に悪影響を及ぼすこと
になる。
【００５５】スイッチングレギュレータ100の可変周波
数ヒステリティックモードのさらなる欠点は、レギュレ
ータ回路を用いた装置の利用者にとって好ましくない可
聴ノイズを、インダクタ138自体が発生することがある
ことである。
【００５６】通信機器における可変周波数スイッチング
レギュレータのさらなる欠点は、スイッチング周波数の
高調波が、IFまたはRF周波数通信回路と干渉し得ること
である。スイッチング周波数の高周波数の高調波は、IF
およびRF信号に割り当てられた周波数レンジにドリフト
し得る。
【００５７】スイッチングレギュレータの効率を最大化
させる公知の代替方法は、それぞれ特定の出力電流にお
いて最も効率的となる２つ以上の独立のスイッチングレ
ギュレータおよび、そのようなレギュレータ間の出力を
切換えるための制御回路要素を提供することである。こ
のアプローチのレギュレータ間に手動スイッチングを有
する例が、Maxim Integrated Products, Inc., Sunnyva
le, California出版のBattery Management and DC-DC C
onverter Circuit Collection(1994)の９頁において提
案される。この第２の代替アプローチの欠点は、２つの
独立のレギュレータが要求され、単一レギュレータに比
べて、より高価で、より扱いにくい点にある。
【００５８】上述のスイッチングレギュレータ回路の欠
点は、本発明によるスイッチングレギュレータ回路およ
び方法によって解消される。図３は、本発明の原理によ
って、広い電流域において高効率を実現するために適応
出力回路を有する、定周波数スイッチングレギュレータ
回路300を示す。
【００５９】図３において、スイッチングレギュレータ
300はさらに、図１のPWM制御回路120を有する。PWM制御
回路は、図１を参照して説明したタイプであってもよ
い、または、その他の公知のPWM制御回路120を用いて実
現することもできる。図３に示されるように、PWM制御
回路120は、実質的に図１のPWM制御回路と同一である。
唯一の例外は、信号をモニタするための外部回路要素と
の接続である（例えば、図１においては、ヒステリティ
ック制御回路140がPWM回路120と接続されているが、図
３においては、出力制御回路340が、PWM回路120に接続
されている）。回路300はまた、適応出力回路330、出力
制御回路340、および制御ルーティング回路350を有す
る。以下により詳細に説明されるように、出力制御回路
340および制御ルーティング回路350により、出力回路33
0は、低負荷電流レベルにおいて、「大きな」MOSFET134
よりもむしろ「小さな」MOSFET335を用いて動作する。
本発明のこの特徴は、MOSFET335がMOSFET134よりも小さ
いゲート電荷を有するため、スイッチドライバの消費電
力を減少させる。
【００６０】本発明によると、スイッチングレギュレー
タ300は、以下のように、出力回路330を低負荷電流レベ
ルで動作させる。出力制御回路340は、比較器344および
基準電圧VREF2を供給する電圧基準347を有する。図１を
参照しながら上述したように、差動増幅器128の出力VG
は、減少する負荷電流に応じて減少するので、負荷電流
のインジケータとして機能する。比較器344の出力にお
ける電圧は、VGがVREF2を下回る点まで負荷電流が減少
すると、高くなる。VREF2の値は、好ましくは、大きいM
OSFET134はそれ以上必要でなく、小さいMOSFET335が必
要な負荷電流を供給することが可能になるようなVG、ひ
いては負荷電流のレベルを示すように選択される。
【００６１】出力回路330は、図１の出力回路130の構成
要素のうち、コンデンサ131と、スイッチドライバー132
と、MOSFET134と、ダイオード136と、コンデンサ139
と、インダクタ138と、抵抗器137とを有する。出力回路
330は、また、第２のスイッチ回路を形成する、小さな
スイッチドライバ333および小さなMOSFET335を有する。
好ましくは、ドライバ333はドライバ132より小さく、MO
SFET335はMOSFET134より小さい。比較器344から出力さ
れる低電圧に応じて、制御ルーティング回路350は、PWM
回路120からの制御信号を、 MOSFET134を動作するドラ
