JPH09181780A

JPH09181780A - 変調装置

Info

Publication number: JPH09181780A
Application number: JP7335032A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Sudo; 浩章須藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-12-22
Filing date: 1995-12-22
Publication date: 1997-07-11
Anticipated expiration: 2015-12-22
Also published as: JP3369383B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ディジタル乗算器を用いないディジタル化直
交変調器を構成することによって、Ｄ／Ａ変換器の処理
速度の１／２の周波数の直交変調信号を出力することが
できるようにする。【解決手段】ディジタル帯域制限フィルタ１，２でも
って入力されたベースバンドＩ，Ｑ信号13，14に対し帯
域制限を行い、パラレル／シリアル変換器31，32と極性
反転器29，30と遅延回路33とＤ／Ａ変換器34，35とアナ
ログ加算器36によって構成されるディジタル化直交変調
器により、アナログ直交変調信号24を得る。このアナロ
グ直交変調信号24の不要周波数成分をローパスフィルタ
10で除去し、このローパスフィルタ10によって出力され
たアナログ直交変調信号25をアナログミキサー11により
局部発振信号26と混合しアップコンバートする。前記ア
ナログミキサー11によって出力されたアナログ信号27の
不要周波数成分はバンドパスフィルタ12で除去されて変
調信号28を得るものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動体
通信などの無線機に使用する変調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図11は従来の変調装置の構成を示すブロ
ック図である。図11において、１，２はベースバンド
Ｉ，Ｑ信号13，14をそれぞれ帯域制限するディジタル帯
域制限フィルタである。３，４はベースバンドＩ，Ｑ信
号とキャリア信号を乗算するディジタル乗算器、５はＳ
ＩＮ波形信号及びＣＯＳ波形信号を呼び出すカウンタ、
６はＣＯＳ波形信号を出力するＲＯＭ、７はＳＩＮ波形
信号を出力するＲＯＭ、８はベースバンドＩ，Ｑ信号を
加算する加算器、９はディジタル変調信号をアナログ変
調信号に変換するＤ／Ａ変換器であり、これらディジタ
ル乗算器３，４ないしＤ／Ａ変換器９によりディジタル
化直交変調器を構成する。

【０００３】10はアナログ変調信号の不要周波数成分を
除去するローパスフィルタ、11はローパスフィルタ10に
よって出力されたアナログ信号を局部発振信号26と混合
しアップコンバートするアナログミキサー、12はアナロ
グミキサー11によって出力されたアナログ信号の不要周
波数成分を除去するバンドパスフィルタである。

【０００４】以上のように構成された変調装置では、ま
ず、ベースバンドＩ信号13，ベースバンドＱ信号14がそ
れぞれディジタル帯域制限フィルタ１，２に入力され、
帯域制限される。次に、帯域制限されたベースバンドＩ
信号15，ベースバンドＱ信号16がそれぞれディジタル乗
算器３，４に入力される。また、サンプリング周波数ク
ロック17がカウンタ５とＤ／Ａ変換器９にそれぞれ入力
され、カウンタ５から制御信号18が出力される。この制
御信号18はＣＯＳ波形発生ＲＯＭ６とＳＩＮ波形発生Ｒ
ＯＭ７に入力され、それぞれＣＯＳ波形信号19，ＳＩＮ
波形信号20が出力され、ディジタル乗算器３，４に入力
される。帯域制限されたベースバンドＩ信号15とＣＯＳ
波形信号19はディジタル乗算器３によって乗算され、Ｉ
信号21が出力される。また、帯域制限されたベースバン
ドＱ信号16とＳＩＮ波形信号20はディジタル乗算器４に
よって乗算され、Ｑ信号22が出力される。

