JPH09261512A - γ補正特性測定装置およびγ補正特性測定方法 - Google Patents
γ補正特性測定装置およびγ補正特性測定方法Info
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- JPH09261512A JPH09261512A JP8066936A JP6693696A JPH09261512A JP H09261512 A JPH09261512 A JP H09261512A JP 8066936 A JP8066936 A JP 8066936A JP 6693696 A JP6693696 A JP 6693696A JP H09261512 A JPH09261512 A JP H09261512A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 γ特性補正の測定を短時間かつ高精度で実現
する。 【解決手段】 γ補正回路６で検査信号Ｓ1 に対してγ
補正が施されたγ補正信号Ｓ2 を微分回路３で微分して
微分信号Ｓ3 を得る。γ補正信号Ｓ2 は、折れ曲がった
特性であり、各折れ点で区切られるそれぞれの期間の変
化量が異なっている。微分信号Ｓ3 は、折れ点の後の期
間の変化量がその前の期間の変化量より増加している場
合に正極性となり、逆に減少している場合に負極性とな
る。タイミング発生回路４で微分信号Ｓ3 に同期するタ
イミングパルスＳ6 を発生する。サンプル／ホールド回
路５でタイミングパルスＳ6 によりγ補正信号Ｓ2 を抽
出しかつ保持する。これにより、各折れ点の電圧が保持
され、折れ点の電圧を多数の検出点を設けることなく容
易に測定することができる。また、単純な回路で構成さ
れるので、γ補正特性測定装置１を安価に構成すること
ができる。
する。 【解決手段】 γ補正回路６で検査信号Ｓ1 に対してγ
補正が施されたγ補正信号Ｓ2 を微分回路３で微分して
微分信号Ｓ3 を得る。γ補正信号Ｓ2 は、折れ曲がった
特性であり、各折れ点で区切られるそれぞれの期間の変
化量が異なっている。微分信号Ｓ3 は、折れ点の後の期
間の変化量がその前の期間の変化量より増加している場
合に正極性となり、逆に減少している場合に負極性とな
る。タイミング発生回路４で微分信号Ｓ3 に同期するタ
イミングパルスＳ6 を発生する。サンプル／ホールド回
路５でタイミングパルスＳ6 によりγ補正信号Ｓ2 を抽
出しかつ保持する。これにより、各折れ点の電圧が保持
され、折れ点の電圧を多数の検出点を設けることなく容
易に測定することができる。また、単純な回路で構成さ
れるので、γ補正特性測定装置１を安価に構成すること
ができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、γ補正回路を有す
る半導体集積回路等のγ補正特性を測定するγ補正特性
測定装置およびγ補正特性測定方法に関するものであ
る。
る半導体集積回路等のγ補正特性を測定するγ補正特性
測定装置およびγ補正特性測定方法に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、スキャナ、ビデオカメラ等の画像
読取装置においては、読み取った画像信号を出力する出
力装置（表示装置等）が有するγ特性と呼ばれる非線形
特性を補正するγ補正回路を備えたものがある。このよ
うなγ補正回路では、時刻ｔ0から時間Δｔ毎に差電圧
ΔＶOUT ずつ変化する入力信号の入力電圧ＶINは、γ補
正回路でγ特性（折れ点、利得等）が補正されて出力電
圧ＶOUT として出力される。γ特性補正回路としては、
例えば、特開平６−８６０９６号公報に開示されている
構成が知られている。
読取装置においては、読み取った画像信号を出力する出
力装置（表示装置等）が有するγ特性と呼ばれる非線形
特性を補正するγ補正回路を備えたものがある。このよ
うなγ補正回路では、時刻ｔ0から時間Δｔ毎に差電圧
ΔＶOUT ずつ変化する入力信号の入力電圧ＶINは、γ補
正回路でγ特性（折れ点、利得等）が補正されて出力電
圧ＶOUT として出力される。γ特性補正回路としては、
例えば、特開平６−８６０９６号公報に開示されている
構成が知られている。
【０００３】従来、上記のようにして補正されたγ特性
の測定は、例えば、図１０（ａ）に示すように変化する
特性で補正された入力信号について、図１０（ｂ）に示
すように、出力電圧ＶOUT のΔｔ毎の変化量すなわち差
電圧ΔＶOUT(x)（＝Ｖ0(x+1)−Ｖ0(x)）を隣り合う２つ
でΔＶOUT(x)／ΔＶOUT(x+1)により比較し、それらが変
化する箇所（折れ点）の出力電圧ＶOUT を検出すること
により行われていた。図１０（ｂ）は、具体的には、折
れ点Ｏ2 を検出する場合について示している。この場
合、電圧Ｖ04・Ｖ05の間の差電圧ΔＶOUT4 と電圧Ｖ05
・Ｖ06の間の差電圧ΔＶOUT5が異なるので、電圧Ｖ06が
折れ点Ｏ2 の出力電圧ＶOUT として検出される。
の測定は、例えば、図１０（ａ）に示すように変化する
特性で補正された入力信号について、図１０（ｂ）に示
すように、出力電圧ＶOUT のΔｔ毎の変化量すなわち差
電圧ΔＶOUT(x)（＝Ｖ0(x+1)−Ｖ0(x)）を隣り合う２つ
でΔＶOUT(x)／ΔＶOUT(x+1)により比較し、それらが変
化する箇所（折れ点）の出力電圧ＶOUT を検出すること
により行われていた。図１０（ｂ）は、具体的には、折
れ点Ｏ2 を検出する場合について示している。この場
合、電圧Ｖ04・Ｖ05の間の差電圧ΔＶOUT4 と電圧Ｖ05
・Ｖ06の間の差電圧ΔＶOUT5が異なるので、電圧Ｖ06が
折れ点Ｏ2 の出力電圧ＶOUT として検出される。
【０００４】あるいは、γ特性の測定は、Δｔ毎に出力
される差電圧ΔＶOUT の電圧を取り込んだ後、差電圧Δ
ＶOUT について比較演算することで差電圧ΔＶOUT の変
化する箇所の出力電圧ＶOUT を算出することにより行わ
れていた。
される差電圧ΔＶOUT の電圧を取り込んだ後、差電圧Δ
ＶOUT について比較演算することで差電圧ΔＶOUT の変
化する箇所の出力電圧ＶOUT を算出することにより行わ
れていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、入力電圧Ｖ
INに対する出力電圧ＶOUT の変化点が不確定であるた
め、上記のγ補正結果の前者の測定方法では、差電圧Δ
ＶOUT の変化する箇所の出力電圧ＶOUT を検出する場
合、その変化点すなわち折れ点を正確に検出するための
測定点を多く設けなければならない。それゆえ、測定に
多くの時間を要するという不都合があった。
INに対する出力電圧ＶOUT の変化点が不確定であるた
め、上記のγ補正結果の前者の測定方法では、差電圧Δ