イバ132に送る。比較器344から出力される高電圧に応じ
て、制御ルーティング回路350は、制御信号をドライバ1
32から除き、代わりにドライバ333へ送る。
【００６２】各スイッチドライバは、休止状態、即ち制
御ルーティング回路350からの制御ロジック信号が入力
から除かれるときに、対応するMOSFETがオフされる状態
を有していてもよいことは当業者に理解されるであろ
う。従って、低負荷電流においては、比較器344の出力
電圧が高いとき、PWM制御回路120からの制御信号は、MO
SFET335の切換を制御して、インダクタ138に必要な電流
を供給する。また、比較器344の出力電圧が高いとき、
大きいMOSFET134は動作されず、ゲートの充電にともな
うスイッチドライバ電流損失を解消する。
【００６３】従って、本発明によると、回路300は、定
周波数で動作すると同時に、広い電流レンジにわたり高
効率を保持する。一般的な応用例として、VREFは、最高
定格出力の約１/10である負荷電流に相当する電圧VGと
同レベルにセットされ得る。その場合、レギュレータ30
0は、最高定格出力電流の1/10で、大きいMOSFET134か
ら、小さいMOSFET335に切換わる。従って、小さいMOSFE
T335は、典型的には大きいMOSFET134の1/10のサイズで
ある。それゆえ、高負荷電流で動作しているときの、従
来のレギュレータの効率に近い効率が本発明の適応出力
回路によって、さらに広い負荷電流レンジにおいて得ら
れる。
【００６４】本発明を、レギュレータが非同期スイッチ
回路を有する図３の実施例について説明したが、本発明
はまた同様に、同期スイッチ回路を有するレギュレータ
においても用い得ることは当業者には明らかである。本
出願において「同期スイッチ回路」という用語は、互い
に異なる位相で駆動されることによって、電圧の調整さ
れた電流を負荷に供給する、少なくとも２つのスイッチ
ングトランジスタを有するスイッチを意味する。図４
は、本発明の適応出力回路を有する高効率スイッチング
レギュレータが、同期切換逓降構成における略図を示
す。
【００６５】図４において、スイッチングレギュレータ
回路400は、PWM制御回路120、出力制御回路340、および
制御ルーティング回路350を有し、全て、図３のレギュ
レータ300の同様の符号で示される構成要素と、実質的
に同様に動作する。回路400はまた、図３の出力回路330
に代わって、同期切換出力回路430を有する。以下に詳
細に説明するように、出力制御回路340および制御ルー
ティング回路350により、出力回路430は、一対の大きな
同期切換スイッチングトランジスタ、または一対の小さ
な同期切換のスイッチングトランジスタのいずれかを用
いて動作する。
【００６６】図４において、出力回路430は、図３にお
ける出力回路330の構成要素のうち、上部のMOSFET134お
よび335と、ドライバ132および333と、コンデンサ131
と、インダクタ138と、抵抗器137と、コンデンサ139と
を有する。出力回路430はまた、インダクタ438と、ドラ
イバ432および433と、下部のMOSFET434およびに435とを
有する。MOSFET434は、好ましくはMOSFET435より大き
く、またそのサイズ比は、好ましくはMOSFET134とMOSFE
T335との比と同じである。MOSFET対134および434、なら
びにMOSFET対335および435は、それぞれ個々の同期スイ
ッチ回路を形成する。PWM回路120からの高電圧の制御信
号に応じて、ドライバ132がMOSFET134をオンすることに
よって、インダクタ138を通る電流を増加させるか、ま
たはドライバ333がMOSFET335をオンすることによってイ
ンダクタ438を通る電流を増加させる。下部のMOSFET434
および435は、どちらの場合においてもオフのままであ
る。PWM回路120からの低電圧の制御信号に応じて、ドラ
イバ432が下部のMOSFET434をオフすることによって、イ
ンダクタ138を通る電流を減少させるか、ドライバ433が
下部のMOSFET435をオンすることによって、インダクタ4
38を通る電流を減少させる。上部MOSFET134および335
は、どちらの状況においてもオフのままにされる。本発
明の原理によると、図３の回路300を参照して前述され