【０００５】次に、Ｉ信号21とＱ信号22は加算器８によ
って加算され、ディジタル変調信号23が出力される。次
に、このディジタル変調信号23はＤ／Ａ変換器９に入力
され、アナログ直交変調信号24が得られる。このアナロ
グ直交変調信号24はローパスフィルタ10によって不要周
波数成分を除去され、アナログ直交変調信号25が得られ
る。このアナログ直交変調信号25はアナログミキサー11
に入力され、局部発振信号26と混合されてアップコンバ
ートされ、アナログ信号27が得られる。最後にこのアナ
ログ信号27はバンドパスフィルタ12に入力され、不要周
波数成分を除去されることによって、変調信号28が得ら
れる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述した変調装置から
出力される変調信号は、一般的に後段部でアナログ直交
変調信号25が局部発振信号26と混合されてアナログミキ
サー11でもってアップコンバートされ、必要な信号成分
以外はバンドパスフィルタ12で除去される。しかし、ア
ナログ直交変調信号24の周波数が低くなるにつれて急峻
なバンドパスフィルタ12が要求され、バンドパスフィル
タ12の実現が困難になるため、変調装置から出力される
変調信号28の高周波化を図る必要がある。

【０００７】しかし、ディジタル化直交変調器によって
出力されるアナログ直交変調信号24の周波数はディジタ
ル乗算器３，４の演算速度で決まるため、上記の構成の
ディジタル化直交変調器では、直交変調周波数はディジ
タル乗算器３，４の処理速度の１／４が限界である。例
えば、演算ビット数を10ビットとした場合、現状の市販
10ビットディジタル乗算器の処理速度は40MHz程度が限
界であるため、直交変調信号周波数は10MHz程度が限界
であるという欠点があった。

【０００８】本発明はこのような従来の欠点を解決する
もので、Ｄ／Ａ変換器の処理速度の１／２の周波数の直
交変調信号を出力することができる変調装置を提供する
ことを目的とするものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、パラレル／シリアル変換器と極性反転器と遅
延回路とＤ／Ａ変換器とアナログ加算器によってディジ
タル化直交変調器を構成し、従来のようなディジタル乗
算器を用いずにディジタル化直交変調器を構成したもの
である。

【００１０】本発明によれば、Ｄ／Ａ変換器の処理速度
の１／２の周波数の直交変調信号を出力することができ
る。

【００１１】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態は、ディジタ
ル乗算器を用いず、パラレル／シリアル変換器と極性反
転器と遅延回路とＤ／Ａ変換器とアナログ加算器によっ
てディジタル化直交変調器が構成されている。以下、各
実施の形態について図１から図10を用いて説明する。

【００１２】（実施の形態１）図１は本発明の実施の形
態１における変調装置の構成を示すブロック図である。
図１において、１，２はベースバンドＩ，Ｑ信号13，14
をそれぞれ帯域制限するディジタル帯域制限フィルタ、
31，32は２つの系統の信号を時間順に合成して１つの系
統の信号とするパラレル／シリアル変換器(以下、Ｐ／
Ｓ変換器と記す）、29，30は入力信号に対し極性反転を
行う極性反転器、33は入力信号に対しサンプリング周期
／２だけ遅延を行う遅延回路、34，35はディジタル変調
信号をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器、36は
アナログ加算器であり、遅延回路29，30ないしアナログ
加算器36によりディジタル化直交変調器を構成する。10
はアナログ変調信号の不要周波数成分を除去するローパ
スフィルタ、11はローパスフィルタ10によって出力され
たアナログ信号を局部発振信号26と混合しアップコンバ
ートするアナログミキサー、12はアナログミキサー11に
よって出力された信号の不要周波数成分を除去するバン
ドパスフィルタである。