ＶOUT の変化する箇所の出力電圧ＶOUT を検出する場
合、その変化点すなわち折れ点を正確に検出するための
測定点を多く設けなければならない。それゆえ、測定に
多くの時間を要するという不都合があった。
【０００６】また、実際の出力電圧ＶOUT の変化が直線
的でないため、出力電圧ＶOUT の変化を近似的に直線と
みなす後者の測定方法では、高い測定精度が望めない。
この場合、測定点が少ないほど誤差が大きくなるので、
誤差を小さくしようとすると、上記前者の測定方法と同
様に測定点を多く設ける必要があり、しかも、最小２乗
法（近似計算法）などを用いて計算を行う必要がある。
的でないため、出力電圧ＶOUT の変化を近似的に直線と
みなす後者の測定方法では、高い測定精度が望めない。
この場合、測定点が少ないほど誤差が大きくなるので、
誤差を小さくしようとすると、上記前者の測定方法と同
様に測定点を多く設ける必要があり、しかも、最小２乗
法（近似計算法）などを用いて計算を行う必要がある。
【０００７】本発明は、上記の事情に鑑みてなされたも
のであって、γ特性補正の測定を短時間かつ高精度で実
現することを目的としている。
のであって、γ特性補正の測定を短時間かつ高精度で実
現することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の第１のγ補正特
性測定装置は、上記の課題を解決するために、入力信号
のγ特性を補正するγ補正回路に検査信号を入力し、γ
補正回路から出力されるγ補正信号を測定することによ
りγ補正特性の測定を行うγ補正特性測定装置におい
て、上記γ補正信号を微分する微分回路と、この微分回
路から出力された微分波形に同期して電圧を抽出しかつ
保持する第１サンプルホールド回路とを備えていること
を特徴としている。
性測定装置は、上記の課題を解決するために、入力信号
のγ特性を補正するγ補正回路に検査信号を入力し、γ
補正回路から出力されるγ補正信号を測定することによ
りγ補正特性の測定を行うγ補正特性測定装置におい
て、上記γ補正信号を微分する微分回路と、この微分回
路から出力された微分波形に同期して電圧を抽出しかつ
保持する第１サンプルホールド回路とを備えていること
を特徴としている。
【０００９】上記の構成において、γ補正信号は、γ補
正回路により折れ曲がったγ特性に補正されている。こ
のため、微分回路は、γ補正信号の勾配が変化する点す
なわち折れ点で微分波形を出力し、折れ点を検出する。
そして、第１サンプルホールド回路により、微分波形に
同期してγ補正信号から抽出および保持された電圧は、
折れ点における電圧に他ならない。
正回路により折れ曲がったγ特性に補正されている。こ
のため、微分回路は、γ補正信号の勾配が変化する点す
なわち折れ点で微分波形を出力し、折れ点を検出する。
そして、第１サンプルホールド回路により、微分波形に
同期してγ補正信号から抽出および保持された電圧は、
折れ点における電圧に他ならない。
【００１０】このように、上記の構成では、微分波形に
よりγ補正信号の折れ点を検出するので、折れ点の位置
を探すために、γ補正信号の変化量を所定時間毎に比較
するといった手間を省くことができる。また、折れ点の
検出のタイミングで電圧を抽出するので、正確な電圧測
定が可能になる。
よりγ補正信号の折れ点を検出するので、折れ点の位置
を探すために、γ補正信号の変化量を所定時間毎に比較
するといった手間を省くことができる。また、折れ点の
検出のタイミングで電圧を抽出するので、正確な電圧測
定が可能になる。
【００１１】また、上記の構成は、好ましくは、上記検
査信号から上記微分波形に基づくタイミングで電圧を抽
出しかつ保持する第２サンプルホールド回路をさらに備
えているので、検査信号について、上記の折れ点に対応
する点の電圧を測定することができる。これにより、隣
り合う２つの折れ点で抽出されたγ補正信号の差と検査
信号の差との比を計算することにより、γ補正回路によ
るγ特性補正の利得を容易に求めることができる。
査信号から上記微分波形に基づくタイミングで電圧を抽
出しかつ保持する第２サンプルホールド回路をさらに備
えているので、検査信号について、上記の折れ点に対応
する点の電圧を測定することができる。これにより、隣
り合う２つの折れ点で抽出されたγ補正信号の差と検査
信号の差との比を計算することにより、γ補正回路によ
るγ特性補正の利得を容易に求めることができる。
【００１２】本発明の第２のγ補正特性測定装置は、上
記の課題を解決するために、入力信号のγ特性を補正す
るγ補正回路に検査信号を入力し、γ補正回路から出力
されるγ補正信号を測定することによりγ補正特性の測
定を行うγ補正特性測定装置において、上記γ補正信号
を微分する微分回路と、この微分回路から出力された微
分波形で区切られる期間毎に順次ＯＮして、その期間だ
け上記γ補正信号を出力する第１スイッチ回路と、この
第１スイッチ回路からの各期間の出力信号のピーク電圧
を検出する第１ピーク検出回路とを備えていることを特
徴としている。
記の課題を解決するために、入力信号のγ特性を補正す
るγ補正回路に検査信号を入力し、γ補正回路から出力
されるγ補正信号を測定することによりγ補正特性の測
定を行うγ補正特性測定装置において、上記γ補正信号
を微分する微分回路と、この微分回路から出力された微
分波形で区切られる期間毎に順次ＯＮして、その期間だ
け上記γ補正信号を出力する第１スイッチ回路と、この
第１スイッチ回路からの各期間の出力信号のピーク電圧
を検出する第１ピーク検出回路とを備えていることを特
徴としている。
【００１３】上記の構成においても、γ補正信号の折れ
曲がった形状を利用して、微分回路により折れ点を検出
する。そして、第１スイッチ回路により、微分波形で区
切られる期間毎に、隣り合う２つの折れ点で区切られた
期間の部分的なγ補正信号が順次出力される。すると、
第１ピーク検出回路により、それぞれの期間のγ補正信
号のピーク電圧が検出される。そのピーク電圧は、折れ
点における電圧に他ならない。
曲がった形状を利用して、微分回路により折れ点を検出
する。そして、第１スイッチ回路により、微分波形で区
切られる期間毎に、隣り合う２つの折れ点で区切られた
期間の部分的なγ補正信号が順次出力される。すると、
第１ピーク検出回路により、それぞれの期間のγ補正信
号のピーク電圧が検出される。そのピーク電圧は、折れ
点における電圧に他ならない。
【００１４】このように、上記の構成では、第１のγ補
正特性測定装置と同様、微分波形によりγ補正信号の折
れ点を検出するので、折れ点の位置を探すために手間の
かかる操作を行う必要がない。また、折れ点同士の間で
のγ補正信号のピーク電圧を検出することにより、折れ
点での電圧を検出するので、正確な電圧測定が可能にな
る。
正特性測定装置と同様、微分波形によりγ補正信号の折
