JPH09264796A

JPH09264796A - 温度検出回路

Info

Publication number: JPH09264796A
Application number: JP8077381A
Authority: JP
Inventors: Misao Furuya; 操古谷
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 1996-03-29
Filing date: 1996-03-29
Publication date: 1997-10-07

Abstract

(57)【要約】【課題】トランジスタのベース−エミッタ間電圧の温
度による変動を利用して温度を検出する温度検出回路に
関し、温度係数を自由に設定できる温度検出回路を提供
することを目的とする。【解決手段】温度検出回路３１は、ダイオード接続さ
れた温度検出用ＮＰＮトランジスタＱ₂₁、温度検出用Ｎ
ＰＮトランジスタＱ₁₂に定電流Ｉ₂₁を供給し、ベース−
エミッタ間電圧Ｖ_BE21を発生させる定電流源３２、温度
検出用ＮＰＮトランジスタＱ₁₂のベース−コレクタと出
力端子Ｔ_OUTとの間に設けられた出力抵抗Ｒ₂₁、出力端
子Ｔ_OUTに接続され、出力端子Ｔ_OUTから出力される出
力検出電流を制御する信号制御回路３３、正の温度特性
を有し、信号制御回路３３を制御するバンドギャップツ
ェナー電圧検出回路３４より構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は温度検出回路に係
り、特に、トランジスタのベース−エミッタ間電圧の温
度による変動を利用して温度を検出する温度検出回路に
関する。

【０００２】

【従来の技術】ＴＣＸＯ（Temperature Compensated cr
ystal Oscilator ）等の発振回路は、周囲の温度を検出
して、検出温度に基づいて発振周波数を補正している。
このため、発振回路を搭載した半導体チップでは周囲の
温度を高感度、高精度に検出する必要がある。

【０００３】温度を検出する方法としては、発振回路が
形成された半導体チップ上にダイオード接続された温度
検出用のトランジスタを形成し、この温度検出用トラン
ジスタのベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEが周囲の温度に応
じて変動することを利用することにより、温度検出を行
っていた。

【０００４】図５に従来の温度検出回路の一例の回路構
成図を示す。従来の温度検出回路１は、電源電圧Ｖ_CCか
ら定電流を生成する定電流源２、ダイオード接続され、
定電流源２で生成された定電流Ｉ₁が順方向に流れる温
度検出用トランジスタＱ₁より構成される。

【０００５】定電流源２は、一端が電源電圧Ｖ_CCに接続
され、電源電圧Ｖ_CCから定電流Ｉ₁を生成する。定電流
源２の他端は、温度検出用トランジスタＱ₁に接続さ
れ、温度検出用トランジスタＱ₁に定電流Ｉ₁を供給す
る。温度検出用トランジスタＱ₁は、ＮＰＮトランジス
タよりなり、ベースとコレクタとが接続された、いわゆ
るダイオード接続されており、アノードとなるコレクタ
及びベースが定電流源２の他端に接続され、エミッタが
接地されている。温度検出用トランジスタＱ₁は、周囲
の温度が上昇するとベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE1が下
降し、周囲の温度が低下するとベース−エミッタ間電圧
Ｖ_BE1が上昇する。

【０００６】出力端子Ｔ_OUTは、定電流源２と温度検出
用トランジスタＱ₁との接続点に接続され、温度検出用
トランジスタＱ₁のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE1を出
力する。図５において、出力端子Ｔ_OUTから出力される
出力検出電圧Ｖ_S1は、Ｖ_S1＝Ｖ_BE1 ・・・（１）ここで、Ｖ_BE1は、温度検出用ＮＰＮトランジスタＱ₁
のベース−エミッタ間電圧である。

【０００７】温度検出用ＮＰＮトランジスタＱ₁のベー
ス−エミッタ間電圧Ｖ_BE1は、Ｖ_BE1＝Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）＝Ｖ_S ・・・（２）（Ｖ_g0；バンドギャップ電圧、Ｔ；温度、Ｔ₀；基準温
度、Ｖ_BE0；基準温度におけるベース−エミッタ間電
圧）で表される。

【０００８】ここで、出力検出電圧Ｖ_S1を温度Ｔで微分
して、温度に対する検出電圧変化（∂Ｖ_S1／∂Ｔ）を求
めると、 ∂Ｖ_S1／∂Ｔ＝−（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｖ_BE0／Ｔ₀）・・・（３）で表される。

【０００９】すなわち、式（３）により温度に対する検
出電圧変化が決定される。また、上記の温度検出回路１
では１つの温度検出用トランジスタのベース−エミッタ
間電圧Ｖ_BEを出力検出信号としていたため、温度変動に
対する出力検出信号の変化が小さかった。このため、温
度検出用トランジスタを複数個直列に接続し、複数の温
度検出用トランジスタのベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEを
重畳することにより温度変動に対する出力検出信号の変
化を大きくしたものがあった。

【００１０】図６に従来の温度検出回路の他の一例の回
路構成図を示す。温度検出回路１０は、定電流源１１、
及び、複数の温度検出用トランジスタＱ ₁₁〜Ｑ_Nより構
成される。定電流源１１は、一端が電源電圧Ｖ_CCに接続
され、電源電圧Ｖ_CCから定電流Ｉ ₁₁を生成する。定電流
源１１の他端は、温度検出用トランジスタＱ₁₁〜Ｑ_Nに
接続され、温度検出用トランジスタＱ₁₁〜Ｑ_Nに定電流
Ｉ₁₁を供給する。