【００１３】図９は図１及び後述する図２ないし図８の
ディジタル化直交変調器のタイミングチャートを示すも
のである。Ａはサンプリングクロックで図１の17に対応
する。ＢはベースバンドＩ信号で図１の15に対応する。
ＣはベースバンドＱ信号で図１の16に対応する。Ｄはベ
ースバンドＩ信号を極性反転した信号で図１の37に対応
する。ＥはベースバンドＱ信号を極性反転した信号で図
１の38に対応する。ＦはＢのベースバンドＩ信号15とＤ
のベースバンドＩ信号37を極性反転した信号を時間順に
合成し１つの系統とした信号で図１の39に対応する。Ｇ
はＣのベースバンドＱ信号16とＥのベースバンドＱ信号
38を極性反転した信号を時間順に合成し１つの系統とし
た信号で図１の40に対応する。Ｈは信号Ｇをサンプリン
グ周期／２だけ遅延させた信号で図１の41に対応する。
Ｉは信号Ｆ(39)をアナログ信号に変換した信号で図１の
42に対応する。Ｊは信号Ｈ(41)をアナログ信号に変換し
た信号で図１の43に対応する。Ｋは直交変調信号で図１
の24に対応する。

【００１４】以上のように構成された変調装置では、ま
ず、ベースバンドＩ信号13、ベースバンドＱ信号14がそ
れぞれディジタル帯域制限フィルタ１，２に入力され、
帯域制限される。

【００１５】次に、帯域制限されたベースバンドＩ信号
15は、極性反転器29によって極性反転された信号37が得
られる。ベースバンドＩ信号15と信号37は、Ｐ／Ｓ変換
器31によって時間順に合成されて１つの系統の信号とさ
れ、39で示す信号Ｉl(nＴ）が得られる。この信号Ｉl(n
Ｔ)は(数１)で示される。

【００１６】

【数１】

【００１７】ただし、Ｉ(nＴ)；ベースバンドＩ信号ｋ；０，１，２…… Ｔ；サンプリング周期同様に、帯域制限されたベースバンドＱ信号16は、極性
反転器30によって極性反転された信号38が得られる。ベ
ースバンドＱ信号16と信号38は、Ｐ／Ｓ変換器32によっ
て時間順に合成されて１つの系統の信号とされ、信号40
が得られる。次に信号40は遅延回路33によってサンプリ
ング周期／２だけ遅延され、41で示す信号Ｑl(nＴ）が
得られる。この信号Ｑl(nＴ)は(数２)で示される。

【００１８】

【数２】

【００１９】ただし、Ｑ(nＴ)；ベースバンドＱ信号ｋ；０，１，２…… Ｔ；サンプリング周期次に、信号39，信号41は、それぞれＤ／Ａ変換器34，35
に入力され、アナログＩ，Ｑ信号42，43に変換される。
このアナログＩ，Ｑ信号42，43はアナログ加算器36によ
って加算され、24に示すアナログ直交変調信号Ｓ(nＴ/
２)が得られる。このアナログ直交変調信号Ｓ(nＴ/２)
は(数３)で示される。

【００２０】

【数３】

【００２１】このアナログ直交変調信号24はローパスフ
ィルタ10によって不要周波数成分を除去され、アナログ
直交変調信号25が得られる。このアナログ直交変調信号
ＳＳ(t)は(数４)で示される。

【００２２】

【数４】ＳＳ(t)＝Ｉ(t)ＣＯＳ{２π(１/２Ｔ)ｔ}＋Ｑ
(t)ＳＩＮ{２π(１/２Ｔ)ｔ} このアナログ直交変調信号25はアナログミキサー11に入
力され、局部発振信号26と混合されてアップコンバート
され、アナログ信号27が得られる。最後に、このアナロ
グ信号27はバンドパスフィルタ12に入力され、不要周波
数成分を除去されることによって、変調信号28が得られ
る。

【００２３】以上のように、ベースバンドＩ，Ｑ信号に
対し帯域制限を行うディジタル帯域制限フィルタと、パ
ラレル／シリアル変換器，極性反転器，遅延回路，Ｄ／
Ａ変換器，アナログ加算器によって構成されるディジタ
ル化直交変調器と、このディジタル化直交変調器からの
直交変調信号の不要周波数成分を除去するローパスフィ
ルタと、前記ローパスフィルタによって出力されたアナ
ログ信号を局部発振信号と混合しアップコンバートする
アナログミキサーと、前記アナログミキサーによって出
力されたアナログ信号の不要周波数成分を除去するバン
ドパスフィルタとから変調装置を構成し、Ｄ／Ａ変換器
の処理速度の１／２の周波数の直交変調信号を出力する
ことができる。