れ点を検出するので、折れ点の位置を探すために手間の
かかる操作を行う必要がない。また、折れ点同士の間で
のγ補正信号のピーク電圧を検出することにより、折れ
点での電圧を検出するので、正確な電圧測定が可能にな
る。
【００１５】また、上記の構成は、好ましくは、上記微
分波形で区切られる期間毎に順次ＯＮして、その期間だ
け上記検査信号を出力する第２スイッチ回路と、この第
２スイッチ回路からの各期間の出力信号のピーク電圧を
検出する第２ピーク検出回路とをさらに備えているの
で、検査信号について、上記の折れ点に対応する点の電
圧を測定することができる。これにより、隣り合う２つ
の折れ点で抽出されたγ補正信号の差と検査信号の差と
の比を計算することにより、γ補正回路によるγ特性補
正の利得を容易に求めることができる。
分波形で区切られる期間毎に順次ＯＮして、その期間だ
け上記検査信号を出力する第２スイッチ回路と、この第
２スイッチ回路からの各期間の出力信号のピーク電圧を
検出する第２ピーク検出回路とをさらに備えているの
で、検査信号について、上記の折れ点に対応する点の電
圧を測定することができる。これにより、隣り合う２つ
の折れ点で抽出されたγ補正信号の差と検査信号の差と
の比を計算することにより、γ補正回路によるγ特性補
正の利得を容易に求めることができる。
【００１６】
〔実施の形態１〕本発明の実施の一形態について図１な
いし図４に基づいて説明すれば、以下の通りである。
いし図４に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００１７】図１に示すように、本実施の形態に係るγ
補正特性測定装置１は、信号発生器２、微分回路３、タ
イミング発生回路４およびサンプルホールド回路（図
中、Ｓ／Ｈ回路）５を備えている。
補正特性測定装置１は、信号発生器２、微分回路３、タ
イミング発生回路４およびサンプルホールド回路（図
中、Ｓ／Ｈ回路）５を備えている。
【００１８】信号発生器２は、図３に示す、一定の勾配
で増加するランプ波形の検査信号Ｓ1 を出力する回路で
ある。その検査信号Ｓ1 は、被測定回路であるγ補正回
路６に入力される。
で増加するランプ波形の検査信号Ｓ1 を出力する回路で
ある。その検査信号Ｓ1 は、被測定回路であるγ補正回
路６に入力される。
【００１９】微分回路３は、コンデンサＣと抵抗Ｒとか
らなる回路であり、γ補正回路６からの出力信号である
γ補正信号Ｓ2 の折れ点で微分波形の微分信号Ｓ3 を出
力するようになっている。
らなる回路であり、γ補正回路６からの出力信号である
γ補正信号Ｓ2 の折れ点で微分波形の微分信号Ｓ3 を出
力するようになっている。
【００２０】タイミング発生回路４は、微分信号Ｓ3 に
基づいてサンプルホールド回路５が電圧の抽出を行うタ
イミングをタイミングパルスＳ6 として発生する回路で
ある。タイミング発生回路４は、具体的には、図２に示
すように、２つの比較器７・８と、ＯＲ回路９とを有し
ている。
基づいてサンプルホールド回路５が電圧の抽出を行うタ
イミングをタイミングパルスＳ6 として発生する回路で
ある。タイミング発生回路４は、具体的には、図２に示
すように、２つの比較器７・８と、ＯＲ回路９とを有し
ている。
【００２１】比較器７は、非反転入力端子に入力される
微分信号Ｓ3 と、反転入力端子に入力される基準電圧Ｖ
a とを比較し、微分信号Ｓ3 が基準電圧Ｖa より高い期
間にハイレベルの比較パルスＳ4 を出力するようになっ
ている。一方、比較器８は、反転入力端子に入力される
微分信号Ｓ3 と、非反転入力端子に入力される基準電圧
Ｖb とを比較し、微分信号Ｓ3 が基準電圧Ｖb より低い
期間にハイレベルの比較パルスＳ5 を出力するようにな
っている。上記の基準電圧Ｖa は、０レベルよりやや高
い値に設定され、基準電圧Ｖb は、０レベルよりやや低
い値に設定されている。
微分信号Ｓ3 と、反転入力端子に入力される基準電圧Ｖ
a とを比較し、微分信号Ｓ3 が基準電圧Ｖa より高い期
間にハイレベルの比較パルスＳ4 を出力するようになっ
ている。一方、比較器８は、反転入力端子に入力される
微分信号Ｓ3 と、非反転入力端子に入力される基準電圧
Ｖb とを比較し、微分信号Ｓ3 が基準電圧Ｖb より低い
期間にハイレベルの比較パルスＳ5 を出力するようにな
っている。上記の基準電圧Ｖa は、０レベルよりやや高
い値に設定され、基準電圧Ｖb は、０レベルよりやや低
い値に設定されている。
【００２２】ＯＲ回路９は、比較器７・８から出力され
る比較パルスＳ4 ・Ｓ5 の論理和をとってタイミングパ
ルスＳ6 として出力する回路である。
る比較パルスＳ4 ・Ｓ5 の論理和をとってタイミングパ
ルスＳ6 として出力する回路である。
【００２３】第１サンプルホールド回路としてのサンプ
ルホールド回路５は、γ補正信号Ｓ2 を、タイミングパ
ルスＳ6 が入力されるタイミングでサンプリングスイッ
チ（図示せず）により抽出し、ホールドコンデンサ（図
示せず）に保持する回路である。
ルホールド回路５は、γ補正信号Ｓ2 を、タイミングパ
ルスＳ6 が入力されるタイミングでサンプリングスイッ
チ（図示せず）により抽出し、ホールドコンデンサ（図
示せず）に保持する回路である。
【００２４】上記のように構成されるγ補正特性測定装
置１の動作を図３の波形図を参照しながら説明する。
置１の動作を図３の波形図を参照しながら説明する。
【００２５】信号発生器２から出力された検査信号Ｓ1
は、γ補正回路６で補正されると補正特性に応じた折れ
点Ｏ1 〜Ｏ4 で折れ曲がるγ補正信号Ｓ2 となる。この
γ補正信号Ｓ2 は、折れ点Ｏ1 〜Ｏ4 で区切られる３つ
の期間Ｔ1 〜Ｔ3 における変化量が異なっている。
は、γ補正回路６で補正されると補正特性に応じた折れ
点Ｏ1 〜Ｏ4 で折れ曲がるγ補正信号Ｓ2 となる。この
γ補正信号Ｓ2 は、折れ点Ｏ1 〜Ｏ4 で区切られる３つ
の期間Ｔ1 〜Ｔ3 における変化量が異なっている。
【００２６】このγ補正信号Ｓ2 が微分回路３で微分さ
れると、各折れ点Ｏ1 〜Ｏ4 の前後の２つの期間でのγ
補正信号Ｓ2 の変化量が増加したか減少したかに応じて
正極性または負極性の微分信号Ｓ3 が発生する。具体的
には、各折れ点について、その後の期間で前の期間に比
べて変化量が増加していれば、その折れ点で正極性の微
分信号Ｓ3 が出力される。一方、各折れ点について、そ
の後の期間で前の期間に比べて変化量が減少していれ
ば、その折れ点で負極性の微分信号Ｓ3 が出力される。
れると、各折れ点Ｏ1 〜Ｏ4 の前後の２つの期間でのγ
補正信号Ｓ2 の変化量が増加したか減少したかに応じて
正極性または負極性の微分信号Ｓ3 が発生する。具体的
には、各折れ点について、その後の期間で前の期間に比
べて変化量が増加していれば、その折れ点で正極性の微
分信号Ｓ3 が出力される。一方、各折れ点について、そ