【００１１】温度検出用トランジスタＱ₁₁〜Ｑ_Nは、Ｎ
ＰＮトランジスタよりなり、ベースとコレクタとが接続
された、いわゆるダイオード接続されており、直列に接
続されている。温度検出用トランジスタＱ₁₁〜Ｑ_Nから
なる直列回路のアノード側は定電流源１１の他端に接続
され、エミッタ側は接地される。

【００１２】温度検出用トランジスタＱ₁₁〜Ｑ_Nは、定
電流源１１から供給される定電流Ｉ ₁₁によりベース−エ
ミッタ間電圧Ｖ_BE11〜Ｖ_BENが発生される。ベース−エ
ミッタ間電圧Ｖ_BE11〜Ｖ_BENは、周囲の温度が上昇する
と下降し、周囲の温度が低下すると上昇する。

【００１３】出力端子Ｔ_OUTは、定電流源１１と温度検
出用トランジスタＱ₁₁との接続点に接続され、温度検出
用トランジスタＱ₁₁〜Ｑ_Nのベース−エミッタ間電圧Ｖ
_BE11〜Ｖ_BENを重畳した出力検出信号を出力する。この
とき、出力検出信号は、温度検出用トランジスタＱ₁₁〜
Ｑ_Nのベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE11〜Ｖ_BENを重畳し
た電圧として与えられるため、温度検出用トランジスタ
Ｑ₁₁〜Ｑ_Nで温度によるベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE11
〜Ｖ_BENの変動が重畳された信号を得ることができ、温
度の変動に応じて大きく変化する信号を得ることができ
る。

【００１４】図６において、出力端子Ｔ_OUTから出力さ
れる出力検出電圧Ｖ_S11は、温度検出用トランジスタＱ
₁₁〜Ｑ_Nのベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE11〜Ｖ_BENが同
一であるとすると、Ｖ_S11＝ＮＶ_BE11 ・・・（４）となる。

【００１５】ここで、Ｖ_BE11は、温度検出用ＮＰＮトラ
ンジスタＱ₁₁〜Ｑ_N各々のベース−エミッタ間電圧、Ｎ
は温度検出用ＮＰＮトランジスタＱ₁₁〜Ｑ_Nの個数であ
る。温度検出用ＮＰＮトランジスタＱ₁₁〜Ｑ_N各々のベ
ース−エミッタ間電圧Ｖ_BE ₁₁は、Ｖ_BE11＝Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）・・・（５）（Ｖ_g0；バンドギャップ電圧、Ｔ；温度、Ｔ₀；基準温
度、Ｖ_BE0；基準温度におけるベース−エミッタ間電
圧）で表される。

【００１６】式（４）に式（５）を代入すると、Ｖ_S11＝Ｎ｛Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）｝・・・（６）ここで、出力検出電圧Ｖ_S1を温度Ｔで微分して、温度に
対する検出電圧変化（∂Ｖ_S11／∂Ｔ）を求めると、 ∂Ｖ_S11／∂Ｔ＝−Ｎ｛（Ｖ_g0／Ｔ₀）−（Ｖ_BE0／Ｔ₀）｝・・・（７）で表される。

【００１７】すなわち、式（７）により温度に対する検
出電圧変化が決定される。また、温度の変動に応じて大
きく変化する信号を得る方法として、図６の回路の出力
に増幅回路を設ける構成も考えられる。図７に従来の温
度検出回路の他の一例の回路構成図を示す。同図中、図
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略す
る。

【００１８】温度検出回路２１は、定電流源２と温度検
出用トランジスタＱ₁との接続点と出力端子Ｔ_OUTとの
間に増幅回路２２を接続してなる。増幅回路２２は、演
算増幅器２２ａ、及び、帰還抵抗Ｒ₁，Ｒ₂より構成さ
れている。演算増幅器２２ａは、出力が帰還抵抗Ｒ₁，
Ｒ₂により分圧されて反転入力端子に供給され、非反転
入力端子には定電流源２と温度検出用トランジスタＱ₁
との接続点が接続され、非反転増幅回路を構成してい
る。

【００１９】温度検出用トランジスタＱ₁のベース−エ
ミッタ間電圧Ｖ_BEは増幅回路２２により増幅され、出力
端子Ｔ_OUTから出力される。図７において、出力端子Ｔ
_OUTから出力される出力検出電圧Ｖ_S21は、Ｖ_S21＝ＫＶ_BE1 ・・・（８）ここで、Ｖ_BE1は温度検出用ＮＰＮトランジスタＱ₁の
ベース−エミッタ間電圧、Ｋは増幅回路２２の増幅度で
ある。

【００２０】温度検出用ＮＰＮトランジスタＱ₁のベー
ス−エミッタ間電圧Ｖ_BE1は、Ｖ_BE1＝Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）・・・（９）（Ｖ_g0；バンドギャップ電圧、Ｔ；温度、Ｔ₀；基準温
度、Ｖ_BE0；基準温度におけるベース−エミッタ間電
圧）で表される。従って、検出電圧Ｖ_S21は、Ｖ_S21＝ＫＶ_BE1＝Ｋ｛Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）｝・・・（１０）となる。

【００２１】ここで、出力検出電圧Ｖ_S1を温度Ｔで微分
して、温度係数（∂Ｖ_S21／∂Ｔ）を求めると、 ∂Ｖ_S21／∂Ｔ＝−Ｋ｛（Ｖ_g0／Ｔ₀）−（Ｖ_BE0／Ｔ₀）｝・・・（１１）で表される。