【００２４】一例として演算ビット数を10ビットとした
場合、現状の市販ディジタル乗算器の演算速度は40MHz
程度であり、市販Ｄ／Ａ変換器の処理速度は400MHz程度
である。したがって、従来構成では直交変調周波数は10
MHz程度が限界であったが、実施の形態１では、直交変
調周波数を200MHz程度とすることができ、従来構成の20
倍程度の周波数の直交変調信号を得ることができる。

【００２５】（実施の形態２）図２は本発明の実施の形
態２における変調装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態２が実施の形態１と異なるところは、ア
ナログ信号27に対し帯域制限を行うアナログ帯域制限フ
ィルタ44を後段に備え、前段にあったベースバンドＩ，
Ｑ信号13，14のディジタル帯域制限フィルタ１，２を除
いた構成にある。その他、図１と同じ機能のブロック，
信号等については同一符号を付して、詳しい説明は省略
する。

【００２６】次に、実施の形態２の動作を図２を用いて
説明すると、アナログ信号27を得るまでは、前記実施の
形態１と同じである。アナログ信号27はアナログ帯域制
限フィルタ44によって帯域制限され、変調信号28が得ら
れる。

【００２７】以上のように本実施の形態２は、後段部に
おいて帯域制限フィルタを用いて帯域制限を行うことに
よって、演算ビット数を削減し、さらにディジタル化直
交変調器の高速化と直交変調信号の高周波化を図ること
ができる。

【００２８】（実施の形態３）図３は本発明の実施の形
態３における変調装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態３が実施の形態１(図１)と異なるところ
は、アナログ直交変調信号24の高次高調波成分を希望信
号として取り出し、不要周波数成分を除去するバンドパ
スフィルタ45を備えた構成にある。その他、図１と同じ
機能のブロック，信号等については同一符号を付して、
詳しい説明は省略する。

【００２９】次に、実施の形態３の動作を図３を用いて
説明すると、アナログ直交変調信号24を得るまでは、前
記実施の形態１と同じである。アナログ直交変調信号24
はバンドパスフィルタ45によって高次高調波成分を希望
信号として取り出され、不要周波数成分を除去され、ア
ナログ直交変調信号25が得られる。このアナログ直交変
調信号25はアナログミキサー11に入力され、局部発振信
号26と混合されてアップコンバートされ、アナログ信号
27が得られる。このアナログ信号27はバンドパスフィル
タ12に入力され、不要周波数成分を除去されることによ
って、変調信号28が得られる。

【００３０】以上のように本実施の形態３は、アナログ
直交変調信号の高次高調波成分を希望信号とすることに
よって、さらに直交変調信号の高周波化を図ることがで
きる。

【００３１】（実施の形態４）図４は本発明の実施の形
態４における変調装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態４が実施の形態１(図１)と異なるところ
は、アナログ直交変調信号24の折り返し雑音成分を希望
信号として取り出し、不要周波数成分を除去するバンド
パスフィルタ48と、入力信号に対し極性反転を行う極性
反転器46，47を備えた構成にある。その他、図１と同じ
機能のブロック，信号等については同一符号を付して、
詳しい説明は省略する。

【００３２】次に実施の形態４の動作を図４を用いて説
明すると、パラレル／シリアル変換器31，32からの信号
39，41を得るまでは前記実施形態１(図１)と同じであ
る。この信号39，41はそれぞれ極性反転器46，47によっ
て極性反転され、それぞれ信号49，50が得られる。次に
信号49，50は、それぞれＤ／Ａ変換器34，35に入力され
アナログＩ，Ｑ信号42，43に変換される。このアナログ
信号42，43はアナログ加算器36によって加算され、アナ
ログ直交変調信号24が得られる。

