JPH09200057A

JPH09200057A - 符号情報処理装置

Info

Publication number: JPH09200057A
Application number: JP8028608A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Tanaka; 美昭田中
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1996-01-23
Filing date: 1996-01-23
Publication date: 1997-07-31

Abstract

(57)【要約】【課題】ノイズシェーピング処理する場合に高域のノ
イズレベルの増加を防止して全帯域において良好な量子
化ノイズを実現する。【解決手段】入力端子１を介して入力したＰＣＭデジ
タルオーディオ信号等の符号情報がノイズシェーピング
回路２とＨＰＦ４に印加され、ノイズシェーピング回路
２により処理された信号の高周波成分がＬＰＦ３により
除去され、この低域信号とＨＰＦ４により低周波成分が
除去されてビット数変換部７によりビットが増加した高
域信号が加算器５により加算される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＣＭデジタルオ
ーディオ信号等の符号情報をノイズシェーピング処理す
ることにより、低い領域の量子化ノイズを低減させる符
号情報処理装置に関し、特に１６ビットのＰＣＭ信号を
２０ビット程度まで解像度を高める場合に好適な符号情
報処理装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ノイズシェーピングとは、例えば特開平
４−７２９０６号公報、特開平７−１５２８１号公報に
示されるようにデジタル信号の量子化ノイズの振幅−周
波数特性を聴覚感度特性に合わせて変形し、感度の良い
中低域のノイズを減らし、その分、感度の悪い高域のノ
イズを増やすことにより聴感的にノイズを低減させる方
法である。図２７はノイズシェーピングしない場合とノ
イズシェーピングした場合の各量子化ノイズを示してい
る。デジタルオーディオデータの量子化ノイズレベル
（図のノイズシェーピングなし）は量子化ビット数によ
って決まり、また、そのノイズのスペクトラムは周波数
に対して均一になる。これに対し、１次のノイズシェー
ピングでは、ノイズのスペクトラムは微分特性になり、
低域のノイズレベルは処理前より改善されるが、その代
わりに高域のノイズレベルが増える。また、２次のノイ
ズシェーピングではこの傾向が顕著になる。

【０００３】したがって、ノイズシェーピングでは低域
のノイズを減らす程、高域のノイズが増えて可聴帯域全
体に渡ってノイズレベルを下げることができないので、
従来の方法では、図２８に示すように３ｋＨｚから４ｋ
Ｈｚでは人間の耳の感度は良く、１５ｋＨｚ以上では悪
いという点に着目し、量子化ノイズを聞こえにくくする
ためにはノイズレベルを人間の耳の感度が良い領域で十
分下げるようにしている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、人間の耳で
は２０ｋＨｚ以上の高周波成分は聞こえないと言われて
いる。これを基にデジタルオーディオ機器のサンプリン
グ周波数はＣＤの場合には４４．１ｋＨｚに、ＤＡＴの
場合には４８ｋＨｚに設定されているが、２０ｋＨｚ以
上の高周波成分が聞こえる人間も存在し、また、近年で
は音楽の２０ｋＨｚ以上の成分が脳波のα波を活性化さ
せて音質の知覚にも影響するという報告がある。特に、
バースト入力などによる動特性のＳ／Ｎ差が聴感に現れ
るとされている。

【０００５】したがって、現行のＣＤやＤＡＴよりも広
い周波数帯域を必要とする場合、従来のノイズシェーピ
ングでは高域のノイズレベルが増えるのでＳ／Ｎ比が悪
化するという問題点がある。

【０００６】本発明は上記従来の問題点に鑑み、ノイズ
シェーピング処理する場合に高域のノイズレベルの増加
を防止して全帯域において良好な量子化ノイズを実現す
ることができる符号情報処理装置を提供することを目的
とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、ノイズシェーピング処理により量子化ノイ
ズが低減した低域帯域と、ノイズシェーピング処理され
ず且つビット数を増加させた高域帯域を合成するように
したものである。すなわち本発明によれば、符号情報を
ノイズシェーピング処理して量子化ノイズを低減するノ
イズシェーピング手段と、前記ノイズシェーピング手段
により処理された信号の内、ノイズシェーピング処理に
より量子化ノイズが低減した低域帯域を通過させるロー
パスフィルタと、前記符号情報の内、前記ローパスフィ
ルタが通過しない高域帯域を通過させるハイパスフィル
タと、前記ハイパスフィルタを通過した帯域の信号のビ
ット数を増加するビット数増加手段と、前記ローパスフ
ィルタを通過した帯域の信号と前記ビット数増加手段に
よりビット数が増加した信号を合成する合成手段とを有
する符号情報処理装置が提供される。また、前記ローパ
スフィルタとハイパスフィルタはそれぞれ各入力信号を
サブバンドに分割する第１、第２のＱＭＦ分割部であ
り、前記合成手段は前記第１のＱＭＦ分割部により分割
されたサブバンドの内、ノイズシェーピング処理により
量子化ノイズが低減した低域のサブバンドと、前記第２
のＱＭＦ分割部により分割されたサブバンドの内、前記
ビット数増加手段によりビット数が増加した他の高域の
サブバンドを合成することを特徴とする。また、前記符
号情報はオーディオ信号であって、前記ノイズシェーピ
ング手段は、聴感特性に応じた周波数特性を有すること
を特徴とする。

【０００８】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。図１は本発明に係る符号情
報処理装置の一実施形態を示すブロック図、図２は図１
のノイズシェーピング回路の処理を説明するための等価
回路図、図３は図１及び図２のノイズシェーピング回路
の特性を示すグラフ、図４は図１のローパスフィルタ及
びハイパスフィルタの特性と、ローパスフィルタとビッ
ト数変換部の出力信号を加算した場合の特性を示すグラ
フである。

【０００９】図１において、入力端子１を介して入力し
たＰＣＭデジタルオーディオ信号等の符号情報は、図２
に詳しく示すノイズシェーピング回路２とハイパスフィ
ルタ（ＨＰＦ）４に印加される。そして、ノイズシェー
ピング回路２により処理された信号の高周波成分がロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）３により除去され、この低域信
号とＨＰＦ４により低周波成分が除去されてビット数変
換部７によりビット数が増加した高域信号が加算器５に
より加算され、出力端子６を介して出力される。

【００１０】図２及び図３を参照してノイズシェーピン
グ回路２について説明する。ノイズシェーピング回路２
は量子化ノイズｅのスペクトルｅ（ω）（但し：ωは角
周波数）を聴覚特性に合わせて変形し、耳の感度の良い
中低域のノイズを減らし、その分感度の悪い高域のノイ
ズを増やして聴感的にノイズを減らすように構成され、
図２に示すように減算器１１１、加算器１１２、量子化
器１１３、減算器１１４及びフィードバックフィルタ１
１５より成る等価回路で表すことができる。

【００１１】図２において、先ず、ディザについて説明
すると、一般に信号レベルが低い場合には量子化波形は
矩形波状になり、そのスペクトルには信号の高調波成分
の量子化歪みが発生する。そこで、これを防止するため
に信号に微妙なディザノイズを加えた後（加算器１１
２）に量子化（量子化器１１３）することにより、量子
化ノイズｅを平坦なスペクトルに補正することができ
る。さらに、ディザを付加することにより階段状の非線
形の量子化特性が線形化されるので、量子化ステップ幅
より小振幅の信号を生成することができる。なお、ディ
ザの分だけノイズが増えるが、再生側でディジタルオー
ディオデータ列そのものからディザを発生する自己ディ
ザを用いることによりディザを減算することができる。