たように、出力制御回路340の制御により、制御ルーテ
ィング回路350は、PWM回路120からの駆動信号を、検出
された負荷電流に応じて、大きなMOSFETドライバ132お
よび432、または小さなMOSFETドライバ333および433
に、送る。
【００６７】インダクタ438の追加により、いくつかの
効果が得られる。まず、インダクタ438は、低負荷電流
で使用されるため、典型的にはインダクタ138よりも大
きい。これによって、MOSFET335および435を通るピーク
電流が減少し、消散する損失を減少させる。第２に、MO
SFET335および435を、インダクタ138よりもむしろイン
ダクタ438に結合させることで、MOSFET335および435が
動作されるときの、大きなMOSFET134および434のドレイ
ンにおける電圧変動を減少させ、MOSFET134および434を
流れる容量性電流に起因する損失も減少する。
【００６８】本発明を、レギュレータが、２つの非同期
スイッチ回路の間で選択、または２つの同期スイッチ回
路の間で選択する図３および図４の実施例について説明
したが、本発明は、より複雑なレギュレータ出力回路の
スイッチのサイズおよびタイプを適応するために用いら
れ得ることは、当業者には明らかである。当業者にはま
た、PWM制御回路120は典型的にはVGが傾斜補償成分を有
するように、設計されるため、VGは負荷電流のインジケ
ータとしては不正確なものになり得ることも明らかであ
ろう。図５は、フライバックブーストモード(flyback b
oost mode)、非同期および同期スイッチ回路を有する適
応出力回路、ならびにより複雑な出力回路制御を用いた
本発明の高効率スイッチングレギュレータ回路の略図で
ある。
【００６９】図５において、レギュレータ500は、図３
および４におけるPWM制御回路120と実質的に同様に動作
するPWM制御回路120を有する。しかし、図５のPWM制御
回路120はさらに、抵抗器137の間の電圧をモニタするた
めの付加的な外部接続を有する。レギュレータ500はま
た、出力回路530、出力制御回路540、スイッチロジック
550、およびフライバックオーバライド回路560を有す
る。以下により詳細に説明されるように、出力制御回路
540、制御回路120、およびフライバックオーバライド回
路560は、フィードバック情報をスイッチロジック550に
提供し、出力回路530が低負荷電流においてはMOSFET335
およびダイオード535を、高負荷電流においてはMOSFET1
34および434を動作させるようにする。
【００７０】出力回路530は、図４における構成要素の
うち、MOSFET134、335、および434と、ドライバ132、33
3、および432と、コンデンサ131と、インダクタ138と、
抵抗器137と、コンデンサ139とを有する。回路530は、
また、ダイオード531および535と、結合された巻線538
と、コンデンサ539とを有する。MOSFET対134および434
は同期スイッチ回路を形成し、MOSFET335およびダイオ
ード535は非同期スイッチ回路を形成する。周知のよう
に、結合された巻線538、コンデンサ539、およびダイオ
ード531は、ブーストされた出力を端子502に供給するフ
ライバックブースト回路を形成する。以下により詳細に
説明されるように、スイッチロジック550は、同期駆動
信号をドライバ132および432に、または非同期駆動信号
をドライバ333に与えることによって、出力端子102を調
整電圧に維持するために電流をインダクタ138に与え
る。
【００７１】本発明の他の特徴によれば、出力制御回路
540は、以下のように、誘導電流を直接検出し、電流が
逆流することを防止する。出力制御回路540は、比較器3
44および電圧基準347を有し、どちらも、図３の同じ符
号の構成要素と実質的に同様に動作する。好ましい実施
態様においては、電圧基準347は0.63Vの値を有する。出
力制御回路540は、また、１次電流フィードバックを与
えるために、抵抗器137を流れる電流によって発生した
電圧を検出するヒステリティック比較器546を有する。
【００７２】本発明によれば、比較器546の出力は、抵
抗器137の間の電圧がヒステリシスしきい値を超える
と、高電圧に変わる。また本発明の原理によれば、比較
器546の出力は、抵抗器137の間の電圧が減少して負にな
