JPH09269372A - 光波距離計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 位相シフト法を利用したホモダイン技術に基
づいて、被測定物体に対する距離の計測精度を向上させ
る。 【構成】 本発明の光波距離計は、（ａ）基本信号に少
なくとも３種類の位相変調を時分割に施した参照信号を
発生するとともに、参照信号と同一の周波数を有する駆
動信号を発生する信号発生回路２０と、（ｂ）信号発生
回路２０から入力した駆動信号に基づいて発生させた測
定光を被測定物体１０に投射する光源３０と、（ｃ）被
測定物体１０から入力した測定光に基づいて検出信号を
生成する光検出器４０と、（ｄ）光検出器４０から入力
した検出信号と信号発生回路２０から入力した参照信号
とを重ね合わせた干渉信号を生成するホモダイン処理回
路５０，６０と、（ｅ）ホモダイン処理回路５０，６０
から入力した干渉信号の波高を参照信号の少なくとも３
種類の位相切替に対応して相互に比較し、測定光の発光
時と受光時との間の位相差を検出する位相検出回路７０
とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、被測定物体に信号
光を照射し、被測定物体で散乱反射された信号光を検出
することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相
差に基づいて被測定物体に対する距離を計測する光波距
離計に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の光波距離計においては、信号光の
発光時と受光時との間の位相差を検出するために、ヘテ
ロダイン（Heterodyne）技術が主に適用されている。こ
の技術においては、信号光を検出する光検出器から出力
された検出信号と、この検出信号の周波数と微妙に異な
る周波数を有する参照信号とを重ね合わせることによ
り、検出信号の位相情報を保持する干渉信号を発生させ
る。

【０００３】ここで、検出信号と参照信号との間の周波
数差は、比較的小さく設定されている。これにより、検
出信号と参照信号との間の位相差を保持した状態で、検
出信号と参照信号との間の周波数差が干渉信号の周波数
として低域変換されるので、干渉信号の位相を検出する
ことができる。そのため、干渉信号の位相の測定値と参
照信号の位相の設定値とに基づいて、検出信号の位相を
算出することにより、信号光の発光時と受光時との間の
位相差を高い分解能で測定することができる。

【０００４】しかしながら、このようなヘテロダイン技
術においては、検出信号及び参照信号の各周波数の安定
性が、低域変換の割合に対応して拡大され、位相の測定
精度に大きく影響してしまう。そのため、信号光を発生
する光源に対して駆動信号を発生させる発振子や、参照
信号を発生させる発振子などに、高精度の動作安定性で
各信号周波数を一定に保持させる必要がある。また、干
渉信号の位相を検出するために、高速に動作する比較器
や計数回路なとが必要となるので、回路構成が複雑とな
ってしまう。

【０００５】このような発振子や信号処理回路などに対
する要請を考慮する必要がないものとして、ホモダイン
（Homodyne）技術がある。この技術においては、信号光
を検出する光検出器から出力された検出信号と、この検
出信号の周波数と同一の周波数を有する参照信号とを重
ね合わせることにより、検出信号の位相情報を保持する
干渉信号を発生させる。

【０００６】ここで、干渉信号は高周波成分と直流成分
とを含むので、高周波成分の振幅を取り扱うことができ
ない。そのため、検出信号と参照信号との間の位相差に
依存する直流成分の波高を取り扱うことになる。これに
より、干渉信号の波高の測定値と参照信号の位相の設定
値とに基づいて、検出信号の位相を算出することによ
り、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高い分解
能で測定することができる。

【０００７】なお、このようなホモダイン技術を用いた
先行技術に関しては、電波距離計が実開平４−３３７３
号公報などに詳細に記載されている。この電波距離計
は、被測定物体に信号電波を発信し、被測定物体で散乱
反射された信号電波を受信することにより、信号電波の
発信時と受信時との間の位相差ではなく時間差に基づい
て被測定物体に対する距離を計測している。

【０００８】この電波距離計においては、ホモダイン技
術に基づいて、信号電波を受信する受信器から出力され
た検出信号と、この検出信号の周波数と同一の周波数を
有する参照信号とを、乗算器で重ね合わせて干渉信号を
発生させる際に、検出信号のレベルに対応して参照信号
の位相を制御することにより、一種の可変減衰機構とし
て、干渉信号の波高増幅によって発生する波形歪みを低
減させる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、干渉信
号の中で位相情報及び強度情報を含む直流成分を取り扱
うことにしても、直流成分の強度は信号光の強度も含む
ため、干渉信号の波高が変化した場合に、振幅変化によ
るものなのか、あるいは、位相変化によるものなのかを
判別することが困難であり、信号処理回路における増幅
器のオフセット誤差を含む利得誤差が位相の測定精度に
大きく影響してしまう。

【００１０】これにより、干渉信号の波高のレベル範囲
に対して一定の利得を与えるために、干渉信号の波高を
増幅する増幅器に、比較的広いダイナミックレンジと高
い利得安定度とを設定することが必要となる。また、実
際の乗算器はフィードスルーを有するため、参照信号の
位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生し、干
渉信号の波高のレベルに大きく影響することがある。し
たがって、被測定物体に対する距離の計測精度を大幅に
向上させることが困難である。

【００１１】そこで、本発明は、以上の問題点に鑑みて
なされたものであり、位相シフト法を利用したホモダイ
ン技術に基づいて、検出信号と参照信号との間の位相差
を検出することにより、被測定物体に対する距離の計測
精度を向上させる光波距離計を提供することを目的とす
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ために、本発明のうちで請求項１記載の光波距離計は、
（ａ）基本信号に少なくとも３種類の位相変調を時分割
に施した参照信号を発生するとともに、この参照信号の
周波数と同一の周波数を有する駆動信号を発生する信号
発生回路と、（ｂ）この信号発生回路から入力した駆動
信号に基づいて発生させた信号光を被測定物体に投射す
る光源と、（ｃ）被測定物体で散乱反射されて入射した
信号光に基づいて検出信号を生成する光検出器と、
（ｄ）この光検出器から入力した検出信号と信号発生回
路から入力した参照信号とを重ね合わせた干渉信号を生
成するホモダイン処理回路と、（ｅ）このホモダイン処
理回路から入力した干渉信号の波高を参照信号の少なく
とも３種類の位相切替に対応して相互に比較し、信号光
の発光時と受光時との間の位相差を検出する位相検出回
路とを備えることを特徴とする。

【００１３】このような光波距離計においては、信号発
生回路は、少なくとも３種類の位相変調を周期的に施し
た参照信号をホモダイン処理回路に出力するとともに、
この参照信号と同一の周波数を有する駆動信号を光源に
出力する。これにより、光源は、信号発生回路から入力
した駆動信号に対応した信号光を発生し、この信号光を
被測定物体に照射する。光検出器は、被測定物体で散乱
反射された信号光を受光し、この信号光に対応した検出
信号をホモダイン処理回路に出力する。

【００１４】このとき、ホモダイン処理回路は、光検出
回路から入力した検出信号と信号発生回路から入力した
参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を生成
して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号は、検
出信号と同一の周波数を有するとともに、検出信号の位
相に対して時分割に変動した少なくとも３種類の位相を
有する。そのため、干渉信号は、検出信号と参照信号と
の間の位相差に対応して少なくとも３つの波高を有し、
参照信号の位相切替に同期して周期的に変動している。

【００１５】したがって、位相検出回路は、ホモダイン
技術の原理に基づいて、ホモダイン処理回路から入力し
た干渉信号の波高を参照信号の位相切替に対応して相互
に比較することにより、信号光の発光時と受光時との間
の位相差を高精度に検出する。

【００１６】ここで、請求項２記載の光波距離計は、請
求項１記載の光波距離計において、基本信号として第１
基本信号を発生する発振器と、この発振器から入力した
第１基本信号の位相をπ、π／２及び３π／２だけシフ
トした第２ないし第４基本信号をそれぞれ生成する第１
ないし第３位相シフタと、第１基本信号の周期よりも大
きい周期を有する切替信号を発生する切替信号発生器
と、この切替信号発生器から入力した切替信号に基づい
て、発振器及び第１ないし第３位相シフタから入力した
第１ないし第４基本信号の一つを順次選択して参照信号
を生成する切替器とを、信号発生回路に含ませることを
特徴とする。

【００１７】請求項３記載の光波距離計は、請求項２記
載の光波距離計において、発振器から入力した第１基本
信号の位相を所定値だけシフトした駆動信号を生成する
ことにより、被測定物体に対する測距範囲に対応して干
渉信号の波高を基準値以上に設定させる第４位相シフタ
を、信号発生回路に含ませることを特徴とする。