【００３３】アナログ直交変調信号24はバンドパスフィ
ルタ48によって折り返し雑音成分を希望信号として取り
出され、不要周波数成分を除去され、アナログ直交変調
信号25が得られる。ここで、折り返し雑音成分は、基本
波成分を極性反転した信号であるため、折り返し雑音成
分を取り出すことにより、直交変調信号を取り出すこと
ができる。

【００３４】アナログ直交変調信号25はアナログミキサ
ー11に入力され、局部発振信号26と混合されてアップコ
ンバートされ、アナログ信号27が得られる。最後にアナ
ログ信号27はバンドパスフィルタ12に入力され、不要周
波数成分を除去されることによって、変調信号28が得ら
れる。

【００３５】以上のように本実施の形態４は、アナログ
直交変調信号の折り返し雑音成分を希望信号とすること
によって、さらに直交変調信号の高周波化を図ることが
できる。

【００３６】（実施の形態５）図５は本発明の実施の形
態５における変調装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態５が実施の形態１(図１)と異なるところ
は、アナログミキサー11の代わりに、アップコンバート
後に生じるイメージ波を減衰させることができるイメー
ジ除去ミキサー51を備えた構成にある。その他、図１と
同じ機能のブロック，信号等については同一符号を付し
て、詳しい説明は省略する。

【００３７】次に実施の形態５の動作を図５を用いて説
明すると、アナログ直交変調信号25を得るまでは、前記
実施の形態１と同じである。このアナログ直交変調信号
25はイメージ除去ミキサー51に入力され、局部発振信号
26と混合されてアップコンバートされ、アナログ信号27
が得られる。

【００３８】図５に示すイメージ除去ミキサー51の構成
を図10を用いて説明する。まず、局部発振信号26は90度
移相器52とアナログミキサー53に入力され、90度移相器
52からは信号57が得られる。次にアナログ直交変調信号
25はアナログミキサー53，54に入力され、それぞれ局部
発振信号26，信号57がミキシングされてアップコンバー
トされ、それぞれ信号58と信号59が得られる。次に、信
号59は−90度移相器55よって90度移相され、信号60が得
られる。最後に信号58と信号60はアナログ加算器56によ
って加算され、アナログ信号27が得られる。

【００３９】イメージ除去ミキサー51をアップミキサー
として用いることにより、アップコンバート後に生じる
イメージ波を減衰させることができる。このイメージ除
去ミキサーは原理的にはアナログ直交変調器と同じであ
るため、イメージ波を30dB程度は減衰できる。

【００４０】次に図５に戻りアナログ信号27はバンドパ
スフィルタ12は入力され、不要周波数成分を除去される
ことによって変調信号28が得られる。

【００４１】以上のように本実施の形態５は、イメージ
除去ミキサーをアップミキサーとして用いることによ
り、実施の形態１(図１)の構成よりも直交変調周波数を
低減することができるとともに、さらに消費電力の削減
を図ることができる。

【００４２】（実施の形態６）図６は本発明の実施の形
態６における変調装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態６が実施の形態２(図２)と異なるところ
は、アナログミキサー11の代わりに、アップコンバート
後に生じるイメージ波を減衰させることができるイメー
ジ除去ミキサー51を備えた構成にある。その他、図２と
同じ機能のブロック，信号等については同一符号を付し
て、詳しい説明は省略する。

【００４３】次に実施の形態６の動作を図６を用いて説
明すると、アナログ直交変調信号25を得るまでは、前記
実施の形態２と同じである。このアナログ直交変調信号
25はイメージ除去ミキサー51に入力され、局部発振信号
26と混合されてアップコンバートされ、アナログ信号27
が得られる。イメージ除去ミキサー51は前記実施の形態
５と同様に図10に示す構成で実現できる。イメージ除去
ミキサー51をアップミキサーとして用いることにより、
アップコンバート後に生じるイメージ波を減衰させるこ
とができる。このイメージ除去ミキサーは原理的にはア
ナログ直交変調器と同じであるため、イメージ波を30dB
程度は減衰できる。