ると、低電圧に戻り、逆電流が開始する。比較器546お
よび抵抗器137のヒステリシスしきい値は、出力回路530
の中の大きなMOSFET134および434を動作させるのが望ま
しくなる電流レベルに応答して、比較器546の状態が変
わるように選択される。例えば、抵抗器137が５０mΩの
抵抗を有しており、誘導電流が３００mAを超えるときに
大きいMOSFETに動作を切換えることが望ましい場合、ヒ
ステリシスしきい値は、１５ミリボルトに設定される。
【００７３】スイッチロジック550は、以下のように、P
WM回路120からの制御信号、および出力制御回路540から
のフィードバック信号に応じて、駆動信号を出力回路53
0に供給する。比較的低い電流レベルにおいては、比較
器344の出力はハイ状態にあり、比較器546の出力はロウ
状態にある。これらの条件下において、スイッチロジッ
クは、PWM回路120からの制御信号をドライバ333に送
り、それによって小さいMOSFET335を駆動する。さらに
これらの条件下において、スイッチロジックは、図３お
よび図４を参照して上述したように、MOSFET134および4
34がオフ状態を維持するように、ドライバ132および432
を休止させたままにしておく。
【００７４】抵抗器137を流れる増加する電流に応答
し、比較器344の出力がロウ状態に変化、または比較器5
46の出力がハイ状態に変化するとき、スイッチロジック
550はこの変化を検知し、PWM回路120からの制御信号
を、ドライバ333から除いて、ドライバ132および432に
送るようにする。好ましい実施態様においては、以下の
ように、スイッチロジック550は、次のオンサイクルの
開始まで、ドライバ333からドライバ132までの制御信号
のルーティングにおけるいかなる変化も遅らせる。
【００７５】ドライバ333が小さなMOSFET335のオンオフ
を切換る低電流レベルにおける動作の間、インダクタ13
8を流れる電流ILは、MOSFET335の各オンサイクルにおい
て傾斜的に上がり、各オフサイクルにおいて傾斜的に下
がる。負荷103がさらに電流を流し始めると、増幅器128
の出力におけるエラー電圧Vaは増加し、オフセット電圧
123の増加を生じさせる。このことは、比較器129が高く
トリップするしきい値を増加させ、そしてオンサイクル
を終了させ、オフサイクルを開始させる。もしオンサイ
クルの終了前に、誘導電流ILが、比較器546のヒステリ
シスしきい値を超える電圧が抵抗器137の間に発生する
ほど大きいレベルまで増加すると、結果として生じる比
較器546の出力が高電圧へと遷移することにより、PWM回
路120からの制御信号がドライバ432にも送られる。PWM
回路120からの制御信号が、オフサイクルが開始する状
態に変化すると、ドライバ333は小さいMOSFET335をオフ
し、ドライバ432は大きいMOSFET434をオンする。制御ロ
ジック121の出力が、オフサイクルの終了を示すとき、
検知された比較器546の出力の高電圧への遷移のため
に、PWM回路120の制御信号が、ドライバ333ではなくド
ライバ132へ送られる。従って、大きいMOSFET134は、次
に続くオンサイクルのためにオンされる。
【００７６】さらに本発明の原理によれば、スイッチロ
ジック550は、上述したように、比較器546が誘導電流IL
の逆電流を検知するまで、MOSFET134および434の同期動
作を維持する。逆電流は、MOSFET434がオンでありイン
ダクタ138が接地されるオフサイクル間においても、起
こり得る。比較器546の出力がロウ状態に変化して比較
器546が逆電流を検知したことが示されると、スイッチ
ロジック550は直ちにPWM回路120の制御信号をドライバ4
32から除いて、MOSFET434を直ちにオフさせる。
【００７７】もし、比較器546の出力電圧が、次に続く
オンサイクルの期間の間低いままであれば、スイッチロ
ジック550は、PWM回路120からの制御信号をドライバ132
ではなくドライバ333へ送り、小さいMOSFET335による非
同期動作が、次に続くオンサイクルとともに開始するよ
うにする。従って、比較器546は、スイッチロジック550
が出力回路530中の適切なスイッチ回路を選択するため
の条件を検知するための基本的な手段を提供する。好ま
しい実施態様においては、スイッチロジック550は、比