【００１８】請求項４記載の光波距離計は、請求項２記
載の光波距離計において、信号発生回路から入力した切
替信号に基づいて、ホモダイン処理回路から入力した干
渉信号を選択することにより、干渉信号の位相情報を含
む位相信号を生成する切替器と、この切替器から入力し
た位相信号を直流変換する積分器とを、位相検出回路に
含ませることを特徴とする。

【００１９】請求項５記載の光波距離計は、請求項１な
いし請求項４のいずれか一つに記載の光波距離計におい
て、参照信号の少なくとも３種類の位相切替時にデュー
ティ比を５０％で一定に保持する回路構成を、信号発生
回路に含ませることを特徴とする。

【００２０】このような光波距離計においては、参照信
号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生し
ても、この低周波成分は信号発生回路から出力される以
前に除去されてしまう。これにより、ホモダイン処理回
路で検出信号と重ね合わされる参照信号は、このような
低周波成分による影響から排除されている。したがっ
て、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時との間
の位相差をよりいっそう高精度に検出する。

【００２１】請求項６記載の光波距離計は、請求項５記
載の光波距離計において、参照信号の少なくとも３種類
の位相切替に同期した低周波成分を除去する狭帯域フィ
ルタを、信号発生回路に含ませることを特徴とする。

【００２２】請求項７記載の光波距離計は、請求項１な
いし請求項６のいずれか一つに記載の光波距離計におい
て、参照信号を第１参照信号として発生するとともに、
第１参照信号の位相をπ／２だけシフトした第２参照信
号をさらに発生する回路構成を、信号発生回路に含ませ
るとともに、光検出器から入力した検出信号に対して、
信号発生回路から入力した第１及び第２参照信号をそれ
ぞれ乗じる処理を並列して実行する２系統の回路構成
を、ホモダイン処理回路に含ませることを特徴とする。

【００２３】請求項８記載の光波距離計は、請求項１な
いし請求項７のいずれか一つに記載の光波距離計におい
て、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号に基づい
て、光検出器及びホモダイン処理回路の各利得を調整す
ることにより、干渉信号の波高の最小値及び最大値を一
定に設定させる利得調整回路をさらに備えることを特徴
とする。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る諸々の実施形
態の構成および作用について、図１ないし図１３を参照
して説明する。なお、図面の説明においては同一の要素
には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。ま
た、図面の寸法比率は、説明のものと必ずしも一致して
いない。

【００２５】第１実施形態 図１に示すように、本実施形態の光波距離計は、被測定
物体１０に信号光Ｐ₀を投射する光源３０と、この被測
定物体１０で散乱反射された信号光Ｐ₁を検出する光検
出器４０と、これら光源３０及び光検出器４０に入出力
する各種の電気信号を処理する信号処理系とで構成され
ている。ここで、光源３０は、発光ダイオードであっ
て、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ₀に対応
して信号光Ｐ₀を発生する。光検出器４０は、フォトダ
イオードであって、被測定物体１０から反射された信号
光Ｐ₁を光電変換し、検出信号Ｍ₀として前置増幅器４１
に出力する。

【００２６】前置増幅器４１は、光検出器４０から入力
した検出信号Ｍ₀を増幅して第１ホモダイン処理回路５
０及び第２ホモダイン処理回路６０にそれぞれ出力す
る。第１ホモダイン処理回路５０は、前置増幅器４１か
ら入力した検出信号Ｍ₀にホモダイン処理を施し、干渉
信号として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそ
れぞれ出力する。また、第２ホモダイン処理回路６０
は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ₀にホモダ
イン処理を施し、干渉信号として位相検出回路７０及び
利得調整回路８０にそれぞれ出力する。

【００２７】位相検出回路７０は、第１及び第２ホモダ
イン処理回路５０，６０から入力した干渉信号の位相情
報を抽出して外部の演算回路に出力する。また、利得調
整回路８０は、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，
６０から入力した干渉信号の強度情報を抽出し、光検出
器４０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と
の各利得を調整する。その他に、光源３０、第１及び第
２ホモダイン処理回路５０，６０、位相調整回路７０及
び利得調整回路８０の各動作を制御する信号処理系とし
て、信号発生回路２０が設置されている。

【００２８】図２に示すように、信号発生回路２０は、
第１基本信号Ｂ₁を発生する発振器２１と、第１基本信
号Ｂ₁の位相をπだけシフトした第２基本信号Ｂ₂を生成
する第１位相πシフタ２２₁と、第１基本信号Ｂ₁の位相
をπ／２だけシフトした第３基本信号Ｂ₃を生成する第
１位相π／２シフタ２３₁と、第１基本信号Ｂ₁の位相を
３π／２だけシフトした第４基本信号Ｂ₄を生成する第
１位相３π／２シフタ２４₁と、切替信号Ｓ₀を発生する
第１切替信号発生器２６₁と、切替信号Ｓ₀に基づいて第
１ないし第４基本信号Ｂ₁〜Ｂ₄を選択して第１参照信号
Ｒ₁を生成する第１切替器２７₁と、第１参照信号Ｒ₁の
低周波成分を除去する第１狭帯域フィルタ２８₁とを含
んで構成されている。

【００２９】これに加えて、信号発生回路２０は、第１
基本信号Ｂ₁の位相をπ／２だけシフトした第３基本信
号Ｂ₃を生成する第２位相π／２シフタ２３₂と、第３基
本信号Ｂ₃の位相をπだけシフトした第４基本信号Ｂ₄を
生成する第２位相πシフタ２２₂と、第３基本信号Ｂ₃の
位相をπ／２だけシフトした第２基本信号Ｂ₂を生成す
る第３位相π／２シフタ２３₃と、第３基本信号Ｂ₃の位
相を３π／２だけシフトした第１基本信号Ｂ₁を生成す
る第２位相３π／２シフタ２４₂と、切替信号Ｓ₀を発生
する第２切替信号発生器２６₂と、切替信号Ｓ₀に基づい
て第１ないし第４基本信号Ｂ₁〜Ｂ₄を選択して第２参照
信号Ｒ₂を生成する第２切替器２７₂と、第２参照信号Ｒ
₂の低周波成分を除去する第２狭帯域フィルタ２８₂とを
含んで構成されている。

【００３０】さらに、信号発生回路２０は、第１基本信
号Ｂ₁の位相を基準位相αだけシフトした第５基本信号
Ｂ₅を生成する位相αシフタ２５と、第５基本信号Ｂ₅の
低周波成分を除去して駆動信号Ｄ₀を生成する第３狭帯
域フィルタ２８₃とを含んで構成されている。

【００３１】発振器２１は、第１基本信号Ｂ₁として周
波数ｆ₀、初期位相φ₀及び振幅Ａ₁を有する方形波をパ
ルス発振で発生し、第１切替器２７₁と、第１位相πシ
フタ２２₁、第１及び第２位相π／２シフタ２３₁，２３
₂と、第１位相３π／２シフタ２４₁と、位相αシフタ２
５とにそれぞれ出力する。この第１基本信号Ｂ₁は、正
弦波として簡略化して表示すると、式（１）に示すよう
になる。ただし、ｔは時刻である。

【００３２】 Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀） （１） 第１位相πシフタ２２₁は、発振器２１から入力した第
１基本信号Ｂ₁の位相をπだけシフトし、第２基本信号
Ｂ₂として第１切替器２７₁に出力する。この第２基本信
号Ｂ₂は、正弦波として簡略化して表示すると式（２）
に示すようになる。

【００３３】 Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π） （２） 第１位相π／２シフタ２３₁は、発振器２１から入力し
た第１基本信号Ｂ₁の位相をπ／２だけシフトし、第３
基本信号Ｂ₃として第１切替器２７₁に出力する。この第
３基本信号Ｂ₃は、正弦波として簡略化して表示すると
式（３）に示すようになる。

【００３４】 Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２） （３） 第１位相３π／２シフタ２４₁は、発振器２１から入力
した第１基本信号Ｂ₁の位相を３π／２だけシフトし、
第４基本信号Ｂ₄として第１切替器２７₁に出力する。こ
の第４基本信号Ｂ₄は、正弦波として簡略化して表示す
ると式（４）に示すようになる。

【００３５】 Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２） （４） 第２位相π／２シフタ２３₂は、発振器２１から入力し
た第１基本信号Ｂ₁の位相をπ／２だけシフトし、第３
基本信号Ｂ₃として第２切替器２７₂、第２位相πシフタ
２２₂、第３位相π／２シフタ２３₃及び第２位相３π／
２シフタ２４₂にそれぞれ出力する。第２位相πシフタ
２２₂は、第２位相π／２シフタ２３₂から入力した第３
基本信号Ｂ₃の位相をπだけシフトし、第４基本信号Ｂ₄
として第２切替器２７₂に出力する。