【００２２】すなわち、式（１１）により温度に対する
電圧検出変化が決定されていた。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、従来の図５
乃至図７に示す温度検出回路では温度検出用トランジス
タにより形成されるダイオードの順方向電圧の温度特性
をそのまま用いていたため、温度係数は固定され、温度
係数を変更することはできない等の問題点があった。

【００２４】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、温度係数を自由に設定できる温度検出回路を提供す
ることを目的とする。

【００２５】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１は、所
定の温度特性を有し、温度に応じて温度検出信号を生成
する温度検出信号生成回路を有する温度検出回路におい
て、前記温度検出生成回路とは逆の傾きの温度特性を有
し、温度に応じて制御信号を生成する制御信号生成回路
と、前記制御信号生成回路で生成された制御信号を反転
して前記温度検出信号生成回路で生成された前記温度検
出信号に加算する検出信号制御回路とを有することを特
徴とする。

【００２６】請求項１によれば、温度検出回路と制御信
号生成回路との温度特性を逆の傾きの特性とし、制御信
号生成回路で生成された制御信号を反転して温度検出回
路で生成された検出信号に加算して温度検出信号とする
ことにより、温度係数を自由に設定できる。

【００２７】請求項２は、前記検出信号制御回路は、前
記制御信号生成回路で生成された前記制御信号がベース
に接続され、コレクタが前記温度検出信号を出力する出
力端子に接続され、エミッタが定電位とされた制御用ト
ランジスタよりなることを特徴とする。

【００２８】請求項２によれば、制御用トランジスタに
よりバンドギャップツェナー検出手段で検出されたバン
ドギャップツェナー電圧を反転した信号を温度検出信号
に重畳して温度検出信号を制御できるため、検出用トラ
ンジスタのベース−エミッタ間電圧をそのまま温度検出
信号とするのに比べて温度に対する検出電圧変化を大き
くできる。

【００２９】請求項３は、出力検出信号を帰還し、前記
検出用トランジスタのベース−エミッタ間電圧を増幅す
る帰還増幅器を有し、前記信号制御回路をバンドギャッ
プツェナー電圧に応じて前記帰還増幅器のゲインを制御
する構成としたことを特徴とする。

【００３０】請求項３によれば、出力検出信号を帰還増
幅器を介して出力する構成とし、バンドギャップツェナ
ー検出回路で検出されたバンドキャップツェナー電圧に
応じて信号制御回路を介して帰還増幅器の帰還量を制御
することにより、検出用トランジスタのベース−エミッ
タ間電圧の温度による変化に加えて、バンドギャップツ
ェナー電圧に応じて温度検出信号を制御するため、検出
用トランジスタのベース−エミッタ間電圧をそのまま温
度検出信号とするのに比べて温度に対する温度検出電圧
変化を大きくできる。

【００３１】

【発明の実施の形態】図１に本発明の第１実施例の回路
構成図を示す。本実施例の温度検出回路３１は、ＴＣＸ
Ｏ（Temperature Compensated Cryst-al Oscilator）等
の発振回路の発振周波数の温度による変動を補正するた
めの温度検出回路である。温度検出回路３１は、請求項
中の温度検出信号生成回路に相当するＮＰＮトランジス
タＱ₂₁、ＮＰＮトランジスタＱ₂₁に定電流Ｉ₂₁を供給す
る定電流源３２、請求項中の信号制御回路に相当する信
号制御回路３３、請求項中の制御信号生成回路に相当
し、バンドギャップツェナー電圧を検出し、信号制御回
路３３を制御するバンドギャップツェナー電圧検出回路
３４、出力抵抗Ｒ₂₁より構成される。

【００３２】温度検出用のＮＰＮトランジスタＱ₂₁は、
負の温度特性を有し、ベースとコレクタとが接続され、
ダイオードを構成している。ＮＰＮトランジスタＱ
₂₁は、ベースとコレクタとがダイオードのアノードに相
当し、エミッタがダイオードのカソードに相当する。

【００３３】ＮＰＮトランジスタＱ₂₁により構成される
ダイオードのアノードは定電流源３２の一端に接続さ
れ、カソードは接地される。定電流源３２の他端には電
源電圧Ｖ_CCが印加されており、定電流源３２は、電源電
圧Ｖ_CCから定電流Ｉ₂₁を生成し、ＮＰＮトランジスタＱ
₂₁により構成されるダイオードに対して順方向に電流を
供給する。

【００３４】ＮＰＮトランジスタＱ₂₁により構成される
ダイオードには順方向電圧Ｖ_Fが発生する。なお、ダイ
オードの順方向電圧Ｖ_FはＮＰＮトランジスタＱ₂₁のベ
ース−エミッタ間電圧Ｖ_BE21に相当する。ダイオードの
アノードを構成するＮＰＮトランジスタＱ₂₁のベース及
びコレクタと定電流源３２との接続点が出力抵抗Ｒ₂₁を
介して出力端子Ｔ_OUTに接続され、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ₂₁のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE21に応じた電圧が出
力端子Ｔ_OUTから出力される。