較器344の出力信号をオーバライド信号としてのみ利用
し、スイッチロジック550は、 比較器344の出力での信
号がロウ状態に変化すると、次のオンサイクルから、 P
WM回路120からの制御信号を、ドライバ132および432へ
送る。
【００７８】結合された巻線538、コンデンサ539、ダイ
オード531、および端子502からなるフライバックブース
トモード回路が、非同期モードでは適切に機能しないこ
とは、当業者には明らかである。出力回路530が、MOSFE
T134および434と同期的に動作しているとき、インダク
タ138および結合された巻線538は、変圧器の１次および
２次巻線を形成し、端子502に、端子102の電圧よりも大
きい電圧を作成する。結合された巻線538は、フラッシ
ュメモリ装置においてEEPROMを動作するために、端子50
2において、１２ボルトを供給するよう典型的に選択さ
れる。しかしながら、上述したように、もし比較器546
がインダクタ138において逆電流を検知すると、スイッ
チロジック550は通常非同期モードを選択し、MOSFET434
をオフさせ、インダクタ138はダイオード535によって接
地から分離させられる。インダクタ138および結合され
る巻線538は、ダイオード535によりインダクタ138が接
地から分離すると、変圧器として機能しない。
【００７９】従って、本発明の他の特徴によると、フラ
イバックオーバライド回路560は、負荷がブースト出力
端子502におかれるときにスイッチロジック550が非同期
モードを選択するのを防ぐ、フライバックモードオーバ
ライド信号を供給する。フライバックオーバライド回路
560は、大きなMOSFET134および434との同期的な動作が
必要となる負荷条件を以下のように検知する。フライバ
ックオーバライド回路560は、抵抗器562および564と、
比較器566と、電圧基準568とを有する。
【００８０】負荷が端子502におかれるとき、抵抗器562
および564は、端子569における電圧を、電圧基準568、V
REF3より低くなるよう降下させる。このことより、比較
器566の出力が高電圧に保たれる。比較器566からスイッ
チロジック550へ入力された高電圧は、出力制御回路546
からのフィードバック信号をオーバライドし、スイッチ
ロジック550が、PWM回路120の制御信号を同期ドライバ1
32および432へ送る。さらに本発明によれば、利用者
は、端子569を接地することによって低電圧における非
同期動作を手動的に防いでもよい。
【００８１】本発明の原理を、図４および図５の同期ス
イッチングレギュレータを参照して上述され、前記レギ
ュレータが、両方のスイッチ装置のサイズを負荷電流に
適応させる例について説明したが、本発明はまた、単一
のスイッチ装置だけのサイズを負荷電流に適応させるた
めにも用い得ることは明らかである。
【００８２】さらに、本発明の原理は、図３から図５ま
でを参照して上述され、前記レギュレータは異なるスイ
ッチサイズを有する２つ以上の出力回路を選択するが、
本発明はまた、並列動作するスイッチの数を、負荷電流
の変化に応じて徐々に変えることに用い得ることは明ら
かである。さらに、駆動ルーティング装置が複数スイッ
チドライバの中から選択するところ、本発明の原理は、
単一スイッチドライバにも用い得、ドライバパス上の任
意の点で出力回路を選択できる。
【００８３】加えて、スイッチングレギュレータを逓降
およびフライバック回路構成とともに説明したが、本発
明の原理はまた、電圧昇圧および極性反転回路構成を含
む他のレギュレータ回路構成にも利用され得る。さら
に、スイッチ回路をスイッチングレギュレータにおいて
用いれる例を説明し、本発明の原理は、動作条件に応じ
てスイッチのサイズを適応させるのが望ましい任意のタ
イプのスイッチに適切に用いれ得る。
【００８４】このように、定周波数スイッチングレギュ
レータ回路において、広い電流レンジにわたり高効率を
維持する回路および方法が提供されてる。
【００８５】当業者には、本発明の原理が、限定ではな
く説明の目的で説明された上記実施態様以外でも実現さ
れ得、また本発明は、付属の請求項によってのみ限定さ
れることが理解されるであろう。
【００８６】
【発明の効果】本発明の回路では、負荷電流に応じて、
１つ以上の制御信号を発生させ、スイッチドライバ制御
信号を、出力回路中のスイッチのサイズは異なるスイッ