【００３６】第３位相π／２シフタ２３₃は、第２位相
π／２シフタ２３₂から入力した第３基本信号Ｂ₃の位相
をπ／２だけシフトし、第２基本信号Ｂ₂として第２切
替器２７₂に出力する。第２位相３π／２シフタ２４
₂は、第２位相π／２シフタ２３₂から入力した第３基本
信号Ｂ₃の位相を３π／２だけシフトし、第１基本信号
Ｂ₁として第２切替器２７₂に出力する。

【００３７】第１切替信号発生器２６₁は、切替信号Ｓ₀
として周期Ｔ₀でパルス発振した方形波を発生し、第１
切替器２７₁、位相検出回路７０及び利得調整回路８０
にそれぞれ出力する。第２切替信号発生器２６₂は、第
１切替信号発生回路２６₁と同期して切替信号Ｓ₀を発生
し、第２切替器２７₂に出力する。図３に示すように、
切替信号Ｓ₀の周期Ｔ₀は、第１及び第２参照信号Ｒ₁，
Ｒ₂の位相を変調するために、第１ないし第４基本信号
Ｂ₁〜Ｂ₄の各周期１／ｆ₀の数十倍から数百倍の範囲で
十分に大きく設定されている。

【００３８】第１切替器２７₁は、第１切替信号発生器
２６₁から入力した切替信号Ｓ₀の立上がりに対応して時
間Ｔ₀が経過する度に信号チャネルを切り替えることに
より、発振器２１、第１位相πシフタ２２₁、第１位相
π／２シフタ２３₁及び第１位相３π／２シフタ２４₁か
らそれぞれ入力した第１ないし第４基本信号Ｂ₁〜Ｂ₄の
一つを順次サンプリングし、４種類の位相で時分割に変
調された第１参照信号Ｒ₁として第１狭帯域フィルタ２
８₁に出力する。第１狭帯域フィルタ２８₁は、第１切替
器２７₁から入力した第１参照信号Ｒ₁の低周波成分を除
去し、第１参照信号Ｒ₁を第１ホモダイン処理回路５０
に出力する。

【００３９】ここで、図４に示すように、第１切替器２
７₁で第１参照信号Ｒ₁を生成する際に、例えば、第４基
本信号Ｂ₄とこの第４基本信号Ｂ₄よりπ／２だけ遅れた
位相を有する第１基本信号Ｂ₁とを切り替えた場合、デ
ューティ比が５０％から変化することがある。すなわ
ち、パルスの一周期１／ｆ₀内でＯＮ状態及びＯＦＦ状
態の時間比ｔ_on：ｔ_offが、１：１にならないことがあ
る。そのため、低周波成分が５０％からずれたデューテ
ィ比の変動量に対応して発生する。

【００４０】しかしながら、このように発生した第１参
照信号Ｒ₁の低周波成分は、第１狭帯域フィルタ２８₁で
位相切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定
物体１０に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。
なお、この低周波成分は、第１参照信号Ｒ₁の位相切替
に同期していることから、より後段で除去することは非
常に困難である。そのため、第１狭帯域フィルタ２８₁
から出力された第１参照信号Ｒ₁は、位相切替時に周波
数のずれを発生させるが、デューティ比を一定に保持し
ている。

【００４１】図３に示すように、第１参照信号Ｒ₁は、
時間Ｔ₀毎に初期位相をφ₀，φ₀＋π，φ₀＋π／２，φ
₀＋３π／２に順次切り替えた方形波として変調されて
いる。この第１参照信号Ｒ₁は、簡略化して表示すると
４式（５ａ）〜（５ｄ）に示すようになる。ただし、ｎ
は０以上の整数である。

【００４２】 ４ｎＴ₀≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀） （５ａ） （１＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π） （５ｂ） （２＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２） （５ｃ） （３＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２） （５ｄ） 第２切替器２７₂は、第２切替信号発生器２６₂から入力
した切替信号Ｓ₀の立上がりに対応して時間Ｔ₀が経過す
る度に信号チャネルを切り替えることにより、第２位相
π／２シフタ２３₂、第２位相πシフタ２２₂、第３位相
π／２シフタ２３₃及び第２位相３π／２シフタ２４₂か
らそれぞれ入力した第１ないし第４基本信号Ｂ₁〜Ｂ₄の
一つを順次サンプリングし、４種類の位相で時分割に変
調された第２参照信号Ｒ₂として第２狭帯域フィルタ２
８₂に出力する。第２狭帯域フィルタ２８₂は、第２切替
器２７₂から入力した第２参照信号Ｒ₂の低周波成分を除
去し、第２参照信号Ｒ₂を第２ホモダイン処理回路６０
に出力する。

【００４３】ここで、第２切替器２７₂で位相切替時に
発生した第２参照信号Ｒ₂の低周波成分は、第２狭帯域
フィルタ２８₂で位相切替時のノイズ成分として除去さ
れるので、被測定物体１０に対する測距値の精度に悪影
響を及ぼさない。そのため、第２狭帯域フィルタ２８₂
から出力された第２参照信号Ｒ₂は、位相切替時に周波
数のずれを発生させるが、デューティ比を一定に保持し
ている。

【００４４】図３に示すように、第２参照信号Ｒ₂は、
時間Ｔ₀毎に初期位相をφ₀＋π／２，φ₀＋３π／２，
φ₀＋π，φ₀に第１ないし第４基本信号Ｂ₁〜Ｂ₄を順次
切り替えた方形波として変調されている。この第２参照
信号Ｒ₂は、簡略化して表示すると４式（６ａ）〜（６
ｄ）に示すようになる。ただし、ｎは０以上の整数であ
る。

【００４５】 ４ｎＴ₀≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２） （６ａ） （１＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２） （６ｂ） （２＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π） （６ｃ） （３＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀） （６ｄ） 位相αシフタ２５は、発振器２１から入力した第１基本
信号Ｂ₁の位相を基準位相αだけシフトし、第５基本信
号Ｂ₅として第３狭帯域フィルタ２８₃に出力する。第３
狭帯域フィルタ２８₃は、位相αシフタ２５から入力し
た第５基本信号Ｂ₅の低周波成分を除去し、駆動信号Ｄ₀
として光源３０に出力する。図３に示すように、この駆
動信号Ｄ₀は、正弦波として簡略化して表示すると式
（７）に示すようになる。

【００４６】 Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋α） （７） 第３狭帯域フィルタ２８₃から出力された駆動信号Ｄ
₀は、第１及び第２狭帯域フィルタ２８₁，２８₂から出
力された第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂に対して、同一
のフィルタ効果を受けている。そのため、駆動信号Ｄ₀
と第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂との間では、フィルタ
の影響がキャンセルされている。なお、駆動信号Ｄ₀の
基準位相αは、被測定物体１０に対する測距範囲に対応
して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０に関
して後述する第１ホモダイン信号Ｈ₁及び第２ホモダイ
ン信号Ｈ₂の各波高を基準値よりも大きくするように設
定されている。

【００４７】光源３０は、信号発生回路２０から入力し
た駆動信号Ｄ₀に対応して信号光Ｐ₀を発生し、信号光Ｐ
₀を被測定物体１０に投射する。光検出器４０は、被測
定物体１０で散乱反射された信号光Ｐ₁を受光し、信号
光Ｐ₁に対応して検出信号Ｍ₀を前置増幅器４１に出力す
る。この光検出器４０の利得は、利得調整回路８０から
入力した制御信号Ｃ₀に基づいて可変に設定されてい
る。前置増幅器４１は、光検出器４０から入力した検出
信号Ｍ₀の振幅を増幅し、検出信号Ｍ₀を第１及び第２ホ
モダイン処理回路５０，６０にそれぞれ出力する。

【００４８】ここで、前置増幅器４１から出力された検
出信号Ｍ₀は、二つの信号光Ｐ₀，Ｐ₁の移動距離、すな
わち、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物
体１０及び光検出器４０間の距離との和に対応して、駆
動信号Ｄ₀の位相よりも検出位相βだけシフトしてい
る。この検出信号Ｍ₀は、周波数ｆ₀、初期位相φ₀＋α
＋β及び振幅Ａ₂を有する方形波であって、簡略化して
表示すると式（８）に示すようになる。

【００４９】 Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋α＋β） （８） 第１ホモダイン処理回路５０は、検出信号Ｍ₀及び第１
参照信号Ｒ₁を重ね合わせて第１ホモダイン信号Ｈ₁を生
成する第１乗算器５１と、第１ホモダイン信号Ｈ₁の波
高を増幅する第１可変利得増幅器５２と、第１ホモダイ
ン信号Ｈ₁の極性を保持する第１極性保持増幅器５３
と、第１ホモダイン信号Ｈ₁の極性を反転する第１極性
反転増幅器５４とで構成されている。

