JPH0928077A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は外付け素子数を削減して小型化を図り
得るとともに、広範囲の出力電流を高効率で出力可能と
するスイッチングレギュレータを提供することを目的と
する。 【解決手段】スイッチングレギュレータの発振器２７は
発振周波数ｆosc を出力する。スイッチング制御回路３
２は、発振周波数ｆosc に基づいて、出力トランジスタ
４をスイッチング駆動するパルス信号を出力する。平滑
回路３３は、出力トランジスタ４から出力される出力信
号を平滑して出力する。出力制御回路３４は、平滑回路
３３の出力電圧Ｖout 及び出力電流Ｉout に基づいて、
パルス信号のデューティを制御する制御信号をスイッチ
ング制御回路３２に出力する。発振器２７には、平滑回
路３３の出力電流の変化に追随するように、発振周波数
ｆosc を変化させる周波数調整回路３５が備えられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、出力トランジス
タを駆動するパルス信号のパルス幅を制御することによ
り、出力電圧及び出力電流を制御するスイッチングレギ
ュレータに関するものである。

【０００２】携帯用電子機器は、電源回路として内蔵さ
れるスイッチングレギュレータにより、バッテリーの電
源電圧に基づいて、内部回路で使用される種々の電源電
圧が生成される。このような携帯用電子機器の小型化及
び軽量化の要請にともない、バッテリーの小型化及び低
電圧化が必要となっている。そして、これにともなっ
て、スイッチングレギュレータを小型化し、かつ高効率
で動作させることが必要となっている。

【０００３】

【従来の技術】従来のスイッチングレギュレータの一例
を図１０に示す。スイッチングレギュレータ１は、バッ
テリー２から電源Ｖccが供給されるコントロールＩＣ３
と、多数の外付け素子とから構成される。

【０００４】前記コントロールＩＣ３の出力信号は、Ｐ
チャネルＭＯＳトランジスタで構成される出力トランジ
スタ４のゲートに入力され、同トランジスタ４のソース
には前記バッテリー２から電源Ｖccが供給される。

【０００５】前記出力トランジスタ４のドレインは、出
力コイル５及び出力電流検出用抵抗Ｒs を介して出力端
子Ｔo に接続される。また、前記出力トランジスタ４の
ドレインは、ダイオード６のカソードに接続され、同ダ
イオード６のアノードはグランドＧＮＤに接続される。

【０００６】前記出力コイル５と抵抗Ｒs 間は、容量７
を介してグランドＧＮＤに接続され、前記出力端子Ｔo
は出力電圧検出用抵抗ＲA1，ＲA2を介してグランドＧＮ
Ｄに接続される。また、前記出力端子Ｔo には負荷８が
接続される。

【０００７】前記コントロールＩＣ３内の電流検出アン
プ９には、前記抵抗Ｒs の両端子電圧が入力され、その
電流検出アンプ９の出力信号は電流制御用アンプ１０の
反転入力端子に入力される。また、前記電流制御用アン
プ１０の非反転入力端子には基準電圧が入力される。

【０００８】前記電流制御用アンプ１０の入出力端子間
には、コントロールＩＣ３の外部端子を介して外付け素
子の位相補償容量ＣP2が接続され、同電流制御用アンプ
１０の出力信号は、ＰＷＭ比較器１１に出力される。

【０００９】前記コントロールＩＣ３内の電圧制御用ア
ンプ１２の反転入力端子には、前記出力電圧検出用抵抗
ＲA1，ＲA2間の電圧が入力される。また、電圧制御用ア
ンプ１２の非反転入力端子には基準電圧が入力される。

【００１０】前記電圧制御用アンプ１２の入出力端子間
には、コントロールＩＣ３の外部端子を介して外付け素
子の位相補償容量ＣP1が接続され、同電圧制御用アンプ
１２の出力信号は、ＰＷＭ比較器１１に出力される。

【００１１】前記コントロールＩＣ３内の発振器１３に
は、同コントロールＩＣ３の外部端子を介して外付け素
子の発振周波数設定用抵抗ＲT ，発振周波数設定用容量
ＣTが接続される。そして、前記発振器１３の出力信号
は前記ＰＷＭ比較器１１に出力される。

【００１２】前記ＰＷＭ比較器１１の出力信号は出力回
路１４を介して前記出力トランジスタ４のゲートに出力
される。このように構成されたスイッチングレギュレー
タ１は、出力回路１４の出力信号に基づいて出力トラン
ジスタ４がスイッチング動作すると、同出力トランジス
タ４から出力される脈流が出力コイル５、容量７、抵抗
Ｒs 及びダイオード６で平滑され、出力端子Ｔo から出
力電流Ｉout として出力される。

【００１３】このとき、出力電流Ｉout により抵抗Ｒs
の両端子間に発生する電位差が電流検出アンプ９に入力
され、電流検出アンプ９は出力電流Ｉout の電流値に基
づく電圧信号を電流制御用アンプ１０に出力する。