チへ選択的に送る。このため、特定の負荷電流レベルに
おいて最も効果的なスイッチを選択することができる。
具体的には、低負荷電流レベルにおいて、ドライバ制御
信号は、小さなスイッチ装置からなる出力回路に送られ
る。このため、ある動作周波数で、ドライバ電流損失が
小さくなり、レギュレータ効率は高くなる。高負荷電流
レベルにおいては、ドライバ制御信号は、大きなスイッ
チ装置に送られる。ある動作周波数で、ドライバ電流損
失は大きいが、低いインピーダンスであるため、レギュ
レータは、定周波数で動作する間、広い負荷電流レンジ
において、高効率を維持することができる。本発明のス
イッチング電圧レギュレータを動作させる方法において
も、ある負荷電流では、ドライバ電流損失が小さくな
り、ある負荷電流では、高効率を維持することができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のPWMおよびヒステリティック制御回路を
用いた従来技術の非同期逓降スイッチングレギュレータ
回路の略ブロック図である。
【図２】PWMおよびヒステリティック動作モード時にお
ける、図１の従来技術の高効率制御回路の誘導電流波形
の概略図である。
【図３】本発明の第１の実施態様であり、非同期逓降構
成の高効率スイッチングレギュレータ回路および方法を
示すブロック図である。
【図４】本発明の原理の第２の実施態様であり、非同期
逓降構成の高効率スイッチングレギュレータ回路および
方法を示す略ブロック図である。
【図５】本発明の原理の第３の実施態様であり、フライ
バックブーストモード、ならびに非同期および同期スイ
ッチを有する適応出力回路を用いた高効率スイッチング
レギュレータ回路および方法を示す略図である。
【符号の説明】
１３４ 「大きな」MOSFET ３００ スイッチングレギュレータ回路 ３３０ 適応出力回路 ３３５ 「小さな」MOSFET ３４０ 出力制御回路 ３５０ 制御ルーティング回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ロバート シー． ドブキン アメリカ合衆国 カリフォルニア 95030, モンテ セレノ， クリークサイド コ ート 17350 (72)発明者 カール ティー． ネルソン アメリカ合衆国 カリフォルニア 95125, サン ホセ， セトル アベニュー 1167

Claims (23)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電流を第１のノードから第２のノードに
    結合するための適応スイッチ回路であって、 該第１のノードと第２のノードとの間に結合される第１
    のスイッチ回路と、 該第１のノードと該第２のノードとの間に結合される第
    ２のスイッチ回路と、 該第１および該第２のスイッチ回路に結合され、該第１
    および該第２のスイッチ回路のうち少なくとも１つを選
    択的に動作させ、電流を該第１のノードから該第２のノ
    ードに結合する制御ルーティング回路と、を備えた、適
    応スイッチ回路。
  2. 【請求項２】 前記制御ルーティング回路が、前記適応
    スイッチによって供給される電流の大きさに応じて、前
    記第１および前記第２のスイッチ回路のうち少なくとも
    １つを選択する、請求項１に記載の適応スイッチ回路。
  3. 【請求項３】 前記第１および前記第２のスイッチ回路
    のそれぞれが、スイッチングトランジスタを有し、該第
    １のスイッチ回路の該スイッチングトランジスタが、該
    第２のスイッチ回路の該スイッチングトランジスタより
    も実質的に大きい、請求項１に記載の適応スイッチ回
    路。
  4. 【請求項４】 前記制御ルーティング回路に結合され
    た、制御信号を供給する制御回路をさらに含み、前記第
    １および前記第２のスイッチ回路のうちの前記選択され
    たスイッチ回路は、該制御信号に応じてオンまたはオフ
    され、他方のスイッチ回路はオフされている、請求項２
    に記載の適応スイッチ回路。
  5. 【請求項５】 前記適応スイッチ回路が負荷に結合され
    るように適応され、該負荷を通る電流に応じて、前記制
    御ルーティング回路が該第１および該第２のスイッチ回
    路のうち１つを選択する、請求項４に記載の適応スイッ