の後の期間で前の期間に比べて変化量が減少していれ
ば、その折れ点で負極性の微分信号Ｓ3 が出力される。
【００２７】タイミング発生回路４では、比較器７によ
り、正極性の微分信号Ｓ3 が基準電圧Ｖa と比較された
結果、比較パルスＳ4 が出力される。また、比較器８に
より、負極性の微分信号Ｓ3 が基準電圧Ｖb と比較され
た結果、比較パルスＳ5 が出力される。そして、ＯＲ回
路９により、上記の比較パルスＳ4 ・Ｓ5 の論理和がと
られることでタイミングパルスＳ6 が出力される。
り、正極性の微分信号Ｓ3 が基準電圧Ｖa と比較された
結果、比較パルスＳ4 が出力される。また、比較器８に
より、負極性の微分信号Ｓ3 が基準電圧Ｖb と比較され
た結果、比較パルスＳ5 が出力される。そして、ＯＲ回
路９により、上記の比較パルスＳ4 ・Ｓ5 の論理和がと
られることでタイミングパルスＳ6 が出力される。
【００２８】さらに、γ補正信号Ｓ2 は、サンプルホー
ルド回路５により、タイミングパルスＳ6 のタイミング
で抽出されるとともに保持される。これにより、このサ
ンプルホールド回路５の出力端子には、タイミングパル
スＳ6 に同期して階段状に変化するホールド信号Ｓ7 が
得られる。
ルド回路５により、タイミングパルスＳ6 のタイミング
で抽出されるとともに保持される。これにより、このサ
ンプルホールド回路５の出力端子には、タイミングパル
スＳ6 に同期して階段状に変化するホールド信号Ｓ7 が
得られる。
【００２９】したがって、γ補正信号Ｓ2 の各折れ点Ｏ
1 〜Ｏ4 での電圧ＶO1〜ＶO4は、ホールド信号Ｓ7 の各
レベルの電圧を測定することにより求められる。
1 〜Ｏ4 での電圧ＶO1〜ＶO4は、ホールド信号Ｓ7 の各
レベルの電圧を測定することにより求められる。
【００３０】続いて、本実施の形態に係る変形例を説明
する。
する。
【００３１】図４に示すように、本変形例のγ補正特性
測定装置１は、前記の構成に加えてさらにサンプルホー
ルド回路（図中、Ｓ／Ｈ）１０を備えている。第２サン
プルホールド回路としてのサンプルホールド回路１０
は、検査信号Ｓ1 をタイミングパルスＳ6 のタイミング
で抽出および保持する回路である。
測定装置１は、前記の構成に加えてさらにサンプルホー
ルド回路（図中、Ｓ／Ｈ）１０を備えている。第２サン
プルホールド回路としてのサンプルホールド回路１０
は、検査信号Ｓ1 をタイミングパルスＳ6 のタイミング
で抽出および保持する回路である。
【００３２】上記のサンプルホールド回路１０を備えた
本γ補正特性測定装置１では、検査信号Ｓ1 を抽出およ
び保持することにより、図３に示すように、階段状のホ
ールド信号Ｓ8 が得られる。このホールド信号Ｓ8 は、
検査信号Ｓ1 においてγ補正信号Ｓ2 の折れ点Ｏ1 〜Ｏ
4 に時間的に対応する点Ｉ1 〜Ｉ4 での電圧ＶI1〜ＶI4
を求めることができる。
本γ補正特性測定装置１では、検査信号Ｓ1 を抽出およ
び保持することにより、図３に示すように、階段状のホ
ールド信号Ｓ8 が得られる。このホールド信号Ｓ8 は、
検査信号Ｓ1 においてγ補正信号Ｓ2 の折れ点Ｏ1 〜Ｏ
4 に時間的に対応する点Ｉ1 〜Ｉ4 での電圧ＶI1〜ＶI4
を求めることができる。
【００３３】ここで、期間Ｔ1 〜Ｔ3 でのそれぞれの利
得Ｇ1 〜Ｇ3 は、上記のようにして得られた電圧ＶO1〜
ＶO4および電圧ＶI1〜ＶI4に基づいて、外部の図示しな
い演算装置において次の各式により計算される。 Ｇ1 ＝（ＶO2−ＶO1）／（ＶI2−ＶI1） …（１） Ｇ2 ＝（ＶO3−ＶO2）／（ＶI3−ＶI2） …（２） Ｇ3 ＝（ＶO4−ＶO3）／（ＶI4−ＶI3） …（３） このように、上記の（１）〜（３）式により、２つの折
れ点間での利得Ｇ1 〜Ｇ3 が求められる。
得Ｇ1 〜Ｇ3 は、上記のようにして得られた電圧ＶO1〜
ＶO4および電圧ＶI1〜ＶI4に基づいて、外部の図示しな
い演算装置において次の各式により計算される。 Ｇ1 ＝（ＶO2−ＶO1）／（ＶI2−ＶI1） …（１） Ｇ2 ＝（ＶO3−ＶO2）／（ＶI3−ＶI2） …（２） Ｇ3 ＝（ＶO4−ＶO3）／（ＶI4−ＶI3） …（３） このように、上記の（１）〜（３）式により、２つの折
れ点間での利得Ｇ1 〜Ｇ3 が求められる。
【００３４】このように、本γ補正特性測定装置１は、
微分回路３により折れ点を検出し、その検出結果を用い
てγ補正信号Ｓ2 および検査信号Ｓ1 を抽出および保持
するようになっている。これにより、折れ点の検出のた
めに、所定時間間隔でγ補正信号Ｓ2 の変化量を比較す
るといった手間を要する処理を必要とせず、短時間かつ
高精度にγ補正特性の測定を行うことができる。
微分回路３により折れ点を検出し、その検出結果を用い
てγ補正信号Ｓ2 および検査信号Ｓ1 を抽出および保持
するようになっている。これにより、折れ点の検出のた
めに、所定時間間隔でγ補正信号Ｓ2 の変化量を比較す
るといった手間を要する処理を必要とせず、短時間かつ
高精度にγ補正特性の測定を行うことができる。
【００３５】〔実施の形態２〕本発明の実施の他の形態
について図５ないし図９に基づいて説明すれば、以下の
通りである。なお、本実施の形態において、前記の実施
の形態１における回路と同等の機能を有する回路につい
ては、同様の符号を付記してその説明を省略する。
について図５ないし図９に基づいて説明すれば、以下の
通りである。なお、本実施の形態において、前記の実施
の形態１における回路と同等の機能を有する回路につい
ては、同様の符号を付記してその説明を省略する。
【００３６】図５に示すように、本実施の形態に係るγ
補正特性測定装置１１は、信号発生器２、微分回路３、
タイミング発生回路４、スイッチ制御回路１２、スイッ
チ回路１３・１４およびピークホールド回路（図中、Ｐ
／Ｈ回路）１５・１６を備えている。
補正特性測定装置１１は、信号発生器２、微分回路３、
タイミング発生回路４、スイッチ制御回路１２、スイッ
チ回路１３・１４およびピークホールド回路（図中、Ｐ
／Ｈ回路）１５・１６を備えている。
【００３７】スイッチ制御回路１２は、タイミング発生
回路４から出力されるタイミングパルスＳ6 に基づい
て、期間Ｔ1 〜Ｔ3 で順次ハイレベルとなる制御信号Ｓ
11〜Ｓ13を出力する回路である。このスイッチ制御回路
１２は、詳しくは、図６に示すように、Ｄタイプのフリ
ップフロップ１７・１８と、ＡＮＤ回路１９〜２１とを
有している。
回路４から出力されるタイミングパルスＳ6 に基づい
て、期間Ｔ1 〜Ｔ3 で順次ハイレベルとなる制御信号Ｓ
11〜Ｓ13を出力する回路である。このスイッチ制御回路
１２は、詳しくは、図６に示すように、Ｄタイプのフリ
ップフロップ１７・１８と、ＡＮＤ回路１９〜２１とを
有している。
【００３８】フリップフロップ１７は、クロック入力端