【００３５】また、出力端子Ｔ_OUTには出力検出信号を
制御するための信号制御回路３３が接続されている。信
号制御回路３３は、ＮＰＮトランジスタＱ₂₂より構成さ
れる。信号制御回路３３を構成するＮＰＮトランジスタ
Ｑ₂₂はコレクタが出力端子Ｔ _OUTに接続される。出力端
子Ｔ_OUTは、例えば、ＴＣＸＯ等の発振回路の周波数を
制御する周波数制御端子等に接続される。なお、接続先
として発振回路に限ることはない。

【００３６】ＮＰＮトランジスタＱ₂₂は、ベースがバン
ドギャップツェナー電圧検出回路３４に接続され、エミ
ッタは接地され、コレクタは出力端子Ｔ_OUTに接続され
ている。ＮＰＮトランジスタＱ₂₂は、バンドギャップツ
ェナー電圧検出回路３４で検出されたバンドギャップツ
ェナー電圧に応じて出力端子Ｔ_OUTから電流を引き込
み、出力検出電圧Ｖ_S31を制御する。

【００３７】バンドギャップツェナー電圧検出回路３４
は、定電流源３５、抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₃，Ｒ₂₄、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ₂₄，Ｑ₂₅，Ｑ₂₆、ＮＰＮトランジスタＱ₂₃，
Ｑ₂₇，Ｑ₂₈，Ｑ₂₉より構成される。定電流源３５は、一
端に電源電圧Ｖ_CCが印加され、電源電圧Ｖ_CCから定電流
Ｉ ₂₂を生成する。抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₃，Ｒ₂₄は、定電流源３
５の他端とＮＰＮトランジスタＱ₂₃のコレクタとの間に
直列に接続され、定電流源３５で生成された定電流Ｉ₂₂
の一部の電流Ｉ₂₃が供給され、電圧を発生する。

【００３８】ＮＰＮトランジスタＱ₂₃は、ベースとコレ
クタとが接続され、エミッタは接地され、バンドギャッ
プツェナー電圧検出回路３４のＮＰＮトランジスタＱ₂₃
のコレクタ電流に正の温度特性を付与している。ＰＮＰ
トランジスタＱ₂₄，Ｑ₂₅，Ｑ₂₆、ＮＰＮトランジスタＱ
₂₇，Ｑ₂₈，Ｑ₂₉は、差動増幅回路を構成しており、抵抗
Ｒ₂₃に発生する電圧を検出し、抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₃，Ｒ₂₄を
介してＮＰＮトランジスタＱ₂₃のコレクタ及びベースに
供給される電流を制御する。

【００３９】ＰＮＰトランジスタＱ₂₄はエミッタが定電
流源３５の他端に接続され、ベースがＰＮＰトランジス
タＱ₂₅のベース及びコレクタに接続され、コレクタがＮ
ＰＮトランジスタＱ₂₇のコレクタに接続されている。Ｐ
ＮＰトランジスタＱ₂₅はエミッタが定電流源３５の他端
に接続され、ベース及びコレクタがＰＮＰトランジスタ
Ｑ₂₄のベース及びＮＰＮトランジスタＱ₂₈のコレクタに
接続される。

【００４０】ＰＮＰトランジスタＱ₂₄、Ｑ₂₅はカレント
ミラー回路を構成しており、ＮＰＮトランジスタＱ₂₇，
Ｑ₂₈のコレクタに定電流を供給する。ＮＰＮトランジス
タＱ₂₇，Ｑ₂₈は、バンドギャップツェナー電圧検出用の
トランジスタである。ＮＰＮトランジスタＱ₂₇は、コレ
クタがＰＮＰトランジスタＱ ₂₄のコレクタと接続され、
ベースが抵抗Ｒ₂₂と抵抗Ｒ₂₃との接続点ｂに接続され、
エミッタが定電流源を構成するＮＰＮトランジスタＱ₂₉
のコレクタに接続されている。

【００４１】ＮＰＮトランジスタＱ₂₈は、コレクタがＰ
ＮＰトランジスタＱ₂₅のベース及びコレクタに接続され
ており、ベースが抵抗Ｒ₂₃と抵抗Ｒ₂₄との接続点ｃに接
続され、エミッタが定電流源を構成するＮＰＮトランジ
スタＱ₂₉のコレクタに接続されている。

【００４２】ＮＰＮトランジスタＱ₂₉は、コレクタがＮ
ＰＮトランジスタＱ₂₇，Ｑ₂₈のエミッタに接続され、ベ
ースがＮＰＮトランジスタＱ₂₃のベース及びコレクタに
接続され、エミッタが接地され、抵抗Ｒ₂₄とＮＰＮトラ
ンジスタＱ₂₃のベース及びコレクタとの接続点ｄの電圧
に応じてＮＰＮトランジスタＱ₂₇，Ｑ₂₈のエミッタから
電流を引き込む。

【００４３】また、ＰＮＰトランジスタＱ₂₆は、エミッ
タが定電流源３５と抵抗Ｒ₂₂との接続点ａに接続され、
ベースがＰＮＰトランジスタＱ₂₄のコレクタとＮＰＮト
ランジスタＱ₂₇のエミッタとの接続点に接続され、コレ
クタが接地されており、抵抗Ｒ₂₃に発生するバンドギャ
ップツェナー電圧ΔＶ_BEに応じて定電流源３５から抵抗
Ｒ₂₂，Ｒ₂₃，Ｒ₂₄に供給する電流を制御する。