【００５０】第１乗算器５１は、前置増幅器４１から入
力した検出信号Ｍ₀と信号発生回路２０から入力した第
１参照信号Ｒ₁とを重ね合わせた干渉信号を生成し、こ
の干渉信号を第１ホモダイン信号Ｈ₁として第１可変利
得増幅器５２に出力する。図５に示すように、第１ホモ
ダイン信号Ｈ₁は、時間Ｔ₀毎に位相を切り替えて時分割
に変化し、簡略して表示すると４式（９ａ）〜（９ｄ）
に示すように、容易に後処理可能な交流信号となる。

【００５１】 ４ｎＴ₀≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀）Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋α＋β） ＝Ａ₁sin²（２πｆ₀ｔ＋φ₀）Ａ₂cos（α＋β） ＋Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀）Ａ₂cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀）sin（α＋β） ＝Ａ₁Ａ₂cos（α＋β） −Ａ₁Ａ₂cos（α＋β）cos²（２π・ｆ₀・ｔ＋φ₀） ＋Ａ₁Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀） ・cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀）sin（α＋β） （９ａ） （１＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π）Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋α＋β） ＝−Ａ₁Ａ₂cos（α＋β） −Ａ₁Ａ₂cos（α＋β−π）cos²（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π） ＋Ａ₁Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π） ・cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π）sin（α＋β−π） （９ｂ） （２＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２）Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋α＋β） ＝Ａ₁Ａ₂sin（α＋β） −Ａ₁Ａ₂cos（α＋β−π／２）cos²（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２） ＋Ａ₁Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２） ・cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２）sin（α＋β−π／２） （９ｃ） （３＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２）Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋α＋β） ＝−Ａ₁Ａ₂sin（α＋β） −Ａ₁Ａ₂cos（α＋β−３π／２）cos²（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２） ＋Ａ₁Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２） ・cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２）sin（α＋β−３π／２） （９ｄ） 第１可変利得増幅器５２は、利得調整回路８０から入力
した制御信号Ｃ₀に基づいて可変に設定された利得を有
し、第１乗算器５１から単一の信号ラインで入力した第
１ホモダイン信号Ｈ₁に含まれた相互に異なる４種類の
位相成分の波高を単独で順次増幅して、第１極性保持増
幅器５３及び第１極性反転増幅器５４にそれぞれ出力す
る。

【００５２】第１極性保持増幅器５３は、第１可変利得
増幅器５２から入力した第１ホモダイン信号Ｈ₁の極性
を保持し、第１保持ホモダイン信号Ｈ₁₁として位相検出
回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第
１極性反転増幅器５４は、第１可変利得増幅器５２から
入力した第１ホモダイン信号Ｈ₁の極性を反転し、第１
反転ホモダイン信号Ｈ₁₂として位相検出回路７０及び利
得調整回路８０にそれぞれ出力する。

【００５３】ここで、第１ホモダイン信号Ｈ₁の直流成
分は、時間Ｔ₀毎に４種類の波高Ｉ₁₁，Ｉ₁₂，Ｉ₁₃，Ｉ
₁₄をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表
示すると４式（１０ａ）〜（１０ｄ）に示すようにな
る。

【００５４】 ４ｎＴ₀≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ₀： Ｉ₁₁＝Ａ₁Ａ₂cos（α＋β） （１０ａ） （１＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ₀： Ｉ₁₂＝−Ａ₁Ａ₂cos（α＋β） （１０ｂ） （２＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ₀： Ｉ₁₃＝Ａ₁Ａ₂sin（α＋β） （１０ｃ） （３＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ₀： Ｉ₁₄＝−Ａ₁Ａ₂sin（α＋β） （１０ｄ） 一方、第２ホモダイン処理回路６０は、検出信号Ｍ₀及
び第２参照信号Ｒ₂を重ね合わせて第２ホモダイン信号
Ｈ₂を生成する第２乗算器６１と、第２ホモダイン信号
Ｈ₂の波高を増幅する第２可変利得増幅器６２と、第２
ホモダイン信号Ｈ₂の極性を保持する第２極性保持増幅
器６３と、第２ホモダイン信号Ｈ₂の極性を反転する第
２極性反転増幅器６４とで構成されている。

【００５５】第２乗算器６１は、前置増幅器４１から入
力した検出信号Ｍ₀と信号発生回路２０から入力した第
２参照信号Ｒ₂とを重ね合わせた干渉信号を生成し、干
渉信号の強度の時間平均を第２ホモダイン信号Ｈ₂とし
て第２可変利得増幅器６２に出力する。図５に示すよう
に、第２ホモダイン信号Ｈ₂は、時間Ｔ₀毎に位相を切り
替えて時分割に変化し、簡略化して表示すると４式（１
１ａ）〜（１１ｄ）に示すように、容易に後処理可能な
交流信号となる。

【００５６】 ４ｎＴ₀≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２）Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋α＋β） ＝Ａ₁Ａ₂cos（α＋β−π／２） −Ａ₁Ａ₂cos（α＋β−π／２）cos²（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２） ＋Ａ₁Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２） ・cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２）sin（α＋β−π／２） ＝Ａ₁Ａ₂sin（α＋β） −Ａ₁Ａ₂cos（α＋β−π／２）cos²（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２） ＋Ａ₁Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２） ・cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π／２）sin（α＋β−π／２） （１１ａ） （１＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２）Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋α＋β） ＝−Ａ₁Ａ₂sin（α＋β） −Ａ₁Ａ₂cos（α＋β−３π／２）cos²（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２） ＋Ａ₁Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２） ・cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋３π／２）sin（α＋β−３π／２） （１１ｂ） （２＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π）Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋α＋β） ＝−Ａ₁Ａ₂cos（α＋β） −Ａ₁Ａ₂cos（α＋β−π）cos²（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π） ＋Ａ₁Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π） ・cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋π）sin（α＋β−π） （１１ｃ） （３＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ₀： Ａ₁sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀）Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀＋α＋β） ＝Ａ₁Ａ₂cos（α＋β） −Ａ₁Ａ₂cos（α＋β）cos²（２π・ｆ₀・ｔ＋φ₀） ＋Ａ₁Ａ₂sin（２πｆ₀ｔ＋φ₀） ・cos（２πｆ₀ｔ＋φ₀）sin（α＋β） （１１ｄ） 第２可変利得増幅器６２は、利得調整回路８０から入力
した制御信号Ｃ₀に基づいて可変に設定された利得を有
し、第１乗算器６１から単一の信号ラインで入力した第
２ホモダイン信号Ｈ₂に含まれた相互に異なる４種類の
位相成分の波高を単独で順次増幅して、第２極性保持増
幅器６３及び第２極性反転増幅器６４にそれぞれ出力す
る。

【００５７】第２極性保持増幅器６３は、第２可変利得
増幅器６２から入力した第２ホモダイン信号Ｈ₂の極性
を保持し、第２保持ホモダイン信号Ｈ₂₁として位相検出
回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第
２極性反転増幅器６４は、第２可変利得増幅器６２から
入力した第２ホモダイン信号Ｈ₂の極性を反転し、第２
反転ホモダイン信号Ｈ₂₂として位相検出回路７０及び利
得調整回路８０にそれぞれ出力する。

【００５８】ここで、第２ホモダイン信号Ｈ₂の直流成
分は、時間Ｔ₀毎に４種類の波高Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃，Ｉ
₂₄をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表
示すると４式（１２ａ）〜（１２ｄ）に示すようにな
る。

【００５９】 ４ｎＴ₀≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ₀： Ｉ₂₁＝Ａ₁Ａ₂sin（α＋β）＝Ｉ₁₃ （１２ａ） （１＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ₀： Ｉ₂₂＝−Ａ₁Ａ₂sin（α＋β）＝Ｉ₁₄ （１２ｂ） （２＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ₀： Ｉ₂₃＝−Ａ₁Ａ₂cos（α＋β）＝Ｉ₁₂ （１２ｃ） （３＋４ｎ）Ｔ₀≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ₀： Ｉ₂₄＝Ａ₁Ａ₂cos（α＋β）＝Ｉ₁₁ （１２ｄ） 位相検出回路７０は、切替信号Ｓ₀に基づいて第１及び
第２保持ホモダイン信号Ｈ₁₁，Ｈ₂₁と第１及び第２反転
ホモダイン信号Ｈ₁₂，Ｈ₂₂とを選択して位相信号Ｅ₀を
生成する第３切替器７１と、位相信号Ｅ₀を直流変換す
る第１積分器７２と、位相信号Ｅ₀の波高を平滑化して
干渉信号の位相情報を測距信号Ｌ₀として生成する直線
性改善回路７３とで構成されている。