子ＣＫに上記のタイミングパルスＳ6 が入力され、デー
タ入力端子Ｄと反転出力端子／Ｑとが互いに接続されて
いる。フリップフロップ１８は、クロック入力端子ＣＫ
がフリップフロップ１７の出力端子に接続され、データ
入力端子Ｄと反転出力端子／Ｑとが互いに接続されてい
る。
子ＣＫに上記のタイミングパルスＳ6 が入力され、デー
タ入力端子Ｄと反転出力端子／Ｑとが互いに接続されて
いる。フリップフロップ１８は、クロック入力端子ＣＫ
がフリップフロップ１７の出力端子に接続され、データ
入力端子Ｄと反転出力端子／Ｑとが互いに接続されてい
る。
【００３９】ＡＮＤ回路１９は、フリップフロップ１７
の反転出力端子／Ｑとフリップフロップ１８の出力端子
Ｑからの出力信号の論理積をとるようになっている。ま
た、ＡＮＤ回路２０は、フリップフロップ１７の出力端
子Ｑとフリップフロップ１８の反転出力端子／Ｑからの
出力信号の論理積をとるようになっている。さらに、Ａ
ＮＤ回路２１は、フリップフロップ１７・１８の反転出
力端子／Ｑからの出力信号の論理積をとるようになって
いる。
の反転出力端子／Ｑとフリップフロップ１８の出力端子
Ｑからの出力信号の論理積をとるようになっている。ま
た、ＡＮＤ回路２０は、フリップフロップ１７の出力端
子Ｑとフリップフロップ１８の反転出力端子／Ｑからの
出力信号の論理積をとるようになっている。さらに、Ａ
ＮＤ回路２１は、フリップフロップ１７・１８の反転出
力端子／Ｑからの出力信号の論理積をとるようになって
いる。
【００４０】スイッチ回路１３は、３個のアナログスイ
ッチＳＷ11〜ＳＷ13を有しており、それぞれ制御信号Ｓ
11〜Ｓ13によりＯＮ／ＯＦＦが制御されるようになって
いる。アナログスイッチＳＷ11〜ＳＷ13は、入力側に共
通してγ補正信号Ｓ2 が入力されるとともに、γ補正信
号Ｓ2 における期間Ｔ1 〜Ｔ3 の部分に対応する期間信
号Ｓ14〜Ｓ16を出力側から独立して出力するように構成
されている。
ッチＳＷ11〜ＳＷ13を有しており、それぞれ制御信号Ｓ
11〜Ｓ13によりＯＮ／ＯＦＦが制御されるようになって
いる。アナログスイッチＳＷ11〜ＳＷ13は、入力側に共
通してγ補正信号Ｓ2 が入力されるとともに、γ補正信
号Ｓ2 における期間Ｔ1 〜Ｔ3 の部分に対応する期間信
号Ｓ14〜Ｓ16を出力側から独立して出力するように構成
されている。
【００４１】一方、スイッチ回路１４は、３個のアナロ
グスイッチＳＷ14〜ＳＷ16を有しており、それぞれ制御
信号Ｓ11〜Ｓ13によりＯＮ／ＯＦＦが制御されるように
なっている。アナログスイッチＳＷ14〜ＳＷ16は、入力
側に共通して検査信号Ｓ1 が入力されるとともに、検査
信号Ｓ1 における期間Ｔ1 〜Ｔ3 の部分に対応する期間
信号Ｓ17〜Ｓ19を出力側から独立して出力するように構
成されている。
グスイッチＳＷ14〜ＳＷ16を有しており、それぞれ制御
信号Ｓ11〜Ｓ13によりＯＮ／ＯＦＦが制御されるように
なっている。アナログスイッチＳＷ14〜ＳＷ16は、入力
側に共通して検査信号Ｓ1 が入力されるとともに、検査
信号Ｓ1 における期間Ｔ1 〜Ｔ3 の部分に対応する期間
信号Ｓ17〜Ｓ19を出力側から独立して出力するように構
成されている。
【００４２】第１ピーク検出回路としてのピークホール
ド回路１５は、アナログスイッチＳＷ11〜ＳＷ13から出
力される各期間信号Ｓ14〜Ｓ15のピーク電圧をそれぞれ
検出しかつ保持する回路である。また、第２ピーク検出
回路としてのピークホールド回路１６は、アナログスイ
ッチＳＷ14〜ＳＷ16から出力される各期間信号Ｓ16〜Ｓ
17のピーク電圧をそれぞれ検出しかつ保持する回路であ
る。
ド回路１５は、アナログスイッチＳＷ11〜ＳＷ13から出
力される各期間信号Ｓ14〜Ｓ15のピーク電圧をそれぞれ
検出しかつ保持する回路である。また、第２ピーク検出
回路としてのピークホールド回路１６は、アナログスイ
ッチＳＷ14〜ＳＷ16から出力される各期間信号Ｓ16〜Ｓ
17のピーク電圧をそれぞれ検出しかつ保持する回路であ
る。
【００４３】上記のように構成されるγ補正特性測定装
置１１の動作を図７ないし図９の波形図を参照しながら
説明する。
置１１の動作を図７ないし図９の波形図を参照しながら
説明する。
【００４４】図７に示すように、検査信号Ｓ1 を基にγ
補正回路６でγ補正信号Ｓ2 が得られ、このγ補正信号
Ｓ2 に基づいて微分回路３で微分信号Ｓ3 が出力され
る。さらに、タイミング発生回路では、２つの比較パル
スＳ4 ・Ｓ5 からタイミングパルスＳ6 が生成される。
補正回路６でγ補正信号Ｓ2 が得られ、このγ補正信号
Ｓ2 に基づいて微分回路３で微分信号Ｓ3 が出力され
る。さらに、タイミング発生回路では、２つの比較パル
スＳ4 ・Ｓ5 からタイミングパルスＳ6 が生成される。
【００４５】スイッチ制御回路１２では、図８に示すよ
うに、上記のタイミングパルスＳ6の第１のパルスから
順に各パルスが入力される毎、すなわち点Ｉ11〜Ｉ13毎
に順次ハイレベルとなる制御信号Ｓ11〜Ｓ13が出力され
る。
うに、上記のタイミングパルスＳ6の第１のパルスから
順に各パルスが入力される毎、すなわち点Ｉ11〜Ｉ13毎
に順次ハイレベルとなる制御信号Ｓ11〜Ｓ13が出力され
る。
【００４６】すると、スイッチ回路１３では、図７に示
すように、各アナログスイッチＳＷ11〜ＳＷ13が制御信
号Ｓ11〜Ｓ13のローレベルの期間にＯＦＦし、ハイレベ
ルの期間にＯＮする。これにより、γ補正信号Ｓ2 を基
にして、スイッチ回路１３から、図９に示すように、期
間Ｔ1 〜Ｔ3 にそれぞれ期間信号Ｓ14〜Ｓ16が出力され
る。
すように、各アナログスイッチＳＷ11〜ＳＷ13が制御信
号Ｓ11〜Ｓ13のローレベルの期間にＯＦＦし、ハイレベ
ルの期間にＯＮする。これにより、γ補正信号Ｓ2 を基
にして、スイッチ回路１３から、図９に示すように、期
間Ｔ1 〜Ｔ3 にそれぞれ期間信号Ｓ14〜Ｓ16が出力され
る。
【００４７】そして、ピークホールド回路１５にて、各
期間信号Ｓ14〜Ｓ16のピーク電圧が保持される。これに
より、折れ点Ｏ11〜Ｏ13での電圧ＶO11 〜ＶO13 を検出
することができる。
期間信号Ｓ14〜Ｓ16のピーク電圧が保持される。これに
より、折れ点Ｏ11〜Ｏ13での電圧ＶO11 〜ＶO13 を検出
することができる。
【００４８】一方、スイッチ回路１４では、制御信号Ｓ
11〜Ｓ13が出力されると、各アナログスイッチＳＷ14〜
ＳＷ16が制御信号Ｓ11〜Ｓ13のローレベルの期間にＯＦ
Ｆし、ハイレベルの期間にＯＮする。これにより、検査
信号Ｓ1 を基にして、スイッチ回路１４から、期間Ｔ1
〜Ｔ3 にそれぞれ期間信号Ｓ17〜Ｓ19が出力される。
11〜Ｓ13が出力されると、各アナログスイッチＳＷ14〜
ＳＷ16が制御信号Ｓ11〜Ｓ13のローレベルの期間にＯＦ