【００１２】ディザを含む量子化ノイズｅをフィルタＨ
（ｚ）を通して減算器１１１にフィードバックすると、
シェーピング後の量子化ノイズのスペクトルｅ’（ω）
はｅ’（ω）＝〔１−Ｈ（ω）〕ｅ（ω）となる。そして、適当なディザが付加されていれば量子
化ノイズｅのスペクトルｅ（ω）は平坦であるので、シ
ェーピング後の量子化ノイズのスペクトルｅ’（ω）
は、｜１−Ｈ（ω）｜により重み付けされたものとな
る。

【００１３】したがって、所望のシェーピング特性｜１
−Ｈ（ω）｜に基づいてフィードバックフィルタＨ
（ｚ）を設計することができる。また、特性Ｈ（ω）を
アダプティブフィルタ（可変フィルタ）により可変的に
制御することができる。図３は一例として３２タップの
ＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィルタを用いて最小
可聴閾値特性に合わせたシェーピング特性を示し、量子
化ノイズは略１５ｋＨｚ以下の帯域で且つ略４ｋＨｚで
最も強く減少しているが、略１５ｋＨｚ以上の帯域では
増加している。

【００１４】そこで、図４（ａ）に示すようにローパス
フィルタ（ＬＰＦ）３は、ノイズシェーピング回路２に
より処理された信号の略１５ｋＨｚ以下の帯域を通過さ
せて略１５ｋＨｚ以上の帯域をカットする特性を有し、
また、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４は逆に略１５ｋＨ
ｚ以上の帯域を通過させて略１５ｋＨｚ以下の帯域をカ
ットする特性を有する。したがって、図４（ｂ）に示す
ようにこれらのＬＰＦ３を通過した低域信号と、ビット
数変換部７によりビット数が増加した高域信号を合成し
た信号の量子化ノイズは、全帯域で減少させることがで
きる。

【００１５】図５はノイズシェーピング回路２における
ディザの付加によるノイズ増加を防止するために埋め込
みデータチャネルを用いた変形例を示している。この回
路は等価的に減算器１１１、１１２ａ、１６−ｂビット
量子化器１１３ａ、減算器１１４、フィードバックフィ
ルタ１１５、ランダマイザ１１６及び加算器１１７によ
り表すことができる。前述したようにノイズシェーピン
グにより聴感上の量子化ノイズを低減させることができ
るので、低域信号は１６−ｂビットで量子化し、下位ｂ
ビットにＡＤＰＣＭ符号化された高域信号を付加データ
として埋め込む（加算器１１７）。

【００１６】この場合、付加データをランダマイズ（ラ
ンダマイザ１１６）してディザとして使用し、１６−ｂ
ビット量子化器１１３ａの前で信号から減算（減算器１
１２ａ）するとともに、量子化後のデータに同じディザ
を加算（加算器１１７）することによりディザ成分がキ
ャンセルされる。したがって、エンコードされた１６ビ
ットデータを再生すると、１６−ｂビットでノイズシェ
ーピング量子化された低域信号が得られ、また、１６ビ
ットデータの下位ｂビットはディザであるのでこれを取
り出して逆ランダマイズすれば付加データが得られる。
このような技術は例えばＭ．Ａ．Ｇｅｒｚｏｎａｎｄ
Ｐ．Ｇ．Ｃｒａｖｅｎ，“ＡＨｉｇｈＲａｔｅ
ＢｕｒｉｅｄＤａｔａＣｈａｎｎｅｌｆｏｒＡ
ｕｄｉｏＣＤ，”（オーディオＣＤ用高レートベリード
データチャネル）９４回ＡＥＳコンベンション、ベ
ルリン大会１９９３春、により知られている。

【００１７】図６はＬＰＦ３、ＨＰＦ４としてＱＭＦ
（直交ミラーフィルタ：Quadrature Mirror Filter）分
割部３ａ、４ａを用い、加算器５としてＱＭＦ合成部５
ａを用いた例を示している。ＱＭＦ分割部３ａ、４ａは
入力信号をｎ個のサブバンドに分割し、ＱＭＦ合成部５
ａはＱＭＦ分割部３ａにより分割された低域のサブバン
ドと、ＱＭＦ４ａ分割部により分割されてビット数変換
部７によりビット数が増加した高域のサブバンドを合成
する。

【００１８】図７（ａ）はＱＭＦ合成部５ａにより合成
された信号のノイズレベルを示し、図７（ｂ）はサブバ
ンドを示している。図７は一例としてＤＣ〜２４ｋＨｚ
の帯域を２ｋＨｚ単位で１２個のサブバンドに分割し、
ＱＭＦ分割部３ａにより分割された１４ｋＨｚ以下のサ
ブバンドとＱＭＦ分割部４ａにより分割されてビット数
変換部７によりビット数が増加した１４ｋＨｚ以上のサ
ブバンドを合成した場合を示し、量子化ノイズを全帯域
で減少させることができる。なお、サブバンド数Ｍ＝１
２は一例であって他の個数、例えば２４に分割するよう
にしてもよい。

【００１９】次に、図８〜図２６を参照してビット変換
部７について詳しく説明する。図８に示すビット変換部
７は１サブバンド分を示し、遅延回路１０３と、加算回
路１０４と、図９に詳しく示す信号波形の変化態様の検
出部１０５と、図１０に詳しく示す（Ｋ−Ｎ）ビット信
号発生部１０６と、可変遅延部１０７と遅延信号発生部
１０８により構成され、ＮビットをＫビットに増加す
る。なお、例えばＮは１６、Ｋは２０、（Ｋ−Ｎ）は４
である。図９に示す信号波形の変化態様の検出部１０５
は概略的に、信号波形変化情報の発生部５１と、信号波
形変化態様情報の発生部５２と信号波形変化の間隔情報
の発生部５３により構成されている。

【００２０】信号波形変化情報の発生部５１はＤ型フリ
ップフロップ（ＤＦＦ）９と、マグニチュードコンパレ
ータ１０と、排他的論理和回路１１とアンド回路１２を
有し、信号波形変化態様情報の発生部５２はＤＦＦ１３
〜１５と排他的論理和回路１６、１７を有する。信号波
形変化の間隔情報の発生部５３はアドレスカウンタ１８
と、ＤＦＦ１９〜２１と、減算器２２、２３と比較器２
４を有する。（Ｋ−Ｎ）ビット信号発生部１０６は図１
０に詳しく示すように、極値区間の波形データ発生部４
８と、Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行う演算部４
９と、インバータ５６と、極値区間以外の波形データ発
生部５４と、セレクタ５７、５８と、制御回路５５とＯ
Ｒ回路５９を有する。