【００６０】第３切替器７１は、信号発生回路２０から
入力した切替信号Ｓ₀の立上がりに対応して時間Ｔ₀が経
過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１
及び第２極性保持増幅器５３，６３と第１及び第２極性
反転増幅器５４，６４とからそれぞれ入力した第１及び
第２保持ホモダイン信号Ｈ₁₁，Ｈ₂₁と第１及び第２反転
ホモダイン信号Ｈ₁₂，Ｈ₂₂との一つを順次サンプリング
し、位相信号Ｅ₀を生成して第１積分器７２に出力す
る。

【００６１】より具体的には、第３切替器７１は、正の
極性を有し、かつ、第３及び第４基本信号Ｂ₃，Ｂ₄の位
相を有する第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂の成分を検出
信号Ｍ₀に重ね合わせて生成されたものを時分割に選択
する。すなわち、位相信号Ｅ₀は、時間Ｔ₀毎に４種類の
波高Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₁₃，Ｉ₁₄を切り替えたものとなる。

【００６２】第１積分器７２は、第３切替器７１から入
力した位相信号Ｅ₀を直流変換して直線性改善回路７３
に出力する。直線性改善回路７３は、第１積分器７２か
ら入力した位相信号Ｅ₀の波高を平滑化し、検出信号Ｍ₀
と第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂との間の位相差として
第１及び第２ホモダイン信号Ｈ₁，Ｈ₂の各位相情報（α
＋β）を含む測距信号Ｌ₀として外部の演算回路に出力
する。

【００６３】利得調整回路８０は、切替信号Ｓ₀に基づ
いて第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ₁₁，Ｈ₂₁と第１
及び第２反転ホモダイン信号Ｈ₁₂，Ｈ₂₂とを選択して強
度信号Ｇ₀を生成する第４切替器８１と、強度信号Ｇ₀を
直流変換する第２積分器８２と、基準電圧Ｖ₀を発生す
る電圧源８３と、強度信号Ｇ₀と基準電圧Ｖ₀との比に比
例した制御信号Ｃ₀を生成する比較器８４とで構成され
ている。

【００６４】第４切替器８１は、信号発生回路２０から
入力した切替信号Ｓ₀の立上がりに対応して時間Ｔ₀が経
過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１
及び第２極性保持増幅器５３，６３と第１及び第２極性
反転増幅器５４，６４とからそれぞれ入力した第１及び
第２保持ホモダイン信号Ｈ₁₁，Ｈ₂₁と第１及び第２反転
ホモダイン信号Ｈ₁₂，Ｈ₂₂との一つとして順次サンプリ
ングし、強度信号Ｇ₀を生成して第２積分器８２に出力
する。

【００６５】より具体的には、第４切替器８１は、負の
極性を有し、かつ、第１及び第２基本信号Ｂ₁，Ｂ₂の位
相を有する第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂の成分を検出
信号Ｍ₀に重ね合わせて生成されたものを時分割に選択
する。すなわち、強度信号Ｇ₀は、時間Ｔ₀毎に４種類の
波高Ｉ₁₁，Ｉ₁₂，Ｉ₂₃，Ｉ₂₄を切り替えたものとなる。

【００６６】第２積分器８２は、第４切替器８１から入
力した強度信号Ｇ₀を直流変換して比較器８４に出力す
る。電圧源８３は、基準電圧Ｖ₀を発生して比較器８４
に出力する。比較器８４は、第４切替器８１から入力し
た強度信号Ｇ₀と電圧源８３から入力した基準電圧Ｖ₀と
を比較し、電圧比Ｇ₀／Ｖ₀に比例したレベルを有する制
御信号Ｃ₀を生成して光検出器４０と第１及び第２ホモ
ダイン処理回路５０，６０とにそれぞれ出力する。

【００６７】なお、光検出器４０と第１及び第２可変利
得増幅器５２，６２との各利得は、第１及び第２保持ホ
モダイン信号Ｈ₁₁，Ｈ₂₁と第１及び第２反転ホモダイン
信号Ｈ₁₂，Ｈ₂₂の各波高Ｉ₁₁，Ｉ₁₂，Ｉ₂₃，Ｉ₂₄を一定
に保持するように制御されることになる。

【００６８】このように、第１及び第２ホモダイン信号
Ｈ₁，Ｈ₂の最大値及び最小値として各波高Ｉ₁₁，Ｉ₁₂，
Ｉ₂₃，Ｉ₂₄は、利得調整回路８０によって一定値に設定
されている。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ
₁，Ｈ₂の各位相情報（α＋β）は、第１及び第２ホモダ
イン信号Ｈ₁，Ｈ₂の各波高Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₁₃，Ｉ₁₄に基
づいて高精度に算出することができる。すなわち、外部
の演算回路においては、例えば式（１３）に示すよう
に、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ₁，Ｈ₂の各位相情報
（α＋β）を算出することができる。このとき、第１及
び第２ホモダイン信号Ｈ₁，Ｈ₂の各波高間で差を取るこ
とにより、各種増幅器のオフセット誤差を含む利得誤差
を除去することができる。

【００６９】 tan^-1｛［（Ｉ₂₁−Ｉ₂₂）／２］／［（Ｉ₁₃−Ｉ₁₄）／２］｝ ＝α＋β （１３） これにより、測定光Ｐ₀の発光時と測定光Ｐ₁の受光時と
の間の位相差βは、位相αシフタ２５によって設定され
た第１参照信号Ｒ₁の基準位相αに基づいて算出するこ
とができる。したがって、光源３０及び被測定物体１０
間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離と
の和は、式（１４）に示すように計測される。ただし、
ｃは測定光Ｐ₀，Ｐ₁の光速である。

【００７０】 β・ｃ／（２π・ｆ₀） （１４） 次に、本実施例の光波距離計の作用について説明する。

【００７１】信号発生回路２０は、周波数ｆ₀及び初期
位相φ₀＋αを有する駆動信号Ｄ₀を光源３０に出力す
る。これにより、光源３０は、信号発生回路２０から入
力した駆動信号Ｄ₀に対応して測定光Ｐ₀を、被測定物体
１０に投射する。そのため、光検出器４０は、被測定物
体１０から入射した測定光Ｐ₁に対応して周波数ｆ₀及び
初期位相φ₀＋α＋βを有する検出信号Ｍ₀を、前置増幅
器４１を介して第１及び第２ホモダイン処理回路５０，
６０にそれぞれ出力する。

【００７２】信号発生回路２０は、駆動信号Ｄ₀の周波
数と同一の周波数ｆ₀を有し、かつ、４種類の初期位相
φ₀，φ₀＋π，φ₀＋π／２，φ₀＋３π／２を周期的に
有する第１参照信号Ｒ₁を第１ホモダイン処理回路５０
に出力するとともに、駆動信号Ｄ₀の周波数と同一の周
波数ｆ₀を有し、かつ、４種類の初期位相φ₀＋π／２，
φ₀＋３π／２，φ₀＋π，φ₀を周期的に有する第２参
照信号Ｒ₂を第２ホモダイン処理回路６０に出力する。

【００７３】これにより、第１及び第２ホモダイン処理
回路５０，６０は、前置増幅器４１から入力した検出信
号Ｍ₀と信号発生回路２０から入力した第１及び第２参
照信号Ｒ₁，Ｒ₂とを重ね合わせることにより、この干渉
信号として第１及び第２ホモダイン信号Ｈ₁，Ｈ₂を生成
し、これら第１及び第２ホモダイン信号Ｈ₁，Ｈ₂の極性
を保持または反転させた第１及び第２保持ホモダイン信
号Ｈ₁₁，Ｈ₁₂と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ₂₁，
Ｈ₂₂とを位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれ
ぞれ出力する。

【００７４】ここで、検出信号Ｍ₀の周波数は、駆動信
号Ｄ₀の周波数ｆ₀に一致することから、第１及び第２参
照信号Ｒ₁，Ｒ₂の各周波数ｆ₀と同一である。そのた
め、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ₁，Ｈ₂の波高は、ホ
モダイン技術の原理に基づいて、検出信号Ｍ₀と第１及
び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂との間の位相差に対応してそれ
ぞれ決定されている。

【００７５】また、第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂の各
位相は、検出信号Ｍ₀の位相に対して時分割に変調され
ている。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ₁，
Ｈ₂の波高は、検出信号Ｍ₀と第１及び第２参照信号
Ｒ₁，Ｒ₂との間の位相差の変動に対応して時分割に変動
している。したがって、第１及び第２保持ホモダイン信
号Ｈ₁₁，Ｈ₁₂と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ₂₁，
Ｈ₂₂との各波高は、第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂の各
位相切替に同期して変化している。