Ｆし、ハイレベルの期間にＯＮする。これにより、検査
信号Ｓ1 を基にして、スイッチ回路１４から、期間Ｔ1
〜Ｔ3 にそれぞれ期間信号Ｓ17〜Ｓ19が出力される。
【００４９】そして、ピークホールド回路１６にて、そ
れぞれの期間信号Ｓ17〜Ｓ19のピーク電圧が保持され
る。これにより、折れ点Ｏ11〜Ｏ13に時間的に対応する
点Ｉ11〜Ｉ13での電圧ＶI11 〜ＶI13 を検出することが
できる。
れぞれの期間信号Ｓ17〜Ｓ19のピーク電圧が保持され
る。これにより、折れ点Ｏ11〜Ｏ13に時間的に対応する
点Ｉ11〜Ｉ13での電圧ＶI11 〜ＶI13 を検出することが
できる。
【００５０】また、γ補正信号Ｓ2 の基準レベルを与え
る電圧ＶO10 および検査信号Ｓ1 の基準レベルを与える
電圧ＶI10 は、本γ補正特性測定装置１１に入力される
バイアス電圧を単に測定するだけで得られる。
る電圧ＶO10 および検査信号Ｓ1 の基準レベルを与える
電圧ＶI10 は、本γ補正特性測定装置１１に入力される
バイアス電圧を単に測定するだけで得られる。
【００５１】ここで、期間Ｔ1 〜Ｔ3 におけるそれぞれ
の利得Ｇ11〜Ｇ13は、上記のようにして得られた電圧Ｖ
O10 〜ＶO13 および電圧ＶI10 〜ＶO13 に基づいて、図
示しない外部の演算装置において次の各式により計算さ
れる。 Ｇ11＝（ＶO11 −ＶO10 ）／（ＶI11 −ＶI10 ） …（４） Ｇ12＝（ＶO12 −ＶO11 ）／（ＶI12 −ＶI11 ） …（５） Ｇ13＝（ＶO13 −ＶO12 ）／（ＶI13 −ＶI12 ） …（６） このように、上記の（４）〜（６）式により、期間Ｔ1
〜Ｔ3 での利得Ｇ11〜Ｇ13がそれぞれ求められる。
の利得Ｇ11〜Ｇ13は、上記のようにして得られた電圧Ｖ
O10 〜ＶO13 および電圧ＶI10 〜ＶO13 に基づいて、図
示しない外部の演算装置において次の各式により計算さ
れる。 Ｇ11＝（ＶO11 −ＶO10 ）／（ＶI11 −ＶI10 ） …（４） Ｇ12＝（ＶO12 −ＶO11 ）／（ＶI12 −ＶI11 ） …（５） Ｇ13＝（ＶO13 −ＶO12 ）／（ＶI13 −ＶI12 ） …（６） このように、上記の（４）〜（６）式により、期間Ｔ1
〜Ｔ3 での利得Ｇ11〜Ｇ13がそれぞれ求められる。
【００５２】このように、本γ補正特性測定装置１１
は、微分回路３により折れ点を検出し、その検出結果を
用いてγ補正信号Ｓ2 および検査信号Ｓ1 を各折れ点間
の期間毎に部分的に取り出して、そのピーク電圧を検出
および保持するようになっている。これにより、折れ点
の検出のために、所定時間間隔でγ補正信号Ｓ2 の変化
量を比較するといった手間を要する処理を必要とせず、
短時間かつ高精度にγ補正特性の測定を行うことができ
る。
は、微分回路３により折れ点を検出し、その検出結果を
用いてγ補正信号Ｓ2 および検査信号Ｓ1 を各折れ点間
の期間毎に部分的に取り出して、そのピーク電圧を検出
および保持するようになっている。これにより、折れ点
の検出のために、所定時間間隔でγ補正信号Ｓ2 の変化
量を比較するといった手間を要する処理を必要とせず、
短時間かつ高精度にγ補正特性の測定を行うことができ
る。
【００５３】
【発明の効果】以上のように、本発明の請求項１に記載
のγ補正特性測定装置は、γ補正回路により検査信号に
γ特性が施されたγ補正信号を微分する微分回路と、こ
の微分回路から出力された微分波形に同期して電圧を抽
出しかつ保持する第１サンプルホールド回路とを備えて
いる構成である。
のγ補正特性測定装置は、γ補正回路により検査信号に
γ特性が施されたγ補正信号を微分する微分回路と、こ
の微分回路から出力された微分波形に同期して電圧を抽
出しかつ保持する第１サンプルホールド回路とを備えて
いる構成である。
【００５４】これにより、微分波形によりγ補正信号の
折れ点を検出するので、折れ点の位置を探すために、従
来の測定方法のように折れ点位置を探すために、γ補正
信号をΔｔ毎に比較して変化するところの電圧を検出す
る必要がなくなる。また、折れ点の検出のタイミングで
電圧を抽出するので、正確な電圧測定が可能になる。さ
らに、単純な回路で構成されるので、γ補正特性測定装
置の低価格化を図ることができる。したがって、測定時
間の短縮および測定精度の向上を安価な構成で容易に図
ることができるという効果を奏する。
折れ点を検出するので、折れ点の位置を探すために、従
来の測定方法のように折れ点位置を探すために、γ補正
信号をΔｔ毎に比較して変化するところの電圧を検出す
る必要がなくなる。また、折れ点の検出のタイミングで
電圧を抽出するので、正確な電圧測定が可能になる。さ
らに、単純な回路で構成されるので、γ補正特性測定装
置の低価格化を図ることができる。したがって、測定時
間の短縮および測定精度の向上を安価な構成で容易に図
ることができるという効果を奏する。
【００５５】本発明の請求項２に記載のγ補正特性測定
装置は、請求項１に記載の装置において、上記検査信号
から上記微分波形に同期して電圧を抽出しかつ保持する
第２サンプルホールド回路をさらに備えている構成であ
るので、検査信号について、上記の折れ点に対応する点
の電圧を測定することができる。これにより、γ補正回
路についての入出力の電圧の変化量の比を計算すること
により、γ特性補正の利得を容易に求めることができ
る。したがって、折れ点、折れ点でのγ補正信号の電圧
およびγ特性補正の利得を含むγ特性補正についての測
定を高速かつ高精度に行うことができるという効果を奏
する。
装置は、請求項１に記載の装置において、上記検査信号
から上記微分波形に同期して電圧を抽出しかつ保持する
第２サンプルホールド回路をさらに備えている構成であ
るので、検査信号について、上記の折れ点に対応する点
の電圧を測定することができる。これにより、γ補正回
路についての入出力の電圧の変化量の比を計算すること
により、γ特性補正の利得を容易に求めることができ
る。したがって、折れ点、折れ点でのγ補正信号の電圧
およびγ特性補正の利得を含むγ特性補正についての測
定を高速かつ高精度に行うことができるという効果を奏
する。
【００５６】本発明の請求項３に記載のγ補正特性測定
装置は、γ補正回路により検査信号にγ特性が施された
γ補正信号を微分する微分回路と、この微分回路から出
力された微分波形で区切られる期間毎に順次ＯＮして、
その期間だけ上記γ補正信号を出力する第１スイッチ回
路と、この第１スイッチ回路からの各期間の出力信号の
ピーク電圧を検出する第１ピーク検出回路とを備えてい
る構成である。
装置は、γ補正回路により検査信号にγ特性が施された
γ補正信号を微分する微分回路と、この微分回路から出
力された微分波形で区切られる期間毎に順次ＯＮして、
その期間だけ上記γ補正信号を出力する第１スイッチ回