【００２１】次に、図１３〜図１７、図２１〜図２４を
参照して上記ビット数変換部７の構成及び動作原理を詳
しく説明する。図１３において点ａ〜ｎをａ→ｂ→ｃ→
ｄ→ｅ→ｆ→ｇ→ｈ→ｉ→ｊ→ｋ→ｌ→ｍ→ｎのように
太線で結んだ曲線Ｓは、アナログ信号を所定の標本化周
期Ｔｓ（＝標本化周波数ｆｓの逆数）毎に２のＮ乗分の
１の分解能、すなわちＮビットの１ＬＳＢの分解能で標
本化して量子化した場合のデジタル値の変化の状態を示
し、曲線Ｓが示すデジタル値を発生させる原アナログ信
号は、図の破線で示すように曲線Ｓを囲む領域に存在す
る。なお、図１３におけるタイミングｔ１、ｔ２、ｔ３
〜は標本化周期Ｔｓ毎の標本化時点を示している。

【００２２】ここで、デジタル信号に変換して得られた
Ｎビットの符号情報を得るのに用いられたアナログ信号
と、前記Ｎビットの符号情報を復元して得られるアナロ
グ信号の間には、２のＮ乗分の１の分解能の１ＬＳＢに
対して±０．５ＬＳＢの誤差が存在する。この点は、Ｎ
ビットの符号情報をＱＭＦ分割部３ａ、４ａにより複数
のサブバンドのＮビットの符号情報（実質的にデシメー
ションが施された状態の帯域分割Ｎビットの符号情報）
を復元して得られたアナログ信号と、前述した個別のサ
ブバンドのＮビットの符号情報が属する周波数帯域に対
応する個別の周波数帯域におけるアナログ信号との間に
関しても同様である。なお、以下の説明では、「帯域Ｎ
ビットの符号情報」、「サブバンドのＮビットの符号情
報」を単に「Ｎビットの符号情報」のように記載するこ
ともある。

【００２３】ビット数変換部７は、アナログ信号を２の
Ｎ乗分の１の分解能で量子化したＮビットの符号情報に
ビット数変換を施し、Ｋ＞Ｎの関係にあるＫビットの符
号情報を得るために、「Ｎビットの符号情報」の値が時
間軸上において順次増加傾向、又は順次減少傾向を示し
て変化している場合には、標本化周期Ｔｓ毎のＮビット
の符号情報の値が同一の状態で続いた期間（区間）の長
さ（標本化周期Ｔｓの数）と、前記期間に隣接していて
前記期間におけるＮビットの符号情報の値に対して、２
のＮ乗分の１の分解能ＬＳＢだけ異なるＮビットの符号
情報が標本化周期Ｔｓ毎のＮビットの符号情報として続
いた期間（区間）の長さと比較する。

【００２４】そして、前述した隣接する２つの区間の期
間長がお互いに異なる場合には、前述した隣接する２つ
の区間の期間長の短い方の区間の中点と、期間長が長い
方の区間における前記２つの区間の境界から前記短い期
間長の１／２と対応する位置の点とを結ぶ直線を表すこ
とができる（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させ
る。

【００２５】また、前述した隣接する２つの区間が同一
の期間長の場合には、前記２つの区間におけるお互いの
区間の中点間を結ぶ直線を表すことができる（Ｋ−Ｎ）
ビットの付加符号情報を発生させる。そして、その付加
符号情報をＮビットの符号情報の最下位桁に連続させて
Ｋビットの符号情報を生成する。また、前述したＮビッ
トの符号情報の値が、極値に対応している区間における
Ｎビットの符号情報である場合には、その区間の期間長
に対応して予め定められた（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号
情報を、Ｎビットの符号情報の最下位桁に連続させてＫ
ビットの符号情報を生成する。

【００２６】図１４（ａ）及び図２１（ａ）は、Ｎビッ
トの符号情報の最下位桁に対して、（Ｋ−Ｎ）ビットの
付加符号情報を連続させてＫビットの符号情報を生成す
る場合を例示しており、太い実線で示した階段上の曲線
Ｓｎは、アナログ信号を２のＮ乗分の１の分解能でデジ
タル信号に変換して得た場合のＮビットの符号情報の時
間軸上の変化を示している。また、細い実線で示した階
段上の曲線Ｓ（ｋ−ｎ）と図２１（ｂ）に示す曲線Ｓ
（ｋ−ｎ）は、前述したように得られた（Ｋ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報の時間軸上の変化を示している。

【００２７】図１４（ａ）及び図２１（ａ）において、
点ａ→ｂ→ｃ→ｄ→ｅ→ｆで示す曲線Ｓｎは、Ｎビット
の符号情報の時間軸上の変化を示し、ビット数変換部７
ではＮビットの符号情報の値が時間軸上において順次増
加傾向、又は順次減少傾向を示している場合には、標本
化周期Ｔｓ毎のＮビットの符号情報の値が同一の状態で
続いた期間（区間）の長さ（例えば点ａ→ｂ間、点ｃ→
ｄ等で示されている区間の期間長）を、隣接している２
つの区間毎に比較して、隣接する２つの区間の同一の区
間長のときには、前記２つの区間におけるお互いの区間
の中点間を結ぶ直線として示される（Ｋ−Ｎ）ビットの
付加符号情報を発生させる。例えば図１４（ａ）及び図
２１（ａ）において、同一の期間長を有する区間ａ→ｂ
と区間ｃ→ｄの２つの区間では、区間ａ→ｂの中点ｈと
区間ｃ→ｄの中点ｉを結ぶ直線として示される（Ｋ−
Ｎ）ビットの付加符号情報が発生される。

【００２８】次に、Ｎビットの符号情報の値が時間軸上
において順次増加傾向、又は順次減少傾向を示している
場合には、標本化周期Ｔｓ毎のＮビットの符号情報の値
が同一の状態で続いた期間（区間）の長さ（例えば点ａ
→ｂ間、点ｃ→ｄ等で示されている区間の期間長）を、
隣接している２つの区間毎に比較して、隣接する２つの
期間長が異なる場合には、期間長が短い方の中点と、期
間長が長い期間中において前記２つの区間の境界から前
記短い期間長の１／２に対応する位置の点を結ぶ直線と
して示される（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生さ
せる。

【００２９】例えば図１４（ａ）及び図２１（ａ）に示
す区間ｃ→ｄ、ｅ→ｆの場合には、短い区間ｃ→ｄの中
点ｉと、期間長が長い区間ｅ→ｆにおいて２つの区間ｃ
→ｄ、ｅ→ｆの境界ｄから短い区間ｃ→ｄの長さの１／
２に対応する位置ｌを結ぶ直線として示される（Ｋ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させる。

【００３０】また、標本化周期Ｔｓ毎のＮビットの符号
情報の値が同一の状態で続いた期間が極値の区間の場合
には、その区間の期間長に対応して予め設定された（Ｋ
−Ｎ）ビットの付加符号情報が、Ｎビットの符号情報の
最下位桁に連続させることによりＫビットの符号情報を
生成する。極値の区間は例えば図１４（ｂ）、図１５〜
図１７、図２２〜図２４に示されている。図１４（ｂ）
は極値の区間に対して（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報
がどのように設定されるかを示し、例としてＮビットの
符号情報の区間がＴｓと３Ｔｓの場合を示している。

【００３１】図１４（ｂ）において、極値の区間の期間
長がＴｓの場合には、期間Ｔｓにおける（Ｋ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報は、期間Ｔｓの点ｏ→ｐ→ｑ→ｒによ
り囲まれる矩形領域と同じ大きさ、すなわち斜線で示す
領域として設定される。また、３Ｔｓの場合には、期間
３Ｔｓにおける（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報は、期
間３Ｔｓの点ｓ→ｕ→ｖ→ｚにより囲まれる矩形領域と
同じ大きさ、すなわち斜線で示す領域として設定され
る。