【００７６】信号発生回路２０は、第１及び第２参照信
号Ｒ₁，Ｒ₂の位相切替に同期した切替信号Ｓ₀を位相検
出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
利得調整回路８０は、信号発生回路２０から入力した切
替信号Ｓ₀に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回
路５０，６０からそれぞれ入力した第１及び第２保持ホ
モダイン信号Ｈ₁₁，Ｈ₁₂と第１及び第２反転ホモダイン
信号Ｈ₂₁，Ｈ₂₂との各波高の中で、負の極性を有し、か
つ、第１及び第２基本信号Ｂ₁，Ｂ₂の位相を有する第１
及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂の成分を検出信号Ｍ₀に重ね
合わせて生成されたものを、時分割に選択して強度信号
Ｇ₀を生成する。

【００７７】この利得調整回路８０は、強度信号Ｇ₀の
波高と基準電圧Ｖ₀とを比較し、光検出器４０と第１及
び第２可変利得増幅器５２，６２との各利得を制御する
ことにより、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ₁₁，Ｈ
₁₂と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ₂₁，Ｈ₂₂との各
波高の中で、第１及び第２基本信号Ｂ₁，Ｂ₂の位相を有
する第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂の成分に対応したも
のを、一定値に設定することができる。そのため、測定
光Ｐ₀，Ｐ₁における光路中の減衰や被測定物体１０の反
射率などに起因した影響を、第１及び第２保持ホモダイ
ン信号Ｈ₁₁，Ｈ₁₂と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ
₂₁，Ｈ₂₂との各波高から除去することができる。

【００７８】一方、位相検出回路７０は、信号発生回路
２０から入力した切替信号Ｓ₀に対応して、第１及び第
２ホモダイン処理回路５０，６０からそれぞれ入力した
第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ₁₁，Ｈ₁₂と第１及び
第２反転ホモダイン信号Ｈ₂₁，Ｈ₂₂との各波高の中で、
正の極性を有し、かつ、第３及び第４基本信号Ｂ₃，Ｂ₄
の位相を有する第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂の成分を
検出信号Ｍ₀に重ね合わせて生成されたものを、時分割
に選択して位相信号Ｅ₀を生成し、位相信号Ｅ₀の波高を
平滑化する。

【００７９】このとき、位相検出回路７０は、第１及び
第２保持ホモダイン信号Ｈ₁₁，Ｈ₁₂と第１及び第２反転
ホモダイン信号Ｈ₂₁，Ｈ₂₂との各波高の中で、第１及び
第２基本信号Ｂ₁，Ｂ₂の位相を有する第１及び第２参照
信号Ｒ₁，Ｒ₂の成分に対応して一定値に設定されたもの
に対して、第３及び第４基本信号Ｂ₃，Ｂ₄の位相を有す
る第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂の成分に対応して生成
されたものに基づいて、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ
₁，Ｈ₂の各位相情報（α＋β）を検出することができ
る。

【００８０】ここで、二系統の第１及び第２ホモダイン
処理回路５０，６０は、第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂
の位相差π／２に基づいて、干渉信号の位相情報及び利
得情報が時間的に補完し合う第１及び第２ホモダイン信
号Ｈ₁，Ｈ₂を生成する。そのため、位相検出回路７０
は、干渉信号の位相情報のみを時間的に間欠なく抽出し
た位相信号Ｅ₀を生成することができる。また、利得調
整回路８０は、干渉信号の強度情報のみを時間的に間欠
なく抽出した利得信号Ｇ₀を生成することができる。

【００８１】また、二系統の第１及び第２ホモダイン処
理回路５０，６０は、第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂に
基づいてホモダイン処理を並列に実行することから、第
１及び第２ホモダイン信号Ｈ₁，Ｈ₂の高域成分を減少さ
せる。そのため、位相検出回路７０及び利得調整回路８
０における第１及び第２積分器７２，８２の各時定数を
低減することにより、高速な応答特性を達成することが
できる。なお、二系統の第１及び第２積分器７２，８２
は、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ₁，Ｈ₂の波高を交互
に加算して平均化することから、第１及び第２ホモダイ
ン処理回路５０，６０の間の利得誤差を解消することに
なる。

【００８２】したがって、本実施例の光波距離計は、位
相シフト法を利用したホモダイン技術に基づいて、検出
信号Ｍ₀と第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂との間の位相
差に対応した測定光Ｐ₀の発光時と測定光Ｐ₁の受光時と
の間の位相差βを高精度に検出するので、被測定物体１
０に対する測距精度を向上させることができる。

【００８３】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，
６０を簡単な構成で実現することができる。これらの回
路構成を集積化によって外付け部品の少ない１個のＩＣ
（Integrated Circuits）として設置した場合、低コス
ト化を達成することができる。

【００８４】第２実施形態 図６に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第
１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発
振器２１、ＣＰＵ（Central Processing Unit）９０及
び記憶装置９１に置換しているが、その他に関しては上
記第１実施形態と同様にして構成されている。

【００８５】信号発生回路２０は、記憶装置９１に格納
されたプログラムにしたがってＣＰＵ９０に演算制御を
実行させることにより、発振器２１で発生した第１基本
信号Ｂ₁に基づいて、駆動信号Ｄ₀と第１及び第２参照信
号Ｒ₁，Ｒ₂と切替信号Ｓ₀とを生成し、これら各種信号
を光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６
０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ
出力する。

【００８６】ここで、信号発生回路２０は、第１基本信
号Ｂ₁に同期して第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂を生成
する際に、ディジタル演算によって４種類の位相切替時
にデューティ比を５０％で一定に保持させている。この
とき、第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂は、第１基本信号
Ｂ₁の周波数ｆ₀の１／４倍だけ低い周波数を有する低周
波成分を含むが、位相切替周期Ｔ₀に匹敵する周波数を
有する低周波成分を含まない。第１及び第２参照信号Ｒ
₁，Ｒ₂に含まれた低周波成分は、位相切替周期Ｔ₀より
も十分に大きい周波数３ｆ₀／４を有するので、後段で
容易に除去することができる。

【００８７】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、信号発生回路２０の構成を簡略化することによ
り、低コスト化が可能となっている。

【００８８】第３実施形態 図７に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第
１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発
振器２１、アドレス発生器９２及びＲＯＭ（Read Only
Memory）９３に置換しているが、その他に関しては上記
第１実施形態と同様にして構成されている。

【００８９】信号発生回路２０において、ＲＯＭ９３
は、駆動信号Ｄ₀と第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂と切
替信号Ｓ₀との各信号データをそれぞれ格納している。
ここで、各種信号のデータは、４種類の位相切替時にデ
ューティ比を５０％で一定に保持した状態で、ＲＯＭ９
３にそれぞれ格納されている。

【００９０】アドレス発生回路９２は、発振器２１から
入力した第１基本信号Ｂ₁に同期してＲＯＭ９３にアド
レス指定信号を出力することにより、駆動信号Ｄ₀と第
１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂と切替信号Ｓ₀とをＲＯＭ
９３から光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５
０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそ
れぞれ出力する。

【００９１】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、信号発生回路２０の構成を簡略化することによ
り、低コスト化が可能となっている。

【００９２】第４実施形態 図８に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第
１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発
振器２１、アドレス発生器９２、記憶装置９４及びＲＡ
Ｍ（Random Access Memory）９５に置換しているが、そ
の他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成され
ている。

【００９３】信号発生回路２０において、記憶装置９４
は、駆動信号Ｄ₀と第１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂と切
替信号Ｓ₀との各信号データを初期値としてそれぞれ格
納している。ここで、各種信号のデータは、４種類の位
相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持した状態
で、記憶装置９４にそれぞれ格納されている。ＲＡＭ９
５は、起動時に各種信号のデータを記憶装置９４から読
み出して格納している。

【００９４】アドレス発生回路９２は、発振器２１から
入力した第１基本信号Ｂ₁に同期してＲＡＭ９５にアド
レス指定信号を出力することにより、駆動信号Ｄ₀と第
１及び第２参照信号Ｒ₁，Ｒ₂と切替信号Ｓ₀とをＲＡＭ
９５から光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５
０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそ
れぞれ出力する。

【００９５】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、信号発生回路２０の構成を簡略化することによ
り、低コスト化が可能となっている。

【００９６】第５実施形態 図９に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第
１実施形態とは異なって一系統の第１ホモダイン処理回
路５０を失うとともに、信号発生回路２０の内部を簡略
しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様
にして構成されている。

【００９７】信号発生回路２０は、第１位相πシフタ２
２₁、第１位相π／２シフタ２３₁、第１位相３π／２シ
フタ２４₁、第１切替信号発生器２６₁、第１切替器２７
₁及び第１狭帯域フィルタ２８₁を失い、第１参照信号Ｒ
₁を出力することなく、第２参照信号Ｒ₂を第２ホモダイ
ン処理回路６０に出力している。