路と、この第１スイッチ回路からの各期間の出力信号の
ピーク電圧を検出する第１ピーク検出回路とを備えてい
る構成である。
【００５７】これにより、請求項１に記載の装置と同
様、微分波形によりγ補正信号の折れ点を検出するの
で、折れ点の位置を探すために手間のかかる操作を行う
必要がない。また、折れ点同士の間でのγ補正信号のピ
ーク電圧を検出することにより折れ点での電圧を検出す
るので、正確な電圧測定が可能になる。さらに、単純な
回路で構成されるので、γ補正特性測定装置の低価格化
を図ることができる。したがって、測定時間の短縮およ
び測定精度の向上を安価な構成で容易に図ることができ
るという効果を奏する。
様、微分波形によりγ補正信号の折れ点を検出するの
で、折れ点の位置を探すために手間のかかる操作を行う
必要がない。また、折れ点同士の間でのγ補正信号のピ
ーク電圧を検出することにより折れ点での電圧を検出す
るので、正確な電圧測定が可能になる。さらに、単純な
回路で構成されるので、γ補正特性測定装置の低価格化
を図ることができる。したがって、測定時間の短縮およ
び測定精度の向上を安価な構成で容易に図ることができ
るという効果を奏する。
【００５８】本発明の請求項４に記載のγ補正特性測定
装置は、請求項３に記載の装置において、上記微分波形
で区切られる期間毎に順次ＯＮして、その期間だけ上記
検査信号を出力する第２スイッチ回路と、この第２スイ
ッチ回路からの各期間の出力信号のピーク電圧を検出す
る第２ピーク検出回路とをさらに備えている構成である
ので、検査信号について、上記の折れ点に対応する点の
電圧を測定することができる。これにより、γ補正回路
についての入出力の電圧の変化量の比を計算することに
より、γ特性補正の利得を容易に求めることができる。
したがって、折れ点、折れ点でのγ補正信号の電圧およ
びγ特性補正の利得を含むγ特性補正についての測定を
高速かつ高精度に行うことができるという効果を奏す
る。
装置は、請求項３に記載の装置において、上記微分波形
で区切られる期間毎に順次ＯＮして、その期間だけ上記
検査信号を出力する第２スイッチ回路と、この第２スイ
ッチ回路からの各期間の出力信号のピーク電圧を検出す
る第２ピーク検出回路とをさらに備えている構成である
ので、検査信号について、上記の折れ点に対応する点の
電圧を測定することができる。これにより、γ補正回路
についての入出力の電圧の変化量の比を計算することに
より、γ特性補正の利得を容易に求めることができる。
したがって、折れ点、折れ点でのγ補正信号の電圧およ
びγ特性補正の利得を含むγ特性補正についての測定を
高速かつ高精度に行うことができるという効果を奏す
る。
【００５９】本発明の請求項５に記載のγ補正特性測定
方法は、γ補正回路により検査信号にγ特性が施された
γ補正信号を微分し、その微分波形に同期して上記γ補
正信号から電圧を抽出するので、請求項１に記載の補正
特性測定装置と同様、測定時間の短縮および測定精度の
向上を安価な構成で容易に図ることができるという効果
を奏する。
方法は、γ補正回路により検査信号にγ特性が施された
γ補正信号を微分し、その微分波形に同期して上記γ補
正信号から電圧を抽出するので、請求項１に記載の補正
特性測定装置と同様、測定時間の短縮および測定精度の
向上を安価な構成で容易に図ることができるという効果
を奏する。
【００６０】本発明の請求項６に記載のγ補正特性測定
方法は、請求項５に記載の方法において、上記検査信号
から上記微分波形に同期して電圧を抽出し、上記γ補正
信号から抽出された隣り合う２つの信号の差と上記検査
信号から抽出された隣り合う２つの信号の差との比を計
算するので、請求項２に記載の装置と同様、折れ点、折
れ点でのγ補正信号の電圧およびγ特性補正の利得を含
むγ特性補正についての測定を高速かつ高精度に行うこ
とができるという効果を奏する。
方法は、請求項５に記載の方法において、上記検査信号
から上記微分波形に同期して電圧を抽出し、上記γ補正
信号から抽出された隣り合う２つの信号の差と上記検査
信号から抽出された隣り合う２つの信号の差との比を計
算するので、請求項２に記載の装置と同様、折れ点、折
れ点でのγ補正信号の電圧およびγ特性補正の利得を含
むγ特性補正についての測定を高速かつ高精度に行うこ
とができるという効果を奏する。
【００６１】本発明の請求項７に記載のγ補正特性測定
方法は、γ補正回路により検査信号にγ特性が施された
γ補正信号を微分し、その微分波形で区切られる期間を
順次選択して、選択された期間だけ上記γ補正信号を取
り出し、取り出した部分的なγ補正信号におけるピーク
電圧を検出するので、請求項３に記載の装置と同様、測
定時間の短縮および測定精度の向上を安価な構成で容易
に図ることができるという効果を奏する。
方法は、γ補正回路により検査信号にγ特性が施された
γ補正信号を微分し、その微分波形で区切られる期間を
順次選択して、選択された期間だけ上記γ補正信号を取
り出し、取り出した部分的なγ補正信号におけるピーク
電圧を検出するので、請求項３に記載の装置と同様、測
定時間の短縮および測定精度の向上を安価な構成で容易
に図ることができるという効果を奏する。
【００６２】本発明の請求項８に記載のγ補正特性測定
方法は、請求項７に記載の方法において、上記微分波形
で区切られる期間を順次選択して、選択された期間だけ
上記検査信号を取り出し、取り出した部分的な検査信号
におけるピーク電圧を検出して、上記γ補正信号から検
出された隣り合う２つのピーク電圧の差と上記検査信号
から検出された隣り合う２つのピーク電圧の差との比を
計算するので、請求項４に記載の装置と同様、折れ点、
折れ点でのγ補正信号の電圧およびγ特性補正の利得を
含むγ特性補正についての測定を高速かつ高精度に行う
ことができるという効果を奏する。
方法は、請求項７に記載の方法において、上記微分波形
で区切られる期間を順次選択して、選択された期間だけ
上記検査信号を取り出し、取り出した部分的な検査信号
におけるピーク電圧を検出して、上記γ補正信号から検
出された隣り合う２つのピーク電圧の差と上記検査信号
から検出された隣り合う２つのピーク電圧の差との比を
計算するので、請求項４に記載の装置と同様、折れ点、
折れ点でのγ補正信号の電圧およびγ特性補正の利得を
含むγ特性補正についての測定を高速かつ高精度に行う
ことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係るγ補正特性測定装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のγ補正特性測定装置におけるタイミング
発生回路の詳細な構成を示す回路図である。
発生回路の詳細な構成を示す回路図である。
【図３】図１のγ補正特性測定装置の動作を示すタイム
チャートである。
チャートである。