【００３２】なお、前述したように、Ｎビットの符号情
報には、元々Ｎビットの分解能ＬＳＢに対して±０．５
ＬＳＢの誤差を含むので、図１４（ｂ）における点ｏ→
ｐ→ｑ→ｒにより囲まれる矩形領域、点ｓ→ｕ→ｖ→ｚ
により囲まれる矩形領域に対しては、±０．５ＬＳＢの
範囲の高さが異なる矩形ｏ→ｐ’→ｑ’→ｒ又はｏ→
ｐ”→ｑ”→ｒ、ｓ→ｕ’→ｖ’→ｚ又はｓ→ｕ”→
ｖ”→ｚのように設定してもよい。

【００３３】図１５は極値の区間がＴｓ、２Ｔｓ、３Ｔ
ｓ、４Ｔｓ、５Ｔｓ、６Ｔｓ、７Ｔｓ、８Ｔｓ、９Ｔｓ
の場合の各（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を示してい
る。また、図１６は極値の区間が１０Ｔｓ、１１Ｔｓ、
１２Ｔｓ、１３Ｔｓ、１４Ｔｓの場合、図１７は極値の
区間が１５Ｔｓ、１６Ｔｓの場合の各（Ｋ−Ｎ）ビット
の付加符号情報を示している。同様に、図２２は極値の
区間がＴｓ〜６Ｔｓの場合、図２３は極値の区間が７Ｔ
ｓ〜１３Ｔｓの場合、図２４は極値の区間が１４Ｔｓ〜
１６Ｔｓの場合の各（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を
示している。このような（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情
報は、図１０に示す「極値区間の波形データ発生部」４
８内のＲＯＭに予め記憶され、極値の区間長がアドレス
として印加されたときに出力される。

【００３４】図８に示すビット数変換部７の入力端子６
０に印加されたサブバンドのＮビットの符号情報は遅延
回路１０３と「信号波形の変化態様の検出部」１０５に
印加される。遅延回路１０３に印加されたＮビットの符
号情報は、回路１０５〜１０８の処理時間に応じて一定
時間だけ遅延された後、加算回路１０４により可変遅延
部１０７からの（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報と加算
され、Ｋビットの符号情報が出力端子６１を介して出力
される。

【００３５】「信号波形の変化態様の検出部」１０５に
印加されたＮビットの符号情報は、図９に詳しく示す回
路によりサブバンドのＮビットのデジタル信号につい
て、信号波形の変化態様情報と間隔が検出され、（Ｋ−
Ｎ）ビット信号発生部１０６と遅延制御信号発生部１０
８に印加される。

【００３６】（Ｋ−Ｎ）ビット信号発生部１０６では、
サブバンドのＮビットの符号情報が、時間軸上において
順次増加傾向、又は順次減少傾向を示して変化している
場合には、標本化周期Ｔｓ毎のＮビットの符号情報の値
が同一の状態で続いた期間（区間）の長さ（標本化周期
Ｔｓの数）を、隣接している区間について比較して隣接する２つの区間の期間長がお互いに異なる場合に
は、その隣接する２つの区間の期間長の短い方の区間の
中点と、期間長が長い方において２つの区間の境界から
前記短い期間長の１／２に対応する位置を結ぶ直線を表
す（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生して可変遅延
部１０７に出力する。

【００３７】また、隣接する２つの区間の期間長が同
一の場合には、その２つの区間の各中点を結ぶ直線を表
す（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生して可変遅延
部１０７に出力し、サブバンドのＮビットの符号情報
が極値の区間に存在する場合には、図１０に示す極値区
間の波形データ発生部４８内のＲＯＭから（Ｋ−Ｎ）ビ
ットの付加符号情報を読み出して可変遅延部１０７に出
力する。

【００３８】可変遅延部１０７では、この（Ｋ−Ｎ）ビ
ットの付加符号情報を遅延して加算回路１０４に印加す
る。この遅延量は遅延制御信号発生部１０８により、
「信号波形の変化態様の検出部」１０５に検出された信
号波形の変化情報、信号波形の変化態様情報、信号波形
変化の間隔情報に基づいて決定される。加算回路１０４
では、遅延回路１０３により遅延されたサブバンドのＮ
ビットの符号情報の最下位桁に対して、帯域分割された
（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報が加算されて、帯域分
割されたＫビットの符号情報が生成される。

【００３９】次に、図９に示す「信号波形の変化態様の
検出部」１０５について詳しく説明する。検出部１０５
の入力端子２５にはサブバンドのＮビットの符号情報が
印加され、入力端子２６にはクロック信号パルスＰｆｓ
が印加される。クロック信号パルスＰｆｓは標本化周波
数ｆｓと同一周波数のパルスであり、処理対象の信号が
オーディオ信号の場合には例えば４８ｋＨｚ又は８８．
２ｋＨｚが用いられる。

【００４０】入力端子２５に印加されたサブバンドのＮ
ビットの符号情報は、マグニチュード・コンパレータ１
０の入力端子ＡとＤＦＦ９のデータ端子Ｄに印加され
る。また、ＤＦＦ９のクロック端子ＣＫにはクロック信
号信号パルスＰｆｓが印加され、ＤＦＦ９のＱ端子の出
力信号はマグニチュード・コンパレータ１０の入力端子
Ｂに印加される。ＤＦＦ９はクロック信号信号パルスＰ
ｆｓが入力する毎に、１標本化周期Ｔｓ前のサブバンド
のＮビットの符号情報をマグニチュード・コンパレータ
１０の入力端子Ｂに出力する。

【００４１】マグニチュード・コンパレータ１０は３つ
の出力端子（Ａ＞Ｂ）、（Ａ＝Ｂ）、（Ａ＜Ｂ）を有
し、入力信号がＡ＞Ｂの場合には出力端子（Ａ＞Ｂ）の
みをＨ（ハイレベル）にし、他の出力端子（Ａ＝Ｂ）、
（Ａ＜Ｂ）をＬ（ローレベル）にする。また、入力信号
がＡ＝Ｂの場合には出力端子（Ａ＝Ｂ）のみをＨにして
他をＬにし、入力信号がＡ＜Ｂの場合には出力端子（Ａ
＜Ｂ）のみをＨにして他をＬにする。なお、このような
マグニチュード・コンパレータ１０としては例えば７４
ＨＣ８５を用いることができる。

【００４２】排他的論理和回路１１にはマグニチュード
・コンパレータ１０の２つの出力端子（Ａ＞Ｂ）、（Ａ
＜Ｂ）の各出力信号が印加され、また、出力端子（Ａ＞
Ｂ）の信号は信号波形変化態様情報の発生部５２内のＤ
ＦＦ１３のデータ端子Ｄと出力端子３５に印加される。
排他的論理和回路１１は出力端子（Ａ＞Ｂ）、（Ａ＜
Ｂ）の各出力信号の一方のみがＨの時にＨの信号を出力
する。ここで、出力端子（Ａ＞Ｂ）、（Ａ＜Ｂ）の各出
力信号が同時にＨになることはあり得ないので、排他的
論理和回路１１の代わりにＯＲ回路を用いてもよい。