【００９８】第２ホモダイン処理回路６０のみが、前置
増幅器４１から入力した検出信号Ｍ₀と信号発生回路２
０から入力した第２参照信号Ｒ₂とを重ね合わせること
により、この干渉信号として第２ホモダイン信号Ｈ₂を
生成し、この第２ホモダイン信号Ｈ₂の極性を保持また
は反転させた第２保持ホモダイン信号Ｈ₁₂と第２反転ホ
モダイン信号Ｈ₂₂とを位相検出回路７０及び利得調整回
路８０にそれぞれ出力する。

【００９９】利得調整回路８０は、信号発生回路２０か
ら入力した切替信号Ｓ₀に対応して、第２ホモダイン処
理回路６０から入力した第２保持ホモダイン信号Ｈ₁₂及
び第２反転ホモダイン信号Ｈ₂₂の各波高の中で、負の極
性を有し、かつ、第１及び第２基本信号Ｂ₁，Ｂ₂の位相
を有する第２参照信号Ｒ₂の成分を検出信号Ｍ₀に重ね合
わせて生成されたものを、時分割に選択して強度信号Ｇ
₀を生成し、強度信号Ｇ₀の波高と基準電圧Ｖ₀とを比較
し、光検出器４０及び第２可変利得増幅器６２の各利得
を制御する。

【０１００】一方、位相検出回路７０は、信号発生回路
２０から入力した切替信号Ｓ₀に対応して、第２ホモダ
イン処理回路６０から入力した第２保持ホモダイン信号
Ｈ₁₂及び第２反転ホモダイン信号Ｈ₂₂の各波高の中で、
正の極性を有し、かつ、第３及び第４基本信号Ｂ₃，Ｂ₄
の位相から各基準位相だけ遅れた位相を有する第２参照
信号Ｒ₂の成分を検出信号Ｍ₀に重ね合わせて生成された
ものを、時分割に選択して位相信号Ｅ₀を生成し、位相
信号Ｅ₀の波高を平滑化して第２ホモダイン信号Ｈ₂の位
相情報（α＋β）を含む測距信号Ｌ₀を出力する。

【０１０１】ここで、一系統の第２ホモダイン処理回路
６０は、第２参照信号Ｒ₂の時分割な位相変調に基づい
て、干渉信号の強度の時間平均の位相情報及び強度情報
がタイムラグを生じる第２ホモダイン信号Ｈ₂を生成す
る。そのため、位相検出回路７０は、干渉信号の位相情
報を断続的に抽出して位相信号Ｅ₀を生成することがで
きる。また、利得調整回路８０は、干渉信号の強度情報
を断続的に抽出して強度信号Ｇ₀を生成することができ
る。

【０１０２】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、一系統の第２ホモダイン処理回路６０のみを設置
することにより、ハードウエアの構成の簡略化によって
低コスト化が可能となっている。

【０１０３】第６実施形態 図１０に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記
第５実施形態における第２ホモダイン処理回路６０の第
２極性保持増幅器６３及び第２極性反転増幅器と位相検
出回路７０及び利得調整回路８０とをＡ／Ｄ変換器１０
０及び第１コンピュータ１１０に置換しているが、その
他に関しては上記第５実施形態と同様にして構成されて
いる。

【０１０４】第２ホモダイン処理回路６０は、前置増幅
器４１から入力した検出信号Ｍ₀と信号発生回路２０か
ら入力した第２参照信号Ｒ₂とを重ね合わせることによ
り、この干渉信号として第２ホモダイン信号Ｈ₂を生成
してＡ／Ｄ（Analogue/Digital）変換器１００に出力す
る。Ａ／Ｄ変換器１００は、第２ホモダイン処理回路６
０から入力した第２ホモダイン信号Ｈ₂をＡ／Ｄ変換し
て第１コンピュータ１１０に出力する。

【０１０５】図１１に示すように、第１コンピュータ１
１０は、切替信号Ｓ₀及び第２ホモダイン信号Ｈ₂を取り
込む入力装置１１１と、切替信号Ｓ₀に基づいて第２保
持ホモダイン信号Ｈ₂₁の波高を選択して測距信号Ｌ₀及
び強度信号Ｇ₀を生成するＣＰＵ１１２と、測距信号Ｌ₀
及び強度信号Ｇ₀を取り出す出力装置１１３と、ＣＰＵ
１１２の演算制御で使用される命令やデータなどを記憶
する記憶装置１１４とで構成されている。

【０１０６】ここで、記憶装置１１４のメモリ領域は、
演算処理中のデータやアドレスなどを格納する一時記憶
エリアと、第２ホモダイン信号Ｈ₂の位相情報から算出
した測距データを格納する測距値記憶エリア１１６と、
第２ホモダイン信号Ｈ₂の強度情報から算出した利得デ
ータを格納する利得値記憶エリア１１７とを含んで構成
されている。

【０１０７】第１コンピュータ１１０は、信号発生回路
２０から入力装置１１１に入力した切替信号Ｓ₀に対応
して、Ａ／Ｄ変換器１００から入力装置１１１に入力し
た第２ホモダイン信号Ｈ₂の波高データを一時記憶エリ
ア１１５に順次格納する。続いて、第１コンピュータ１
１０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダ
イン信号Ｈ₂の波高データの中で、第３及び第４基本信
号Ｂ₃，Ｂ₄の位相を有する第２参照信号Ｒ₂の成分を検
出信号Ｍ₀に重ね合わせて生成されたものに基づいて、
光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０
及び光検出器４０間の距離との和を算出して測距値デー
タとして測距値記憶エリア１１６に格納する。

【０１０８】一方、第１コンピュータ１１０は、一時記
憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ₂の
波高データの中で、第１及び第２基本信号Ｂ₁，Ｂ₂の位
相を有する第２参照信号Ｒ₂の成分を検出信号Ｍ₀に重ね
合わせて生成されたものを基準値に比較し、利得データ
を生成して利得値記憶エリア１１７に格納する。続い
て、第１コンピュータ１１０は、利得値記憶エリア１１
７に格納された利得データを出力装置１１３から光検出
器４０及び第２ホモダイン処理回路６０に出力し、光検
出器４０及び可変利得増幅器６２の各利得を制御する。

【０１０９】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、第１コンピュータ１１０が位相検出機能及び利得
調整機能を内蔵することから複雑な内部処理を行うが、
ハードウエアの構成を簡略化することによって低コスト
化が可能となっている。

【０１１０】第７実施形態 図１２に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記
第６実施形態における信号処理回路２０及び第１コンピ
ュータ１１０を第２コンピュータ１２０に置換している
が、その他に関しては上記第６実施形態と同様にして構
成されている。図１３に示すように、第２コンピュータ
１２０は、第１基本信号Ｂ₁を発生する発振器２１を、
第１コンピュータ１１０に内蔵して構成されている。

【０１１１】第２コンピュータ１２０は、発振器２１で
発生した第１基本信号Ｂ₁に基づいて、駆動信号Ｄ₀、第
２参照信号Ｒ₂及び切替信号Ｓ₀を生成し、駆動信号Ｄ₀
及び第２参照信号Ｒ₂を出力装置１１３から光源３０及
び第２ホモダイン処理回路６０にそれぞれ出力する。そ
して、第２コンピュータ１２０は、切替信号Ｓ₀に対応
して、Ａ／Ｄ変換器１００から入力装置１１１に入力し
た第２ホモダイン信号Ｈ₂の波高データを一時記憶エリ
ア１１５に順次格納する。

【０１１２】ここで、第２コンピュータ１２０は、一時
記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ₂
の波高データの中で、第３及び第４基本信号Ｂ₃，Ｂ₄の
位相を有する第２参照信号Ｒ₂の成分を検出信号Ｍ₀に重
ね合わせて生成されたものに基づいて、光源３０及び被
測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４
０間の距離との和を算出して測距値データとして測距値
記憶エリア１１６に格納する。

【０１１３】一方、第２コンピュータ１２０は、一時記
憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ₂の
波高データの中で、第１及び第２基本信号Ｂ₁，Ｂ₂の位
相を有する第２参照信号Ｒ₂の成分を検出信号Ｍ₀に重ね
合わせて生成されたものを基準値に比較し、利得データ
を生成して利得値記憶エリア１１７に格納する。続い
て、第１コンピュータ１１０は、利得値記憶エリア１１
７に格納された利得データを出力装置１１３から光検出
器４０及び第２ホモダイン処理回路６０に出力し、光検
出器４０及び可変利得増幅器６２の各利得を制御する。