    チ回路。
  6. 【請求項６】 スイッチング電圧レギュレータ回路で用
    いる適応出力回路であって、該スイッチング電圧レギュ
    レータ回路が、制御信号を供給するための制御回路およ
    び出力ノードを有しており、該出力回路は、 それぞれが、第１のスイッチング素子を有し、入力電圧
    を受け取るように結合され、該出力ノードに結合される
    複数のスイッチ回路と、 該制御回路および該複数のスイッチ回路のそれぞれに結
    合される制御ルーティング回路であって、該複数のスイ
    ッチ回路のうちの少なくとも１つからなる動作する組を
    選択し、該動作する組の各スイッチ回路が、該制御信号
    に応じて、オンまたはオフされ、そして該動作する組に
    含まれない各スイッチ回路はオフされる制御ルーティン
    グ回路と、を備えた、適応出力回路。
  7. 【請求項７】 前記複数のスイッチ回路のそれぞれが、
    さらに第２のスイッチング素子およびインダクタを有
    し、該第２のスイッチング素子および該インダクタが前
    記第１のスイッチング素子に結合される、請求項６に記
    載の適応出力回路。
  8. 【請求項８】 前記複数のスイッチ回路のそれぞれの第
    １および第２のスイッチング素子が、入力電圧と接地と
    の間に直列に結合され、前記レギュレータ回路が逓降構
    成をなしている、請求項７に記載の適応出力回路。
  9. 【請求項９】 前記複数のスイッチ回路のそれぞれの第
    １のスイッチング素子が接地され、該複数のスイッチ回
    路のそれぞれのインダクタが、該複数のスイッチ回路の
    それぞれの該第１のスイッチング素子と入力電圧との間
    に結合され、前記レギュレータ回路が昇圧構成をなして
    いる、請求項７に記載の適応出力回路。
  10. 【請求項１０】 前記複数のスイッチ回路のそれぞれの
    前記第１のスイッチング素子が、前記複数のスイッチ回
    路のそれぞれの前記インダクタと入力電圧との間に結合
    され、該複数のスイッチ回路のそれぞれの前記インダク
    タが接地される、前記レギュレータ回路が極性反転構成
    をなしている、請求項７に記載の適応出力回路。
  11. 【請求項１１】 スイッチング電圧レギュレータを制御
    するための制御回路であって、該レギュレータが、(1)
    第１および第２のスイッチング素子を各々有している複
    数のスイッチ回路と、(2) 電圧の調整された電流を負荷
    へ供給する出力端子を有し、前記複数のスイッチ回路の
    それぞれに結合された出力回路とを備え、該制御回路
    が、 スイッチ制御信号を発生する信号発生回路と、 該信号発生回路および該各複数のスイッチ回路に結合さ
    れた制御ルーティング回路であって、該複数のスイッチ
    回路のうち少なくとも１つの動作する組を選択し、該複
    数のスイッチ回路の少なくとも１つ以上の動作する組中
    の該第１および第２のスイッチング素子のデューティサ
    イクルを該制御信号に応じて変化させ、該複数のスイッ
    チ回路の少なくとも１つの該選択された、該制御ルーテ
    ィング回路が、該複数のスイッチ回路の少なくとも１つ
    の該選択された動作する組に含まれない該第１および第
    ２のスイッチング素子をオフのままにする、制御ルーテ
    ィング回路とを備えた、制御回路。
  12. 【請求項１２】 前記制御ルーティング回路が、前記レ
    ギュレータによって前記負荷に供給される電流に応じ
    て、前記複数のスイッチ回路の少なくとも１つの動作す
    る組を選択する、請求項１１に記載の制御回路。
  13. 【請求項１３】 前記各複数のスイッチ回路が、さら
    に、第１のスイッチング回路および第２のスイッチング
    回路を有し、該第１および該第２のスイッチング回路は
    それぞれ、第１および第２のスイッチング素子を有し、
    該第１スイッチング回路の該第１スイッチング素子は、
    前記第２のスイッチング回路の該第１スイッチング素子
    より実質的に大きく、前記制御ルーティング回路が少な
    くとも第１および第２の駆動信号を供給し、該第１駆動
    信号が、該第１スイッチング回路の該第１スイッチング