【００４３】アンド回路１２には排他的論理和回路１１
の出力信号と、ゲートパルスとしてクロック信号パルス
Ｐｆｓの反転信号（Ｐｆｓバー信号）が印加され、した
がって、アンド回路１２は１標本化周期Ｔｓだけずれて
隣接している各デジタルデータの値が異なる場合に、Ｐ
ｆｓバー信号のタイミングでクロック信号ＣＬＫを出力
する。このクロック信号ＣＬＫは信号波形変化態様情報
の発生部５２内のＤＦＦ１３〜１５の各クロック端子Ｃ
Ｋと、信号波形変化の間隔情報の発生部５３内のＤＦＦ
１９〜２１の各クロック端子ＣＫと出力端子３３に印加
される。

【００４４】クロック信号ＣＬＫを図１１を参照して説
明する。図１１において符号イ、ロ、ハ〜オは入力端子
２５に印加されるサブバンドのＮビットの符号情報の信
号レベルの変化態様をアナログ的に示し、また、Ｐｆｓ
１、Ｐｆｓ２〜Ｐｆｓ１９はクロック信号パルスＰｆｓ
のタイミングを示し、Ｐｆｓ１バー、Ｐｆｓ２バー〜Ｐ
ｆｓ１９バーはアンド回路１２に印加されるＰｆｓバー
信号をのタイミングを示している。

【００４５】サブバンドのＮビットの符号情報の信号レ
ベルが符号イ、ロ、ハ〜オのように変化している場合に
は、クロック信号パルスＰｆｓ１のタイミングでは信号
レベル「イ」のデジタルデータがマグニチュード・コン
パレータ１０の入力端子ＡとＤＦＦ９のデータ端子Ｄに
印加される。この場合、マグニチュード・コンパレータ
１０の入力端子Ｂに印加されるデジタルデータは不定
「？」であるので、マグニチュード・コンパレータ１０
の出力も不定「？」である。

【００４６】次に、クロック信号パルスＰｆｓ１のタイ
ミングより１標本化周期Ｐｓ後のクロック信号パルスＰ
ｆｓ２のタイミングでは、信号レベル「ロ」（＞
「イ」）のデジタルデータがマグニチュード・コンパレ
ータ１０の入力端子Ａに印加されると共に信号レベル
「イ」が入力端子Ｂに印加されるので、出力端子（Ａ＞
Ｂ）のみがＨとなる。したがって、出力端子（Ａ＞Ｂ）
はデジタルデータが増加傾向の場合にＨとなる（図では
（＞，Ｕ）と示す。）。クロック信号パルスＰｆｓ２の
タイミングでマグニチュード・コンパレータ１０の出力
端子（Ａ＞Ｂ）がＨになると排他的論理和回路１１の出
力信号がＨになり、アンド回路１２はゲートパルス（Ｐ
ｆｓ２バー）が印加されたタイミングでクロック信号Ｃ
ＬＫ２を出力する。

【００４７】次のクロック信号パルスＰｆｓ３のタイミ
ングでは、同一信号レベル「ロ」のデジタルデータがマ
グニチュード・コンパレータ１０の入力端子Ａ、Ｂに印
加されるので出力端子（Ａ＝Ｂ）のみがＨとなり、その
結果、排他的論理和回路１１の出力信号はクロック信号
パルスＰｆｓ２のタイミングでＬとなり、その結果、ア
ンド回路１２の出力信号はゲートパルス（Ｐｆｓ３バ
ー）が印加されてもクロック信号ＣＬＫを出力しない。

【００４８】次のクロック信号パルスＰｆｓ４のタイミ
ングでは、信号レベル「ハ」（＞「ロ」）のデジタルデ
ータがマグニチュード・コンパレータ１０の入力端子Ａ
に印加されるとともに信号レベル「ロ」が入力端子Ｂに
印加されるので、出力端子（Ａ＞Ｂ）のみがＨとなり、
排他的論理和回路１１の出力信号がＨになり、アンド回
路１２はゲートパルス（Ｐｆｓ４バー）が印加されたタ
イミングでクロック信号ＣＬＫ３を出力する。

【００４９】次のクロック信号パルスＰｆｓ５のタイミ
ングでは、同一信号レベル「ハ」のデジタルデータがマ
グニチュード・コンパレータ１０の入力端子Ａ、Ｂに印
加されるので出力端子（Ａ＝Ｂ）のみがＨとなり、その
結果、排他的論理和回路１１の出力信号はクロック信号
パルスＰｆｓ５のタイミングでＬとなり、その結果、ア
ンド回路１２の出力信号はゲートパルス（Ｐｆｓ５バ
ー）が印加されてもクロック信号ＣＬＫを出力しない。

【００５０】次のクロック信号パルスＰｆｓ６のタイミ
ングでは、信号レベル「ニ」（＞「ハ」）のデジタルデ
ータがマグニチュード・コンパレータ１０の入力端子Ａ
に印加されるとともに信号レベル「ハ」が入力端子Ｂに
印加されるので、出力端子（Ａ＞Ｂ）のみがＨとなり、
排他的論理和回路１１の出力信号がＨになり、アンド回
路１２はゲートパルス（Ｐｆｓ６バー）が印加されたタ
イミングでクロック信号ＣＬＫ４を出力する。

【００５１】次のクロック信号パルスＰｆｓ７のタイミ
ングでは、信号レベル「ホ」（＜「ニ」のデジタルデー
タがマグニチュード・コンパレータ１０の入力端子Ａに
印加されるとともに信号レベル「ニ」が入力端子Ｂに印
加されるので、出力端子（Ａ＜Ｂ）のみがＨになる。し
たがって、出力端子（Ａ＜Ｂ）はデジタルデータが減少
傾向の場合にＨとなる（図では（＜，Ｄ）と示す。）。
この場合、排他的論理和回路１１の出力信号がクロック
信号パルスＰｆｓ７のタイミングでＨになり、アンド回
路１２はゲートパルス（Ｐｆｓ７バー）が印加されたタ
イミングでクロック信号ＣＬＫ５を出力する。

【００５２】以下のクロック信号パルスＰｆｓ８〜Ｐｆ
ｓ１９のタイミングにおける動作は同様であるのでその
説明を省略するが、これまでの説明から明らかなよう
に、標本化周期Ｔｓ毎に印加されるクロック信号パルス
Ｐｆｓｉ（ｉ＝１，２〜）のタイミングにおいてマグニ
チュード・コンパレータ１０の出力端子（Ａ＞Ｂ）又は
（Ａ＜Ｂ）がＨになるのは、Ｎビットのデジタルデータ
が増加傾向又は減少傾向の時のみである。そして、アン
ド回路１２からクロック信号ＣＬＫｉ（ｉ＝１，２〜）
が出力されるのも同様に、Ｎビットのデジタルデータが
増加傾向又は減少傾向のときのみである。