【００４４】次にアナログ信号27はアナログ帯域制限フ
ィルタ44に入力され、帯域制限されることによって、変
調信号28が得られる。

【００４５】以上のように本実施の形態６は、イメージ
除去ミキサーをアップミキサーとして用いることによ
り、実施の形態２(図２)の構成よりも直交変調周波数を
低減することができるとともに、さらに消費電力の削減
を図ることができる。

【００４６】（実施の形態７）図７は本発明の実施の形
態７における変調装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態７が実施の形態３(図３)と異なるところ
は、アナログミキサー11の代わりに、アップコンバート
後に生じるイメージ波を減衰させることができるイメー
ジ除去ミキサー51を備えた構成にある。その他、図３と
同じ機能のブロック，信号等については同一符号を付し
て、詳しい説明は省略する。

【００４７】次に実施の形態７の動作を図７を用いて説
明すると、アナログ直交変調信号25を得るまでは、前記
実施の形態３と同じである。このアナログ直交変調信号
25はイメージ除去ミキサー51に入力され、局部発振信号
26と混合されてアップコンバートされ、アナログ信号27
が得られる。イメージ除去ミキサー51は前記実施の形態
５と同様に図10に示す構成で実現できる。イメージ除去
ミキサー51をアップミキサーとして用いることにより、
アップコンバート後に生じるイメージ波を減衰させるこ
とができる。このイメージ除去ミキサーは原理的にはア
ナログ直交変調器と同じであるため、イメージ波を30dB
程度は減衰できる。

【００４８】アナログ信号27はバンドパスフィルタ12に
入力され、不要周波数成分を除去されることによって、
変調信号28が得られる。

【００４９】以上のように本実施の形態７は、イメージ
除去ミキサーをアップミキサーとして用いることによ
り、実施の形態３(図３)の構成よりも直交変調周波数を
低減することができるとともに、さらに消費電力の削減
を図ることができる。

【００５０】（実施の形態８）図８は本発明の実施の形
態８における変調装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態８が実施の形態４(図４)と異なるところ
は、アナログミキサー11の代わりに、アップコンバート
後に生じるイメージ波を減衰させることができるイメー
ジ除去ミキサー51を備えた構成にある。その他、図４と
同じ機能のブロック，信号等については同一符号を付し
て、詳しい説明は省略する。

【００５１】次に実施の形態８の動作を図８を用いて説
明すると、アナログ直交変調信号25を得るまでは、前記
実施の形態４と同じである。このアナログ直交変調信号
25はイメージ除去ミキサー51に入力され、局部発振信号
26と混合されてアップコンバートされ、アナログ信号27
が得られる。イメージ除去ミキサー51は前記実施の形態
５と同様に図10に示す構成で実現できる。イメージ除去
ミキサー51をアップミキサーとして用いることにより、
アップコンバート後に生じるイメージ波を減衰させるこ
とができる。このイメージ除去ミキサーは原理的にはア
ナログ直交変調器と同じであるため、イメージ波を30dB
程度は減衰できる。

【００５２】アナログ信号27はバンドパスフィルタ12に
入力され、不要周波数成分を除去されることによって、
変調信号28が得られる。

【００５３】以上のように本実施の形態８は、イメージ
除去ミキサーをアップミキサーとして用いることによ
り、実施の形態４(図４)の構成よりも直交変調周波数を
低減することができるとともに、さらに消費電力の削減
を図ることができる。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、パラレル
／シリアル変換器，極性反転器，遅延回路，Ｄ／Ａ変換
器，アナログ加算器によってディジタル化直交変調器を
構成し、ディジタル乗算器を用いずにディジタル化直交
変調器を構成することによって、Ｄ／Ａ変換器の処理速
度の１／２の周波数の直交変調信号を出力することがで
きる。