    素子を制御し、該第２駆動信号が、該第２スイッチング
    回路の該第１スイッチング素子を制御する、請求項１２
    に記載の制御回路。
  14. 【請求項１４】 前記制御ルーティング回路が、前記レ
    ギュレータを第１または第２状態で動作するようにし、
    該第１状態は、前記複数のスイッチ回路の少なくとも１
    つの動作する組が、前記第１のスイッチ回路から成ると
    きに存在し、そして、該第２の状態は、該複数のスイッ
    チ回路の少なくとも１つの動作する組が、前記第２のス
    イッチ回路から成るときに存在する、請求項１３に記載
    の制御回路。
  15. 【請求項１５】 前記信号発生回路が、第１のフィード
    バック信号を供給するために、差動増幅器を有し、該信
    号発生回路が前記出力端子に結合され、該第１フィード
    バック信号が、該出力端子の電圧と電圧基準との差に比
    例し、前記ルーティング回路が、前記レギュレータを、
    該第１のフィードバック信号に応じて、前記第１および
    第２の状態のうち選択されたいずれかで動作させる、請
    求項１４に記載の制御回路。
  16. 【請求項１６】 前記レギュレータが、さらに、前記出
    力端子に結合される検出抵抗器を有し、該検出抵抗器
    は、該出力端子に供給される電流を示す検出電圧を発生
    させ、そして該制御ルーティング回路が該レギュレータ
    を、該検出電圧に応じて、前記第１および第２の状態の
    うちの選択されたいずれか状態で動作させる、請求項１
    ５に記載の制御回路。
  17. 【請求項１７】 前記制御ルーティング回路が、前記検
    出電圧が第１のしきい値を超える場合には、前記レギュ
    レータを、前記第１の状態で動作させ、そして該制御ル
    ーティング回路が、該検出電圧が第２のしきい値を下回
    る場合には、該レギュレータを、前記第２の状態で動作
    させる、請求項１６に記載の制御回路。
  18. 【請求項１８】 前記スイッチ制御信号が定周波数であ
    る、請求項１７に記載の制御回路。
  19. 【請求項１９】 前記スイッチ制御信号がパルス幅変調
    される、請求項１８に記載の制御回路。
  20. 【請求項２０】 前記スイッチ制御信号が、前記検出電
    圧が前記第１のフィードバック信号を超えるときにオフ
    される、請求項１９に記載の制御回路。
  21. 【請求項２１】 スイッチング電圧レギュレータを動作
    させる方法であって、該レギュレータが、(1)第１およ
    び第２のスイッチング素子を各々有する複数のスイッチ
    回路と、(2)電圧の調整された電流を負荷へ供給するた
    めに出力端子を有する出力回路とを有し、該出力回路
    が、該各複数のスイッチ回路に結合され、 該出力端子からの信号をモニタする工程と、 該モニタされた信号に応じて制御信号を発生させる工程
    と、 前記複数のスイッチ回路の少なくとも１つの動作する組
    を選択する工程と、 該出力端子を、該複数のスイッチ回路の少なくとも１つ
    の該各動作する組中の少なくとも１つの該第１および該
    第２のスイッチング素子のデューティサイクルを、該制
    御信号に応じて変化し該調整された電圧に出力端子を維
    持する工程とを有する、スイッチング電圧レギュレータ
    の動作方法。
  22. 【請求項２２】 前記選択工程が、前記負荷に供給され
    る電流に応じて、前記複数のスイッチ回路のうち１つ以
    上からなる動作する組を選択することを包含する、請求
    項２１の方法。
  23. 【請求項２３】 前記複数のスイッチ回路が第１および
    第２のスイッチング回路から成り、各該第１および該第
    ２のスイッチング回路はそれぞれ第１および第２のスイ
    ッチング素子を有し、該第１のスイッチング回路の該第
    １のスイッチング素子は、該第２のスイッチング回路の
    第１のスイッチング素子より実質的に大きく、そして前
    記選択工程は、該第１および該第２のスイッチング回路
    のうちのいずれかを選択することを包含する、請求項２
    ２の方法。
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