【００４４】抵抗Ｒ₂₃に発生するバンドギャップツェナ
ー電圧ΔＶ_BEが上昇すると定電流源３５から抵抗Ｒ₂₂，
Ｒ₂₃，Ｒ₂₄に供給する電流を低減し、抵抗Ｒ₂₃に発生す
るバンドギャップツェナー電圧ΔＶ_BEが低下すると定電
流源３５から抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₃，Ｒ₂₄に供給する電流を増
加させるように制御する。

【００４５】出力検出電圧Ｖ_S31は、温度検出用ＮＰＮ
トランジスタＱ₂₁のベース−エミッタ間電圧をＶ_BE21と
し、ＮＰＮトランジスタＱ₂₂により引き込まれる電流を
Ｉ_C2 ₂とすると、Ｖ_S31＝Ｖ_BE21−Ｒ₂₁・Ｉ_C22 ・・・（１２）で表せる。

【００４６】このとき、抵抗Ｒ₂₃に発生する電圧をΔＶ
_BEとすると、抵抗Ｒ₂₃に流れる電流はＩ₂₃は、Ｉ₂₃＝ΔＶ_BE／Ｒ₂₃ ・・・（１３）となる。

【００４７】電流Ｉ₂₃はＮＰＮトランジスタＱ₂₂のベー
スに供給される。ＮＰＮトランジスタＱ₂₂は、ＮＰＮト
ランジスタＱ₂₃のコレクタに供給された電流Ｉ₂₃と同一
の電流をコレクタから引き込む。従って、Ｉ₂₃＝Ｉ_C22 ・・・（１４）であるので、Ｉ_C22＝Ｉ₂₃＝ΔＶ_BE／Ｒ₂₃ ・・・（１５）である。

【００４８】従って、式（１２）に式（１５）を代入す
ると、出力検出電圧Ｖ_S31は、Ｖ_S31＝Ｖ_BE21−（Ｒ₂₁／Ｒ₂₃）・ΔＶ_BE ・・・（１６）で表される。また、ＮＰＮトランジスタＱ₂₁のベース−
エミッタ間電圧Ｖ_BE1は、一般に、Ｖ_BE21＝Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）・・・（１７）（Ｖ_g0；バンドギャップ電圧、Ｔ；温度、Ｔ₀；基準温
度、Ｖ_BE0；基準温度におけるベース−エミッタ間電
圧）で表される。

【００４９】また、ＮＰＮトランジスタＱ₂₇，Ｑ₂₈のベ
ース−エミッタ間電圧をＶ_BE27，Ｖ _BE28、ＮＰＮトラン
ジスタＱ₂₇，Ｑ₂₈のエミッタ面積比を（ｎ₂₇／ｎ₂₈）＝
ｍとすると、バンドギャップツェナー電圧ΔＶ_BEは、 ΔＶ_BE＝Ｖ_BE27−Ｖ_BE28＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｎ₂₇／ｎ₂₈）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）・・・（１８）で表される。

【００５０】式（１６）に式（１７），（１８）を代入
すると、出力検出電圧Ｖ_S31は、Ｖ_S31＝Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀） −（Ｒ₂₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）・・・（１９）で表せる。

【００５１】ここで、式（１９）を温度Ｔで微分して温
度Ｔに対する出力検出電圧Ｖ_S31の変化（∂Ｖ_S31／∂
Ｔ）を求めると、 ∂Ｖ_S31／∂Ｔ＝−（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｖ_BE0／Ｔ₀） −（Ｒ₂₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）＝（Ｖ_BE0／Ｔ₀） −｛（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｒ₂₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）｝・・・（２０）で表せる。

【００５２】ここで、式（２０）で得られた温度に対す
る出力検出電圧の変化（∂Ｖ_S31／∂Ｔ）から式（３）
に示す従来の温度に対する出力検出電圧の変化（∂Ｖ_S1
／∂Ｔ）を減算すると、（∂Ｖ_S31／∂Ｔ）−（∂Ｖ_S1／∂Ｔ）＝（Ｖ_BE0／Ｔ₀） −｛（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｒ₂₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）｝ −｛（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｖ_BE0／Ｔ₀）｝＝（Ｒ₂₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）・・・（２１）となる。

【００５３】これは、本実施例の温度検出回路３１の温
度に対する出力検出電圧の変化（∂Ｖ_S31／∂Ｔ）が従
来の温度検出回路１の温度に対する出力検出電圧の変化
（∂Ｖ_S1／∂Ｔ）より大きくできることを示しており、
本実施例の温度検出回路３１の温度に対する出力検出電
圧の変化（∂Ｖ_S31／∂Ｔ）は、式（２１）に示すよう
に抵抗Ｒ₂₁及びＲ₂₃の比により自由に設定可能となるこ
とがわかる。

【００５４】図２に本発明の第１実施例の特性図を示
す。図２は抵抗Ｒ₂₁及びＲ₂₃の比に応じた温度に対する
出力検出電圧の変化（∂Ｖ_S31／∂Ｔ）の特性図を示
す。図２に示すように抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₃の比を変えること
により、温度係数（∂Ｖ_S3 ₁／∂Ｔ）を可変できること
がわかる。

【００５５】以上のように本実施例によれば、温度に対
する出力検出電圧の変化（∂Ｖ_S31／∂Ｔ）を従来に比
べて（Ｒ₂₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）だけ大き
くできると共に、抵抗Ｒ₂₁及びＲ₂₃の比を代えることに
より自由に変更できる。図３に本発明の第２実施例の回
路構成図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一
符号を付し、その説明は省略する。