【００５３】信号波形変化態様情報の発生部５２内のＤ
ＦＦ１３〜１５は、各クロック端子ＣＫにクロック信号
ＣＬＫが印加される毎にデータ端子Ｄのデータ（上記Ａ
＞Ｂ）を読み込み、また、信号波形変化の間隔情報の発
生部５３内のＤＦＦ１９〜２１は、各クロック端子ＣＫ
にクロック信号ＣＬＫが印加される毎にデータ端子Ｄの
データ（アドレスカウンタ１８の出力データ）を読み込
む。ここで、クロック信号ＣＬＫｉ（ｉ＝１，２〜）の
タイミングにおけるマグニチュード・コンパレータ１０
の出力信号（Ａ＞Ｂ）がＨ状態か又はＬ状態かは、クロ
ック信号ＣＬＫｉ（ｉ＝１，２〜）のタイミングにおけ
るＮビットのデジタルデータが時間軸上で増加傾向にあ
るか又は減少傾向にあるかにより定まり、出力信号（Ａ
＞Ｂ）は増加傾向の場合にＨ状態であり、減少傾向の場
合にＬ状態である。

【００５４】図１１及び図１２を参照して説明すると、
クロック信号ＣＬＫｉ（ｉ＝１，２〜）のタイミングに
おけるＮビットのデジタルデータが時間軸上で増加傾向
であって、クロック信号パルスＰｆｓｉ（ｉ＝１，２
〜）のタイミングにおいて、Ｈの信号（Ａ＞Ｂ）が信号
波形変化態様情報の発生部５２内のＤＦＦ１３に取り込
まれるタイミングは、図１１及び図１２に示すようにク
ロック信号ＣＬＫｉの番号ｉが２〜４、１２〜１４、１
７、１８、２１〜２７の各タイミングである。

【００５５】また、クロック信号ＣＬＫｉの発生タイミ
ングにおけるデジタルデータが時間軸上で減少傾向であ
って、クロック信号パルスＰｆｓｉ（ｉ＝１，２〜）の
タイミングにおいて、Ｌの信号（Ａ＞Ｂ）が信号波形変
化態様情報の発生部５２内のＤＦＦ１３に取り込まれる
タイミングは、図１１及び図１２に示すようにクロック
信号ＣＬＫｉの番号ｉが５〜１１、１５、１６、１９、
２０の各タイミングである。

【００５６】このようにクロック信号ＣＬＫｉ毎に信号
波形変化態様情報の発生部５２内のＤＦＦ１３〜１５に
取り込まれる信号（Ａ＞Ｂ）は、図１２において「ＤＦ
Ｆ１３の入力」、「ＤＦＦ１３の出力」、「ＤＦＦ１４
の出力」、「ＤＦＦ１５の出力」として示されている。
なお、「Ｕ」はＨ状態を、「Ｄ」はＬ状態を示してい
る。

【００５７】図９を参照すると、「ＤＦＦ１３の出力」
と「ＤＦＦ１４の出力」は排他的論理和回路１６に印加
され、「ＤＦＦ１４の出力」と「ＤＦＦ１５の出力」は
排他的論理和回路１７に印加されている。また、「排他
的論理和回路１６の出力」と「排他的論理和回路１７の
出力」は図１２に示され、この場合、「１」はＨ状態
を、「０」はＬ状態を示している。また、図１２におい
て「信号波形の極値の位置」の欄に示されている
「ニ」、「ル」、「カ」、「タ」、「ソ」、「ネ」は、
処理対象のＮビットデータに対応している。

【００５８】ここで、図１２に示すように「イ」〜
「オ」のＮビットデータの内、極値の区間のＮビットデ
ータは、「排他的論理和回路１６の出力」が「１」にな
ったときのクロック信号ＣＬＫｉの番号ｉより「２」だ
け少ない番号ｉ−２のクロック信号ＣＬＫｉによりＤＦ
Ｆ１３に取り込まれていることが判る。なお、代わり
に、極値の区間のＮビットデータは、「排他的論理和回
路１７の出力」が「１」になった時のクロック信号ＣＬ
Ｋｉの番号ｉより「３」だけ少ない番号ｉ−３のクロッ
ク信号ＣＬＫｉによりＤＦＦ１３に取り込むようにして
もよい。これにより、排他的論理和回路１６、１７の出
力信号は、図８に示す（Ｋ−Ｎ）ビット信号発生部１０
６と遅延制御信号発生部１０８の「極値の位置情報」と
して使用することができる（図９の出力端子３３、３
２）。

【００５９】図９において、信号波形変化の間隔情報の
発生部５３内のアドレスカウンタ１８は、標本化周期Ｔ
ｓを有するクロック信号パルスＰｆｓをカウントしてア
ドレス値を順次ＤＦＦ１９〜２１のデータ端子に供給し
ている。したがって、ＤＦＦ１９〜２１は順次、クロッ
ク端子ＣＫに印加されるクロック信号ＣＬＫｉ毎にアド
レスカウンタ１８の出力値（アドレス値）を読み込み、
したがって、アドレスカウンタ１８の出力値（アドレス
値）はクロック信号ＣＬＫｉ毎にＤＦＦ１９→ＤＦＦ２
０→ＤＦＦ２１に移される。ＤＦＦ１９〜２１の各出力
信号はそれぞれ出力端子２７、３０、３１を介して図８
に示す（Ｋ−Ｎ）ビット信号発生部１０６と遅延制御信
号発生部１０８に出力され、また、ＤＦＦ１９、２０の
各出力信号は減算器２２に、ＤＦＦ２０、２１の各出力
信号は減算器２３に印加される。

【００６０】ここで、減算器２２、２３の各出力値Ｎ
１、Ｎ２は、時間軸上で隣接するクロック信号ＣＬＫ間
におけるアドレス値の差であるが、前述したようにアド
レスカウンタ１８が標本化周期Ｔｓを有するクロック信
号パルスＰｆｓをカウントしているので、出力値Ｎ１、
Ｎ２は、時間軸上で隣接するクロック信号ＣＬＫ間の間
隔が標本化周期Ｔｓの何倍であるかを表している。この
出力値Ｎ１、Ｎ２は比較器２４に印加されるとともに、
ぞれぞれ出力端子２８、３６を介して図８に示す（Ｋ−
Ｎ）ビット信号発生部１０６と遅延制御信号発生部１０
８に出力される。比較器２４は入力値Ｎ１、Ｎ２を比較
して小さい方の値Ｎｓを出力端子２９を介して図８に示
す（Ｋ−Ｎ）ビット信号発生部１０６と遅延制御信号発
生部１０８に出力する。

【００６１】

【表１】次に、図１０を参照して（Ｋ−Ｎ）ビット信号
発生部１０６を詳しく説明する。先ず、入力端子３７〜
４６には図９に示す出力端子２７〜３６からの信号が印
加され、その対応関係は出力端子２７→入力端子４３〃２８→ 〃３７〃２９→ 〃３９〃３０→ 〃４４〃３１→ 〃４５〃３２→ 〃４６〃３３→ 〃３８〃３４→ 〃４１〃３５→ 〃４０〃３６→ 〃４２である。

【００６２】極値区間の波形データ発生部４８は、図１
４（ｂ）及び図１５〜図１７を参照して説明したように
Ｎビットデータにおける極値の区間の期間長に応じて矩
形の面積と同じになるような（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符
号情報が予め記憶されたＲＯＭを有する。そして、発生
部４８は図９の減算器２２から入力端子３７を介して入
力する数値Ｎ１をアドレスとして、図９の排他的論理和
回路１６から入力端子３８を介して入力する極値区間の
期間に応じた（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報をセレク
タ５７に出力する。