【００５５】また、演算ビット数を10ビットとした場
合、現状の市販ディジタル乗算器の演算速度は40MHz程
度であり、市販のＤ／Ａ変換器の処理速度は400MHz程度
である。従って、従来構成では直交変調周波数は100MHz
程度が限界であったが、本発明では、直交変調周波数を
200MHz程度とすることができ、従来構成の20倍程度の周
波数の直交変調信号を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１における変調装置の構成
を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態２における変調装置の構成
を示すブロック図である。

【図３】本発明の実施の形態３における変調装置の構成
を示すブロック図である。

【図４】本発明の実施の形態４における変調装置の構成
を示すブロック図である。

【図５】本発明の実施の形態５における変調装置の構成
を示すブロック図である。

【図６】本発明の実施の形態６における変調装置の構成
を示すブロック図である。

【図７】本発明の実施の形態７における変調装置の構成
を示すブロック図である。

【図８】本発明の実施の形態８における変調装置の構成
を示すブロック図である。

【図９】図１ないし図８のディジタル化直交変調器のタ
イミングチャートである。

【図１０】本発明の実施の形態５〜６における変調装置
を構成するイメージ除去ミキサーの構成図である。

【図１１】従来の変調装置の構成を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

１，２…ディジタル帯域制限フィルタ、 10…ローパス
フィルタ、 11，53，54…アナログミキサー、 12，4
5，48…バンドパスフィルタ、 13…ベースバンドＩ信
号、 14…ベースバンドＱ信号、 15…帯域制限された
ベースバンドＩ信号、 16…帯域制限されたベースバン
ドＱ信号、 17…サンプリング周波数クロック、 24…
アナログ直交変調信号、 25…アナログ直交変調信号24
の不要周波数成分を除去したアナログ直交変調信号、
26…局部発振信号、 27…アナログ直交変調信号24のア
ップコンバートしたアナログ信号、 28…変調信号、
29，30，46，47…極性反転器、 31，32…パラレル／シ
リアル変換器、 33…遅延回路、 34，35…Ｄ／Ａ変換
器、 36，56…アナログ加算器、 37…ベースバンドＩ
信号を極性反転した信号、 38…ベースバンドＱ信号を
極性反転した信号、 39…Ｉ信号とＩ信号を極性反転し
た信号を時間順に合成し１つの系統にした信号、40…Ｑ
信号とＱ信号を極性反転した信号を時間順に合成し１つ
の系統にした信号、 41…信号40をサンプリング周期／
２だけ遅延させた信号、 42…アナログＩ信号、 43…
アナログＱ信号、 44…アナログ帯域制限フィルタ、
49…信号39を極性反転した信号、 50…信号51を極性反
転した信号、 51…イメージ除去ミキサー、 52…90度
移相器、 55…−90度移相器、 57…局部発振信号26を
90度移相した信号、 58…信号25と信号26をミキシング
した信号、 59…信号25と信号57をミキシングした信
号、 60…信号59を−90度移相した信号。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ベースバンドＩ，Ｑ信号に対し帯域制限
を行うディジタル帯域制限フィルタと、前記ディジタル
帯域制限フィルタからの出力信号の極性反転を行う極性
反転器、前記ディジタル帯域制限フィルタ及び極性反転
器から信号を時間順に合成して１系統の信号とするパラ
レル／シリアル変換器、前記ベースバンドＱ信号のパラ
レル／シリアル変換器からの出力信号をサンプリング周
期／２だけ遅延を行う遅延回路、前記遅延回路からのベ
ースバンドＱ信号及び前記パラレル／シリアル変換器か
らのベースバンドＩ信号のディジタル信号をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器、前記アナログ変換されたベ