【００５６】本実施例の温度検出回路４１は温度検出用
トランジスタに抵抗を介してバイアスし、また、定電流
源３２をカレントミラー回路で構成し、信号制御回路３
３はカレントミラー回路の入力電流を制御することによ
り温度検出用トランジスタのバイアス電圧を制御するこ
とにより出力検出電圧Ｖ_S41を制御する構成としてな
る。

【００５７】本実施例の温度検出用ＮＰＮトランジスタ
Ｑ₃₁は、ベースには直列に接続された抵抗Ｒ₃₁，Ｒ₃₂の
接続点が接続され、コレクタには抵抗Ｒ₃₃に接続され、
エミッタは接地されている。抵抗Ｒ₃₃は一端が温度検出
用ＮＰＮトランジスタＱ₃₁のコレクタに接続され、他端
がカレントミラー回路４２に接続されている。抵抗
Ｒ₃₁、及び、抵抗Ｒ₃₂は直列に接続され、抵抗Ｒ₃₁，Ｒ
₃₂からなる直列回路の一端がカレントミラー回路４２と
抵抗Ｒ₃₃との接続点に接続され、他端が接地され、抵抗
Ｒ₃₁と抵抗Ｒ₃₂との接続点は温度検出用ＮＰＮトランジ
スタＱ₃₁のベースに接続される。

【００５８】カレントミラー回路４２はＰＮＰトランジ
スタＱ₃₂，Ｑ₃₃から構成される。ＰＮＰトランジスタＱ
₃₂は、エミッタに電源電圧Ｖ_CCが印加され、コレクタが
抵抗Ｒ₃₃に接続され、ベースがＰＮＰトランジスタＱ₃₃
のベース及びコレクタに接続される。また、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ₃₃はエミッタに電源電圧Ｖ_CCが印加され、コ
レクタ及びベースがＰＮＰトランジスタＱ₃₂のベース及
び信号制御回路３３に接続される。カレントミラー回路
４２はＰＮＰトランジスタＱ₃₃から引き込まれる電流に
応じた電流を抵抗Ｒ₃₃に供給する。

【００５９】本実施例では出力端子Ｔ_OUTから出力され
る出力検出信号Ｖ_S41は、温度検出用のＮＰＮトランジ
スタＱ₃₁のベース−エミッタ間電圧をＶ_BE31、カレント
ミラー回路４２のＰＮＰトランジスタＱ₃₂のコレクタ電
流をＩ_C32とすると、Ｖ_S41＝Ｖ_BE31｛１＋（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）｝−Ｒ₃₃Ｉ_C32 ・・・（２２）で表せる。

【００６０】カレントミラー回路４２のＰＮＰトランジ
スタＱ₃₂のコレクタ電流Ｉ_C32は、カレントミラー回路
４２及びカレントミラー回路を形成する信号制御回路３
３によりバンドギャップツェナー電圧検出回路３４の出
力電流Ｉ₂₃と等しい電流となる。このため、式（１８）
は、Ｖ_S41＝Ｖ_BE31｛１＋（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）｝−Ｒ₃₃Ｉ₂₃ ・・・（２３）となる。

【００６１】ここで、バンドギャップツェナー電圧検出
回路３４の出力電流Ｉ₂₃は、バンドギャップツェナー電
圧検出回路３４の抵抗Ｒ₂₃にバンドギャップツェナー電
圧ΔＶ_BEが発生することから、Ｉ₂₃＝ΔＶ_BE／Ｒ₂₃ ・・・（２４）である。

【００６２】式（２２）を式（２４）に代入すると、Ｖ_S41＝Ｖ_BE31｛１＋（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）｝−（Ｒ₃₃／Ｒ₂₃）・ΔＶ_BE ・・・（２５）で表せる。

【００６３】ＮＰＮトランジスタＱ₃₁のベースエミッタ
間電圧Ｖ_BE31は、式（１７）と同様にＶ_BE31＝Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）・・・（２６）で表せ、また、バンドギャップツェナー電圧ΔＶ_BEは、
式（１８）から ΔＶ_BE＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）・・・（２７）であるため、式（２５）に式（２６）、（２７）を代入
すると、検出電圧Ｖ_S41は、Ｖ_S41＝｛Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）｝・｛１＋（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）｝−（Ｒ₃₃／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）・・・（２８）である。

【００６４】式（２８）を温度Ｔで微分して、温度Ｔに
対する出力検出電圧Ｖ_S41の変化（Ｖ_S41／∂Ｔ）を求
めると、 ∂Ｖ_S41／∂Ｔ＝｛−（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｖ_BE0／Ｔ₀）｝・｛１＋（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）｝ −（Ｒ₃₃／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）＝（Ｖ_BE0／Ｔ₀）・｛１＋（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂） −［（Ｖ_g0／Ｔ₀）・｛１＋（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）｝＋（Ｒ₃₃／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）］＝（Ｖ_BE0／Ｔ₀） −［（Ｖ_g0／Ｔ₀）・｛１＋（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）｝＋（Ｒ₃₃／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ） −（Ｖ_BE0／Ｔ₀）（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）］・・・（２９）となる。