【００６３】すなわち、極値区間であることを示す信号
が「１」である場合には、数値Ｎ１は標本化周期Ｔｓの
何倍であるかを示しているのでアドレスとして用いるこ
とにより、例えば図１５〜図１７に示すように極値区間
の期間長毎に所定の極値区間の波形データを予めＲＯＭ
に記憶して読み出すことができる。例えば図１８（ｂ）
に示すような極値区間Ｎ１＝Ｔｓ・ｋ（ｋ＝１，２〜）
のＮビットの入力データに対して図１８（ｃ）に示すよ
うな（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を生成することが
できる。ここで、セレクタ５７に対して、極値区間であ
ることを示す信号「１」が印加されている場合には、こ
の（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報はセレクタ５７、Ｏ
Ｒ回路５９、出力端子４７を介して図８に示す可変遅延
部１０７に印加される。

【００６４】「Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行う
演算部」４９は、Ｎビットデータにおける１ＬＳＢの値
を被除数として、図９に示す「信号波形変化の間隔情報
の発生部」５３内の比較器２４、出力端子２９から入力
端子３９を介して入力する数値Ｎｓ、すなわち隣接する
２つの区間の短い方の期間長（期間長が同一の場合には
一方の期間長）を標本化周期Ｔｓを単位として表した数
値Ｎｓを除数として割り算を行う。そして、演算部４９
は演算結果（１ＬＳＢ／Ｎｓ）と数値Ｎｓを「極値区間
以外の波形データ発生部」５４に対して供給する。

【００６５】「極値区間以外の波形データ発生部」５４
には、図９に示すマグニチュード・コンパレータ１０、
出力端子３５から入力端子４０を介して入力する信号
（Ａ＞Ｂ）（すなわち増加傾向の場合に「１」、減少傾
向の場合に「０」）に基づいて、処理対象のＮビットデ
ータが時間軸上で増加傾向又は減少傾向を示す場合に、
標本化周期Ｔｓ毎のＮビットデータが同一の値で続いた
期間の長さが、隣接する２つの区間において異なると
き、又は同一のときであって、かつ隣接する２つの区間
が極値の区間を含まないときに、図１４（ａ）、図２１
において説明したような（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情
報を発生する。

【００６６】図１９及び図２６は、「増加傾向」の場合
の元の帯域分割Ｎビットの符号情報の波形Ｋ１→Ｋ２→
Ｋ３→Ｋ４→Ｋ５→Ｋ６→Ｋ７→Ｋ８と、その（Ｋ−
Ｎ）ビットの波形データの一例を示している。なお、２
ＬＳＢ以上の増加であっても、１ＬＳＢについての増加
を抽出しているので、１ＬＳＢの増加と同じである。図
１９（ａ）及び図２６（ａ）に示す例では、信号レベル
「ク」の区間は数値Ｎ１の期間長であり、この区間に隣
接する信号レベル「ヤ」の区間は数値Ｎ２の期間長であ
ってＮ１＞Ｎ２の関係にある。この場合には、「極値区
間以外の波形データ発生部」５４に対して供給される数
値はＮ２であり、数値Ｎ２（Ｎｓ）は１６（１標本化周
期Ｔｓにおけるクロック信号パルスＰｆｓが１６個）で
ある。

【００６７】また、「ク」の区間と「ヤ」の区間の境界
位置βは、図９に示すＤＦＦ１９、出力端子２７から入
力端子４３を介して制御回路５５に印加されるアドレス
値により示され、さらに、「ク」の区間の始点位置α
は、図９に示すＤＦＦ２１、出力端子３１から入力端子
４５を介して制御回路５５に印加されるアドレス値によ
り示される。「極値区間以外の波形データ発生部」５４
はメモリや演算回路等を備え、境界位置βを中心として
区間「ク」のＮｓ／２の位置「０」から区間「ヤ」のＮ
ｓ／２の位置「１６」までの「０」〜「１６」の各位置
に対して次のような値の付加符号情報を発生する。

【００６８】

【表２】先ず、区間「ク」における位置「０」の付加符
号情報は「０」とする。区間「ク」における位置「１」
〜「７」の付加符号情報はそれぞれ次の通りである。位置「１」＝（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
２）位置「２」＝２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
２）位置「３」＝３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
２）位置「４」＝４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
２）位置「５」＝５×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
２）位置「６」＝６×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
２）位置「７」＝７×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
２）

【００６９】

【表３】境界位置β（位置「８」）と位置「９」〜「１
６」の付加符号情報はそれぞれ次の通りである。位置「８」＝８×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ
（＝Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「９」＝９×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ
（＝Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「１０」＝１０×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ
（＝Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「１１」＝１１×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ
（＝Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「１２」＝１２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ
（＝Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「１３」＝１３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ
（＝Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「１４」＝１４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ
（＝Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「１５」＝１５×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ
（＝Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「１６」＝１６×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ
（＝Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ

【００７０】上記演算を行うことにより、隣接する２つ
の区間「ク」、「ヤ」における元の帯域分割Ｎビットの
符号情報による波形Ｋ１→Ｋ２→Ｋ３→Ｋ４→Ｋ５→Ｋ
６→Ｋ７→Ｋ８から、図１９（ｂ）及び図２６（ｃ）に
示すように位置δ（＝位置Ｋ３，「０」）から位置ε
（＝位置Ｋ７，「１６」）までの付加符号情報が生成さ
れる。

【００７１】ここで、上記説明は、（Ａ＞Ｂ）＝１の信
号が供給されている場合、すなわち増加傾向の場合につ
いてであるが、（Ａ＞Ｂ）＝０の信号が供給されている
場合、すなわち減少傾向の場合についても同様である。
この場合には、図１９（ａ）及び図２６（ａ）におい
て、「ク」の区間の信号レベルが「ヤ」の区間より１Ｌ
ＳＢだけ低いと仮定すると、境界位置βを中心として区
間「ク」のＮｓ／２の位置「０」から区間「ヤ」のＮｓ
／２の位置「１６」までの「０」〜「１６」の各位置に
対して次のような値の付加符号情報を発生する。

【００７２】

【表４】位置「０」＝１６×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「１」＝１５×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「２」＝１４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「３」＝１３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「４」＝１２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「５」＝１１×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「６」＝１０×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ位置「７」＝９×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）−Ｎビットの１ＬＳＢ

【００７３】

【表５】境界位置β（位置「８」）と位置「９」〜「１
６」の付加符号情報はそれぞれ次の通りである。位置「８」＝８×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）位置「９」＝７×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）位置「１０」＝６×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）位置「１１」＝５×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）位置「１２」＝４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）位置「１３」＝３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）位置「１４」＝２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）位置「１５」＝１×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝
Ｎ２）位置「１６」＝０

【００７４】「極値区間以外の波形データ発生部」５４
は上記演算を行った（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を
メモリに記憶した後、制御回路５５の制御に基づいてメ
モリから読み出してセレクタ５８に出力する。そして、
セレクタ５８には図９の排他的論理和回路１６から入力
端子３８を介して入力する極値区間の信号がインバータ
５６を介して選択信号として印加されているので、極値
区間でない場合に（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報がセ
レクタ５８、ＯＲ回路５９、出力端子４７を介して図８
に示す可変遅延部１０７に印加される。