【図４】本発明の実施の一形態の変形例に係るγ補正特
性測定装置の構成を示すブロック図である。
性測定装置の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の他の形態に係るγ補正特性測定
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図６】図５のγ補正特性測定装置におけるスイッチ制
御回路の詳細な構成を示す回路図である。
御回路の詳細な構成を示す回路図である。
【図７】図５のγ補正特性測定装置のスイッチ制御回路
までの動作を示すタイムチャートである。
までの動作を示すタイムチャートである。
【図８】図６のスイッチ制御回路の動作を示すタイムチ
ャートである。
ャートである。
【図９】図５のγ補正特性測定装置のスイッチ回路以降
の動作を示すタイムチャートである。
の動作を示すタイムチャートである。
【図１０】従来のγ補正特性測定装置による測定方法を
示す説明図である。
示す説明図である。
【符号の説明】 ２ 信号発生器 ３ 微分回路 ４ タイミング発生回路 ５ サンプルホールド回路（第１サンプルホー
ルド回路） １０ サンプルホールド回路（第２サンプルホ
ールド回路） １２ スイッチ制御回路 １３ スイッチ回路（第１スイッチ回路） １４ スイッチ回路（第２スイッチ回路） １５ ピークホールド回路（第１ピーク検出回
路） １６ ピークホールド回路（第２ピーク検出回
路） Ｓ1 検査信号 Ｓ2 γ補正信号 Ｓ3 微分信号（微分波形） Ｓ6 タイミングパルス Ｓ11〜Ｓ16 制御信号 Ｓ14〜Ｓ19 期間信号
ルド回路） １０ サンプルホールド回路（第２サンプルホ
ールド回路） １２ スイッチ制御回路 １３ スイッチ回路（第１スイッチ回路） １４ スイッチ回路（第２スイッチ回路） １５ ピークホールド回路（第１ピーク検出回
路） １６ ピークホールド回路（第２ピーク検出回
路） Ｓ1 検査信号 Ｓ2 γ補正信号 Ｓ3 微分信号（微分波形） Ｓ6 タイミングパルス Ｓ11〜Ｓ16 制御信号 Ｓ14〜Ｓ19 期間信号
Claims (8)
- 【請求項１】入力信号のγ特性を補正するγ補正回路に
検査信号を入力し、γ補正回路から出力されるγ補正信
号を測定することによりγ補正特性の測定を行うγ補正
特性測定装置において、 上記γ補正信号を微分する微分回路と、 上記微分回路から出力された微分波形に同期して電圧を
抽出しかつ保持する第１サンプルホールド回路とを備え
ていることを特徴とするγ補正特性測定装置。 - 【請求項２】上記検査信号から上記微分波形に同期して
電圧を抽出しかつ保持する第２サンプルホールド回路を
さらに備えていることを特徴とする請求項１に記載のγ
補正特性測定装置。 - 【請求項３】入力信号のγ特性を補正するγ補正回路に
検査信号を入力し、γ補正回路から出力されるγ補正信
号を測定することによりγ補正特性の測定を行うγ補正
特性測定装置において、 上記γ補正信号を微分する微分回路と、 上記微分回路から出力された微分波形で区切られる期間
毎に順次ＯＮして、その期間だけ上記γ補正信号を出力
する第１スイッチ回路と、 上記第１スイッチ回路からの各期間の出力信号のピーク
電圧を検出する第１ピーク検出回路とを備えていること
を特徴とするγ補正特性測定装置。 - 【請求項４】上記微分波形で区切られる期間毎に順次Ｏ
Ｎして、その期間だけ上記検査信号を出力する第２スイ
ッチ回路と、 上記第２スイッチ回路からの各期間の出力信号のピーク
電圧を検出する第２ピーク検出回路とをさらに備えてい
ることを特徴とする請求項３に記載のγ補正特性測定装
置。 - 【請求項５】入力信号のγ特性を補正するγ補正回路に
検査信号を入力し、γ補正回路から出力されるγ補正信
号を測定することによりγ補正特性の測定を行うγ補正
特性測定方法において、 上記γ補正信号を微分し、その微分波形に同期して上記
γ補正信号から電圧を抽出することを特徴とするγ補正
特性測定方法。 - 【請求項６】上記検査信号から上記微分波形に同期して
電圧を抽出し、上記γ補正信号から抽出された隣り合う
２つの信号の差と上記検査信号から抽出された隣り合う
２つの信号の差との比を計算することを特徴とする請求
項５に記載のγ補正特性測定方法。 - 【請求項７】入力信号のγ特性を補正するγ補正回路に
検査信号を入力し、γ補正回路から出力されるγ補正信
号を測定することによりγ補正特性の測定を行うγ補正
特性測定方法において、 上記γ補正信号を微分し、その微分波形で区切られる期
間を順次選択して、選択された期間だけ上記γ補正信号
を取り出し、取り出した部分的なγ補正信号におけるピ
ーク電圧を検出することを特徴とするγ補正特性測定方
法。 - 【請求項８】上記微分波形で区切られる期間を順次選択
して、選択された期間だけ上記検査信号を取り出し、取
り出した部分的な検査信号におけるピーク電圧を検出し
て、上記γ補正信号から検出された隣り合う２つのピー
ク電圧の差と上記検査信号から検出された隣り合う２つ
のピーク電圧の差との比を計算することを特徴とする請
求項７に記載のγ補正特性測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8066936A JPH09261512A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | γ補正特性測定装置およびγ補正特性測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8066936A JPH09261512A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | γ補正特性測定装置およびγ補正特性測定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09261512A true JPH09261512A (ja) | 1997-10-03 |
Family
ID=13330392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8066936A Pending JPH09261512A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | γ補正特性測定装置およびγ補正特性測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09261512A (ja) |
-
1996
- 1996-03-22 JP JP8066936A patent/JPH09261512A/ja active Pending
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