【００６５】ここで、式（２９）で得られた温度に対す
る出力検出電圧変化（∂Ｖ_S41／∂Ｔ）から式（３）に
示す従来の温度に対する出力検出電圧変化（∂Ｖ_S1／∂
Ｔ）を減算すると、（∂Ｖ_S41／∂Ｔ）−（∂Ｖ_S1／∂Ｔ）＝（Ｖ_BE0／Ｔ₀） −［（Ｖ_g0／Ｔ₀）・｛１＋（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）｝＋（Ｒ₃₃／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ） −（Ｖ_BE0／Ｔ₀）（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）］ −｛（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｖ_BE0／Ｔ₀）｝＝（Ｒ₃₃／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ） −（Ｒ₃₁／Ｒ₃₂）｛（Ｖ_g0／Ｔ₀）−（Ｖ_BE0／Ｔ₀）｝・・・（３０）となる。

【００６６】これは、本実施例の温度検出回路３１の温
度に対する出力検出電圧変化（∂Ｖ _S41／∂Ｔ）が従来
の温度検出回路１の温度に対する出力検出電圧（∂Ｖ_S1
／∂Ｔ）より大きくできることを示しており、本実施例
の温度検出回路４１の温度に対する出力検出電圧変化
（∂Ｖ_S41／∂Ｔ）は、式（３０）に示すように抵抗Ｒ
₃₁，Ｒ₃₂，Ｒ₃₃及びＲ₂₃の比により自由に設定可能とな
ることがわかる。

【００６７】図４に本発明の第３実施例の回路構成図を
示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付
し、その説明は省略する。本実施例の温度検出回路５１
は、定電流源３２と温度検出用ＮＰＮトランジスタＱ₂₁
との接続点と、出力端子Ｔ_OUTとの間に出力抵抗Ｒ₂₁に
代えて増幅回路５２を設け、増幅回路５の帰還電流をカ
レントミラー回路５３を介して信号制御回路３３により
制御する構成としてなる。

【００６８】増幅回路５２は、オペアンプ５４と帰還抵
抗Ｒ₄₁より構成されている。オペアンプ５４は非反転入
力端子が定電流源３２と温度検出用ＰＮＰトランジスタ
Ｑ₂₁との接続点に接続され、出力が出力端子Ｔ_OUTに接
続され、反転入力端子が帰還抵抗Ｒ₄₁を介して出力端子
Ｔ_OUTに接続されている。オペアンプ５４及び帰還抵抗
Ｒ₄₁により非反転増幅回路を構成している。

【００６９】カレントミラー回路５３はオペアンプ５４
の反転入力端子に接続されている。カレントミラー回路
５３は、ＰＮＰトランジスタＱ₄₁及びＱ₄₂より構成され
る。ＰＮＰトランジスタＱ₄₁は、エミッタに電源電圧Ｖ
_CCが印加され、コレクタがオペアンプ５４の反転入力端
子に接続され、ＰＮＰトランジスタＱ₄₂のベース及びコ
レクタに接続される。また、ＰＮＰトランジスタＱ₄₂は
エミッタに電源電圧Ｖ _CCが印加され、コレクタ及びベー
スがＰＮＰトランジスタＱ₄₁のベース及び信号制御回路
３３に接続される。カレントミラー回路５３はＰＮＰト
ランジスタＱ₄₂から引き込まれる電流に応じた電流を抵
抗Ｒ₄₁から出力する。

【００７０】本実施例では出力端子Ｔ_OUTから出力され
る出力検出信号Ｖ_S51は、温度検出用のＮＰＮトランジ
スタＱ₂₁のベース−エミッタ間電圧をＶ_BE21、カレント
ミラー回路５３のＰＮＰトランジスタＱ₄₁のコレクタ電
流をＩ_C41、増幅回路５２の増幅度を１とすると、Ｖ_S51＝Ｖ_BE21−Ｒ₄₁Ｉ_C41 ・・・（３１）で表せる。

【００７１】カレントミラー回路５３のＰＮＰトランジ
スタＱ₄₁のコレクタ電流Ｉ_C41は、カレントミラー回路
５３及び信号制御回路３３によりバンドギャップツェナ
ー電圧検出回路３４の出力電流Ｉ₂₃と等しい電流とな
る。このため、式（３１）は、Ｖ_S51＝Ｖ_BE21−Ｒ₄₁Ｉ₂₃ ・・・（３２）となる。

【００７２】ここで、バンドギャップツェナー電圧検出
回路３４の出力電流Ｉ₂₃は、バンドギャップツェナー電
圧検出回路３４の抵抗Ｒ₂₅にバンドギャップツェナー電
圧ΔＶ_BEが発生することから、Ｉ₂₃＝ΔＶ_BE／Ｒ₂₃ ・・・（３３）である。

【００７３】式（３３）を式（３２）に代入すると、Ｖ_S51＝Ｖ_BE21−（Ｒ₄₁／Ｒ₂₃）・ΔＶ_BE ・・・（３４）で表せる。ＮＰＮトランジスタＱ₂₁のベースエミッタ間
電圧Ｖ_BE21は、式（１７）と同様に、Ｖ_BE21＝Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）・・・（３５）で表せ、また、バンドギャップツェナー電圧ΔＶ_BEは、
式（１８）から ΔＶ_BE＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）・・・（３６）であるため、式（３４）に式（３５）、（３６）を代入
すると、検出電圧Ｖ_S51は、Ｖ_S51＝｛Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀）＋Ｖ_BE0（Ｔ／Ｔ₀）｝ −（Ｒ₄₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）・・・（３７）である。

【００７４】式（３７）を温度Ｔで微分して、温度Ｔに
対する出力検出電圧Ｖ_S51の変化（∂Ｖ_S51／∂Ｔ）を
求めると、 ∂Ｖ_S51／∂Ｔ＝｛−（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｖ_BE0／Ｔ₀）｝ −（Ｒ₄₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）＝（Ｖ_BE0／Ｔ₀） −｛（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｒ₄₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）｝・・・（３８）となる。