ースバンドＩ，Ｑ信号の加算を行い直交変調信号を得る
アナログ加算器にて構成されるディジタル化直交変調器
と、前記ディジタル化直交変調器からの直交変調信号の
不要周波数成分を除去するローパスフィルタと、前記ロ
ーパスフィルタによって出力されたアナログ信号を局部
発振信号と混合しアップコンバートするアナログミキサ
ーと、前記アナログミキサーによって出力されたアナロ
グ信号の不要周波数成分を除去してアナログ変調信号を
得るバンドパスフィルタとを有することを特徴とする変
調装置。
【請求項２】前記アナログミキサーからのアナログ信
号に対し帯域制限を、前記アナログミキサーの後段にお
いてアナログ帯域制限フィルタを用いて行うことを特徴
とする請求項１記載の変調装置。
【請求項３】ベースバンドＩ，Ｑ信号に対し帯域制限
を行うディジタル帯域制限フィルタと、前記ディジタル
帯域制限フィルタからの出力信号の極性反転を行う極性
反転器、前記ディジタル帯域制限フィルタ及び極性反転
器から信号を時間順に合成して１系統の信号とするパラ
レル／シリアル変換器、前記ベースバンドＱ信号のパラ
レル／シリアル変換器からの出力信号をサンプリング周
期／２だけ遅延を行う遅延回路、前記遅延回路からのベ
ースバンドＱ信号及び前記パラレル／シリアル変換器か
らのベースバンドＩ信号のディジタル信号をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器、前記アナログ変換されたベ
ースバンドＩ，Ｑ信号の加算を行い直交変調信号を得る
アナログ加算器にて構成されるディジタル化直交変調器
と、前記ディジタル化直交変調器からの直交変調信号に
対し高次高調波成分を希望信号として取り出し、不要周
波数成分を除去するバンドパスフィルタと、前記バンド
パスフィルタによって出力されたアナログ信号を局部発
振信号と混合しアップコンバートするアナログミキサー
と、前記アナログミキサーによって出力されたアナログ
信号の不要周波数成分を除去するバンドパスフィルタと
を有することを特徴とする変調装置。
【請求項４】ベースバンドＩ，Ｑ信号に対し帯域制限
を行うディジタル帯域制限フィルタと、前記ディジタル
帯域制限フィルタからの出力信号の極性反転を行う極性
反転器、前記ディジタル帯域制限フィルタ及び極性反転
器から信号を時間順に合成して１系統の信号とするパラ
レル／シリアル変換器、前記ベースバンドＱ信号のパラ
レル／シリアル変換器からの出力信号をサンプリング周
期／２だけ遅延を行う遅延回路、前記遅延回路からのベ
ースバンドＱ信号及び前記パラレル／シリアル変換器か
らのベースバンドＩ信号のディジタル信号を極性反転す
る極性反転器、前記極性反転器からのディジタル信号を
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、前記アナログ変
換されたベースバンドＩ，Ｑ信号の加算を行い直交変調
信号を得るアナログ加算器にて構成されるディジタル化
直交変調器と、前記ディジタル化直交変調器からの直交
変調信号の不要周波数成分を除去するバンドパスフィル
タと、前記バンドパスフィルタによって出力されたアナ
ログ信号を局部発振信号と混合しアップコンバートする
アナログミキサーと、前記アナログミキサーによって出
力されたアナログ信号の不要周波数成分を除去してアナ
ログ変調信号を得るバンドパスフィルタとを有すること
を特徴とする変調装置。
【請求項５】イメージ除去ミキサーをアップコンバー
ト用ミキサーとして用いることを特徴とする請求項１記
載の変調装置。
【請求項６】イメージ除去ミキサーをアップコンバー
ト用ミキサーとして用いることを特徴とする請求項２記
載の変調装置。
【請求項７】イメージ除去ミキサーをアップコンバー
ト用ミキサーとして用いることを特徴とする請求項３記
載の変調装置。
【請求項８】イメージ除去ミキサーをアップコンバー
ト用ミキサーとして用いることを特徴とする請求項４記
載の変調装置。