【００７５】可変遅延部１０７は遅延回路１０３により
一定の時間だけ遅延されたＮビットの符号情報の最下位
桁に対して、上記（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報が連
続して加算されるように遅延して加算回路１０４に出力
する。可変遅延部１０７は例えばＲＡＭで構成され、書
き込みタイミングと読み出しタイミングが遅延制御信号
発生部１０８により制御される。

【００７６】図２０は、入力端子６０に印加されたサブ
バンドのＮビットの符号情報Ｓに対して遅延回路１０３
により一定の時間だけ遅延された符号情報Ｓｄと、符号
情報Ｓに基づいて「信号波形の変化態様の検出部」１０
５及び（Ｋ−Ｎ）ビット信号発生部１０６が発生して可
変遅延部１０７により遅延された（Ｋ−Ｎ）ビットの符
号情報Ｓａの加算タイミングを示している。なお、図２
０の中央及び図２６（ｂ）に示す階段状の波形Ｓａ’
は、図２０及び図２６において説明したように、隣接す
る２区間の境界位置から一方の区間と対応させて発生さ
せるべき付加符号情報を得る際に、Ｎビットの１ＬＳＢ
を減算する以前のＳａの算出値を示している。

【００７７】次に、Ｎビットの符号情報の最下位桁に対
して（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報が連続して加算さ
れるように制御する遅延制御信号発生部１０８の動作を
説明する。遅延制御信号発生部１０８に対しては「信号
波形の変化態様の検出部」１０５から出力端子３４から
のクロック信号ＣＬＫと、出力端子２９からのアドレス
値Ｎｓと、出力端子３０からの境界位置のアドレス値
と、出力端子２８からの極値区間の期間長と、出力端子
３３からの極値区間を示す情報と、出力端子３１からの
区間の始端位置のアドレス値とクロック信号Ｐｆｓ等が
印加される。遅延制御信号発生部１０８はこれら情報を
用いて、隣接する２つの区間の境界位置又は極値区間の
始端位置から標本化周期Ｔｓずつ離れた位置に存在する
（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報に対して与える遅延時
間を算出し、可変遅延部１０７に印加する。

【００７８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ノ
イズシェーピング処理により量子化ノイズが低減した低
域帯域とノイズシェーピング処理されず且つビット数を
増加させた高域帯域を合成するようにしたので、ノイズ
シェーピング処理する場合に高域のノイズレベルの増加
を防止して全帯域において良好な量子化ノイズを実現す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る符号情報処理装置の一実施形態を
示すブロック図である。

【図２】図１のノイズシェーピング回路の処理を説明す
るための等価回路図である。

【図３】図１及び図２のノイズシェーピング回路の特性
を示すグラフである。

【図４】図１のローパスフィルタ及びハイパスフィルタ
の特性と、ローパスフィルタとビット数変換部の出力信
号を加算した場合の特性を示すグラフである。

【図５】図１及び図２のノイズシェーピング回路の変形
例の処理を説明するための等価回路図である。

【図６】第２の例の符号情報処理装置の実施形態を示す
ブロック図である。

【図７】図６の低域側ＱＭＦ分割部により分割された低
域側サブバンドと高域側ＱＭＦ分割部により分割されて
ビット数変換部によりビット数が増加した高域側サブバ
ンドを合成した場合の特性を示すグラフである。

【図８】図１のビット数変換部を詳しく示すブロック図
である。

【図９】図８の信号波形の変化態様の検出部を詳しく示
すブロック図である。

【図１０】図８の（Ｋ−Ｎ）ビット信号発生部を詳しく
示すブロック図である。

【図１１】図８のビット数変換部の主要信号を示すタイ
ミングチャートである。

【図１２】図８のビット数変換部の主要信号を示す説明
図である。

【図１３】Ｎビットのデジタルデータの量子化誤差を示
す説明図である。

【図１４】Ｎビットのデジタルデータに対する（Ｋ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を示す説明図（ａ）及び極値
を有する区間が１標本化周期の場合の（Ｋ−Ｎ）ビット
の付加符号情報を示す説明図（ｂ）である。

【図１５】極値を有する区間が１〜９標本化周期の場合
の（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を示す説明図であ
る。

【図１６】極値を有する区間が１０〜１４標本化周期の
場合の（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を示す説明図で
ある。

【図１７】極値を有する区間が１５、１６標本化周期の
場合の（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を示す説明図で
ある。

【図１８】極値を有する区間におけるＮビットのデジタ
ルデータと（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報の面積を示
す説明図である。

【図１９】（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報の算出方法
を示す説明図である。

【図２０】Ｎビットのデジタルデータと（Ｋ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報の加算タイミングを示す説明図であ
る。

【図２１】Ｎビットのデジタルデータに対する（Ｋ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を示す説明図である。

【図２２】極値を有する区間が１〜６標本化周期の場合
の（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を示す説明図であ
る。

【図２３】極値を有する区間が７〜１３標本化周期の場
合の（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を示す説明図であ
る。

【図２４】極値を有する区間が１４〜１６標本化周期の
場合の（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報を示す説明図で
ある。

【図２５】極値を有する区間におけるＮビットのデジタ
ルデータと（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報の面積を示
す説明図である。

【図２６】（Ｋ−Ｎ）ビットの付加符号情報の算出方法
を示す説明図である。

【図２７】ノイズシェーピングしない場合とノイズシェ
ーピングした場合の各量子化ノイズを示すグラフであ
る。

【図２８】オーディオ信号の等ラウドネス曲線を示すグ
ラフである。

【符号の説明】

２ノイズシェーピング回路（ノイズシェーピング手
段）３ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）５加算器（合成手段）３ａ，４ａＱＭＦ分割部５ａＱＭＦ合成部７ビット数変換部（ビット数増加手段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０３Ｈ 17/02 ６４１ 9274−5ＪＨ０３Ｈ 17/02 ６４１ＮＨ０３Ｍ 1/08 Ｈ０３Ｍ 1/08 Ｚ 7/30 9382−5Ｋ 7/30 Ａ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】符号情報をノイズシェーピング処理して
量子化ノイズを低減するノイズシェーピング手段と、前記ノイズシェーピング手段により処理された信号の
内、ノイズシェーピング処理により量子化ノイズが低減
した低域帯域を通過させるローパスフィルタと、前記符号情報の内、前記ローパスフィルタが通過しない
高域帯域を通過させるハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタを通過した帯域の信号のビット数
を増加するビット数増加手段と、前記ローパスフィルタを通過した帯域の信号と前記ビッ
ト数増加手段によりビット数が増加した信号を合成する
合成手段とを、有する符号情報処理装置。
【請求項２】前記ローパスフィルタとハイパスフィル
タはそれぞれ各入力信号をサブバンドに分割する第１、
第２のＱＭＦ分割部であり、前記合成手段は前記第１の
ＱＭＦ分割部により分割されたサブバンドの内、ノイズ
シェーピング処理により量子化ノイズが低減した低域の
サブバンドと、前記第２のＱＭＦ分割部により分割され
たサブバンドの内、前記ビット数増加手段によりビット
数が増加した他の高域のサブバンドを合成することを特
徴とする請求項１記載の符号情報処理装置。
【請求項３】前記符号情報はオーディオ信号であっ
て、前記ノイズシェーピング手段は、聴感特性に応じた
周波数特性を有することを特徴とする請求項１又は２記
載の符号情報処理装置。