【００７５】ここで、式（３８）で得られた温度に対す
る出力検出電圧の変化（∂Ｖ_S51／∂Ｔ）から式（１
１）に示す従来の温度に対する出力検出電圧の変化（∂
Ｖ_S21／∂Ｔ）を減算すると、（∂Ｖ_S51／∂Ｔ）−（∂Ｖ_S21／∂Ｔ）＝（Ｖ_BE0／Ｔ₀） −｛（Ｖ_g0／Ｔ₀）＋（Ｒ₄₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）｝ −｛（Ｖ_BE0／Ｔ₀）−（Ｖ_g0／Ｔ₀）｝＝（Ｒ₄₁／Ｒ₂₃）・（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｍ）・・・（３９）となる。

【００７６】これは、本実施例の温度検出回路５１の温
度に対する出力電圧（∂Ｖ_S51／∂Ｔ）が従来の温度検
出回路１の温度に対する出力電圧の変化（∂Ｖ_S1／∂
Ｔ）より大きくできることを示しており、本実施例の温
度検出回路５１の温度に対する出力電圧（∂Ｖ_S51／∂
Ｔ）は、式（３９）に示すように抵抗Ｒ₄₁及びＲ₂₃の比
により自由に設定可能となることがわかる。

【００７７】なお、第１〜第３実施例のバンドギャップ
ツェナー電圧検出回路３４はＮＰＮトランジスタＱ₂₂の
ベースに供給される信号に正の温度特性が得られれば、
回路形式は問わない。また、第１〜第３実施例のトラン
ジスタの極性を逆にすると共に、電源電圧のの極性を逆
にしても同様な動作を実現できることは言うまでもな
い。

【００７８】

【発明の効果】上述の如く、本発明の請求項１によれ
ば、温度検出回路と制御信号生成回路との温度特性を逆
の傾きの特性とし、制御信号生成回路で生成された制御
信号を反転して温度検出回路で生成された検出信号に加
算して温度検出信号とすることにより、温度係数を自由
に設定できる等の特長を有する。

【００７９】請求項２によれば、制御用トランジスタに
よりバンドギャップツェナー検出手段で検出されたバン
ドギャップツェナー電圧を反転した信号を温度検出信号
に重畳して温度検出信号を制御できるため、検出用トラ
ンジスタのベース−エミッタ間電圧をそのまま温度検出
信号とするのに比べて温度に対する検出電圧変化を大き
くできる等の特長を有する。

【００８０】請求項３によれば、出力検出信号を帰還増
幅器を介して出力する構成とし、バンドギャップツェナ
ー検出回路で検出された検出されたバンドキャップツェ
ナー電圧に応じて信号制御回路を介して帰還増幅器の帰
還量を制御することにより、検出用トランジスタのベー
ス−エミッタ間電圧の温度による変化に加えて、バンド
ギャップツェナー電圧応じて温度検出信号を制御するた
め、検出用トランジスタのベース−エミッタ間電圧をそ
のまま温度検出信号とするのに比べて温度係数を大きく
できる等の特長を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路構成図である。

【図２】本発明の第１実施例の動作説明図である。

【図３】本発明の第２実施例の回路構成図である。

【図４】本発明の第３実施例の回路構成図である。

【図５】従来の一例の回路構成図である。

【図６】従来の他の一例の回路構成図である。

【図７】従来の他の一例の回路構成図である。

【符号の説明】

３１、４１、５１温度検出回路３２、３５定電流源３３信号制御回路３４バンドギャップツェナー電圧検出回路４２、５３カレントミラー回路５２増幅回路５４オペアンプＱ₂₁、Ｑ₃₁ 温度検出用ＮＰＮトランジスタＲ₂₁ 出力抵抗Ｑ₂₂、Ｑ₂₃、Ｑ₂₇、Ｑ₂₈、Ｑ₂₉、Ｑ₃₁ ＮＰＮトランジ
スタＱ₂₄、Ｑ₂₅、Ｑ₂₆、Ｑ₃₂、Ｑ₃₃、Ｑ₄₁、Ｑ₄₂ ＰＮＰト
ランジスタＲ₂₄、Ｒ₂₅、Ｒ₂₆、Ｒ₃₁、Ｒ₃₂、Ｒ₃₃、Ｒ₄₁ 抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の温度特性を有し、温度に応じて温
度検出信号を生成する温度検出回路を有する温度検出回
路において、前記温度検出回路とは逆の傾きの温度特性を有し、温度
に応じて制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記制御信号生成回路で生成された制御信号を反転して
前記温度検出信号に加算する検出信号制御回路とを有す
ることを特徴とする温度検出回路。
【請求項２】前記検出信号制御回路は、前記制御信号
生成回路で生成された前記制御信号がベースに接続さ
れ、コレクタが前記温度検出信号を出力する出力端子に
接続され、エミッタが定電位とされた制御用トランジス
タよりなることを特徴する請求項１記載の温度検出回
路。
【請求項３】前記制御信号生成回路は、前記出力用ト
ランジスタのベース−エミッタ間電圧を増幅する帰還増
幅器を有し、前記信号制御回路は、バンドギャップツェナー電圧に応
じて前記帰還増幅器の帰還電流を制御することを特徴と
する請求項１記載の温度検出回路。