【０１１４】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、第２コンピュータ１２０が信号発生機能、位相検
出機能及び利得調整機能を内蔵することから複雑な内部
処理を行うが、ハードウエアの構成を簡略化することに
よって低コスト化が可能となっている。

【０１１５】ここで、本発明は上記諸実施形態に限られ
るものではなく、種々の変形を行うことが可能である。

【０１１６】例えば、上記諸実施形態においては、干渉
信号を生成するために検出信号に重ね合わせる二つの参
照信号は、４種類の位相変調を時分割に施されている。
しかしながら、干渉信号の強度の時間平均を表す理論式
は、検出信号の振幅と、参照信号の振幅と、検出信号と
参照信号との間の位相差とからなる３変数を含むことか
ら、少なくとも３種類の位相変調を時分割に施された二
つの参照信号を用いることより、上記諸実施形態と同様
な作用効果を得ることができる。

【０１１７】上記第１実施形態においては、発振器と光
源との間に狭帯域フィルタが設置されている。しかしな
がら、光源側または光検出器側のいずれに狭帯域フィル
タを設置することにより、二つの参照信号に与えたフィ
ルタ効果と同一の影響を検出信号に与えればよい。な
お、このような狭帯域フィルタを設置しない場合、より
いっそう低コスト化を達成することができる。

【０１１８】上記第６実施形態においては、信号発生回
路が参照信号の位相切替時を示す切替信号を発生してコ
ンピュータに出力している。しかしながら、コンピュー
タがこの切替信号を発生して信号発生回路に出力しても
よい。

【０１１９】上記第６及び第７実施形態においては、コ
ンピュータによって光検出器とホモダイン処理回路の可
変利得増幅器との各利得を制御している。しかしなが
ら、コンピュータ内部のデジタル演算で測距値を算出す
ることから、光検出器及び可変利得増幅器の利得制御は
必須ではない。このような利得制御を行わない場合、非
測定物体に対する測距範囲に対応したダイナミックレン
ジを確保できないことが生じるが、処理時間の短縮によ
って高速応答を達成することができる。

【０１２０】

【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明の
光波距離計においては、信号発生回路は、少なくとも３
種類の位相変調を周期的に施した参照信号をホモダイン
処理回路に出力するとともに、この参照信号と同一の周
波数を有する駆動信号を光源に出力する。これにより、
光源が駆動信号に対応した測定光を発生して被測定物体
に照射すると、光検出器が被測定物体で散乱反射されて
受光した測定光に対応した検出信号をホモダイン処理回
路に出力する。

【０１２１】このとき、ホモダイン処理回路は、検出信
号と参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を
生成して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号
は、検出信号と同一の周波数を有するとともに、検出信
号の位相に対して時分割に変動した少なくとも３種類の
位相を有する。そのため、干渉信号は、検出信号と参照
信号との間の位相差に対応して少なくとも３つの波高を
有し、参照信号の位相切替に同期して周期的に変動して
いる。

【０１２２】そして、位相検出回路は、ホモダイン技術
の原理に基づいて、ホモダイン処理回路から入力した干
渉信号の波高を参照信号の位相切替に対応して相互に比
較することにより、測定光の発光時と受光時との間の位
相差を高精度に検出する。したがって、本発明の光波距
離計は、被測定物体に対する測距精度を向上させること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態に係る光波距離計の回路
構成を示すブロック図である。

【図２】図１の光波距離計に設置された信号発生回路の
構成を示すブロック図である。

【図３】図２の信号発生回路から出力された各種信号の
波形を示すタイミングチャートである。

【図４】図２の信号発生回路で生成された参照信号のデ
ューティ比調整を示すタイミングチャートである。

【図５】図１の光波距離計に設置されたホモダイン処理
回路から出力された強度信号の波形を示すタイミングチ
ャートである。

【図６】本発明の第２実施形態に係る光波距離計に設置
された信号発生回路の構成を示すブロック図である。

【図７】本発明の第３実施形態に係る光波距離計に設置
された信号発生回路の構成を示すブロック図である。

【図８】本発明の第４実施形態に係る光波距離計に設置
された信号発生回路の構成を示すブロック図である。

【図９】本発明の第５実施形態に係る光波距離計の回路
構成を示すブロック図である。

【図１０】本発明の第６実施形態に係る光波距離計の回
路構成を示すブロック図である。

【図１１】図１０の光波距離計に設置されたコンピュー
タの内部構成を示すブロック図である。

【図１２】本発明の第７実施形態に係る光波距離計の回
路構成を示すブロック図である。

【図１３】図１２の光波距離計に設置されたコンピュー
タの内部構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０…測定対象物、２０…信号発生回路、３０…光源、
４０…光検出器、５０，６０…ホモダイン処理回路、７
０…位相検出回路、８０…利得調整回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 仲瀬 重樹 静岡県浜松市市野町1126番地の１ 浜松ホ トニクス株式会社内

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 基本信号に少なくとも３種類の位相変調
   を時分割に施した参照信号を発生するとともに、この参
   照信号の周波数と同一の周波数を有する駆動信号を発生
   する信号発生回路と、 この信号発生回路から入力した前記駆動信号に基づいて
   発生させた信号光を被測定物体に投射する光源と、 前記被測定物体で散乱反射されて入射した前記信号光に
   基づいて検出信号を生成する光検出器と、 この光検出器から入力した前記検出信号と前記信号発生
   回路から入力した前記参照信号とを重ね合わせた干渉信
   号を生成するホモダイン処理回路と、 このホモダイン処理回路から入力した前記干渉信号の波
   高を前記参照信号の少なくとも３種類の位相切替に対応
   して相互に比較し、前記信号光の発光時と受光時との間
   の位相差を検出する位相検出回路とを備えることを特徴
   とする光波距離計。
2. 【請求項２】 前記信号発生回路は、前記基本信号とし
   て第１基本信号を発生する発振器と、この発振器から入
   力した前記第１基本信号の位相をπ、π／２及び３π／
   ２だけシフトした第２ないし第４基本信号をそれぞれ生
   成する第１ないし第３位相シフタと、前記第１基本信号
   の周期よりも大きい周期を有する切替信号を発生する切
   替信号発生器と、この切替信号発生器から入力した前記
   切替信号に基づいて、前記発振器及び前記第１ないし第
   ３位相シフタから入力した前記第１ないし第４基本信号
   の一つを順次選択して前記参照信号を生成する切替器と
   を含むことを特徴とする請求項１記載の光波距離計。
3. 【請求項３】 前記信号発生回路は、前記発振器から入
   力した前記第１基本信号の位相を所定値だけシフトした
   前記駆動信号を生成することにより、前記被測定物体に
   対する測距範囲に対応して前記干渉信号の波高を基準値
   以上に設定させる第４位相シフタをさらに含むことを特
   徴とする請求項２記載の光波距離計。
4. 【請求項４】 前記位相検出回路は、前記信号発生回路
   から入力した前記切替信号に基づいて、前記ホモダイン
   処理回路から入力した前記干渉信号を選択することによ
   り、前記干渉信号の位相情報を含む位相信号を生成する
   切替器と、この切替器から入力した前記位相信号を直流
   変換する積分器とを含むことを特徴とする請求項２記載
   の光波距離計。
5. 【請求項５】 前記信号発生回路は、前記参照信号の少
   なくとも３種類の位相切替時にデューティ比を５０％で
   一定に保持する回路構成を含むことを特徴とする請求項
   １ないし請求項４のいずれか一つに記載の光波距離計。
6. 【請求項６】 前記信号発生回路は、前記参照信号の少
   なくとも３種類の位相切替に同期した低周波成分を除去
   する狭帯域フィルタを含むことを特徴とする請求項５記
   載の光波距離計。
7. 【請求項７】 前記信号発生回路は、前記参照信号を第
   １参照信号として発生するとともに、前記第１参照信号
   の位相をπ／２だけシフトした第２参照信号をさらに発
   生する回路構成を含むとともに、前記ホモダイン処理回
   路は、前記光検出器から入力した前記検出信号に対し
   て、前記信号発生回路から入力した前記第１及び第２参
   照信号をそれぞれ乗じる処理を並列して実行する２系統
   の回路構成を含むことを特徴とする請求項１ないし請求
   項６のいずれか一つに記載の光波距離計。
8. 【請求項８】 前記ホモダイン処理回路から入力した前
   記干渉信号に基づいて、前記光検出器及び前記ホモダイ
   ン処理回路の各利得を調整することにより、前記干渉信
   号の波高の最小値及び最大値を一定に設定させる利得調
   整回路をさらに備えることを特徴とする請求項１ないし
   請求項７のいずれか一つに記載の光波距離計。