【００１４】前記電流制御用アンプ１０は、電流検出ア
ンプ９の出力電圧と、基準電圧との比較に基づいて、出
力信号をＰＷＭ比較器１１に出力する。前記出力端子Ｔ
o から出力される出力電圧Ｖout を抵抗ＲA1, ＲA2で抵
抗分割した電圧が前記電圧制御用アンプ１２に入力さ
れ、電圧制御用アンプ１２は入力電圧と基準電圧との比
較に基づく出力信号をＰＷＭ比較器１１に出力する。

【００１５】前記ＰＷＭ比較器１１には発振器１３から
一定の周波数の出力信号が入力される。そして、ＰＷＭ
比較器１１は発振器１３の出力信号と、電流制御用アン
プ１０及び電圧制御用アンプ１２の出力信号に基づい
て、出力回路１４に出力するパルス信号のデューティを
制御し、出力回路１４は、ＰＷＭ比較器１１から出力さ
れたパルス信号に基づいて、出力トランジスタ４を駆動
する。

【００１６】このような動作により、出力電流Ｉout が
一定値を超えない範囲で、定電圧の出力電圧Ｖout が出
力される。このとき、電流制御用アンプ１０及び電圧制
御用アンプ１２の入出力端子間には、それぞれ位相補償
容量Ｃp2, Ｃp1が接続されされているので、このスイッ
チングレギュレータ１の出力電圧Ｖout の発振が防止さ
れる。

【００１７】すなわち、通常のアンプの動作において、
利得が「１」以上であって、入出力間の位相が１８０度
ずれると、発振が生じるため、位相補償容量Ｃp2, Ｃp1
によりアンプ１０，１２の周波数特性が下げられて、高
周波領域での利得を低下させることにより、発振が防止
される。

【００１８】前記発振器１３の具体的構成を図１１に示
す。ＰＮＰトランジスタＴr1，Ｔr2はカレントミラー回
路を構成し、同トランジスタＴr1に流れるコレクタ電流
Ｉ1は、バッファアンプ１５で駆動されるＮＰＮトラン
ジスタＴr3の動作に基づいて、前記抵抗ＲT で設定され
る定電流となるように動作する。

【００１９】前記トランジスタＴr2に流れるコレクタ電
流Ｉ2 は、前記トランジスタＴr1のコレクタ電流Ｉ1 と
同一となり、同トランジスタＴr2のコレクタ電位である
ノードＮ１は、前記ＰＷＭ比較器１１に出力される。

【００２０】また、ノードＮ１は電流源１６及びスイッ
チ回路１７を介してグランドＧＮＤに接続され、外付け
の前記容量ＣT に接続される。前記電流源１６は、前記
トランジスタＴr2のコレクタ電流Ｉ2 の２倍の電流２Ｉ
2 を流す電流駆動能力を備える。

【００２１】従って、スイッチ回路１７がオフされてい
れば、コレクタ電流Ｉ2 により容量ＣT が充電されて、
ノードＮ１の電位が上昇し、スイッチ回路１７がオンさ
れると、電流源１６の動作により、容量ＣT が放電され
て、ノードＮ１の電位が低下する。そして、電流源１６
の電流駆動能力がコレクタ電流Ｉ2 の２倍であることか
ら、ノードＮ１の電位の上昇の傾きと、電位の低下の傾
きとは等しくなる。

【００２２】ノードＮ１は、第一のコンパレータ１８ａ
の非反転入力端子と、第二のコンパレータ１８ｂの反転
入力端子に入力される。前記第一のコンパレータ１８ａ
の反転入力端子には、基準電源ＶREF を抵抗Ｒ１と抵抗
Ｒ２，Ｒ３で抵抗分割した第一の設定電位Ｖa が入力さ
れ、前記第二のコンパレータ１８ｂの非反転入力端子に
は、基準電源ＶREF を抵抗Ｒ１，Ｒ２と抵抗Ｒ３で抵抗
分割した第二の設定電位Ｖb が入力される。

【００２３】前記第一のコンパレータ１８ａの出力信号
は、フリップフロップ回路１９のセット信号入力端子Ｓ
に入力され、前記第二のコンパレータ１８ｂの出力信号
は、フリップフロップ回路１９のリセット信号入力端子
Ｒに入力される。

【００２４】そして、前記フリップフロップ回路１９の
出力信号Ｑが前記スイッチ回路１７に出力され、スイッ
チ回路１７はその出力信号に基づいて駆動される。この
ような構成により、スイッチ回路１７がオフされて、ノ
ードＮ１の電位が上昇し、ノードＮ１の電位が第一の設
定電位Ｖa に達すると、第一のコンパレータ１８ａの出
力信号がＨレベルとなり、その出力信号に基づくフリッ
プフロップ回路１９の出力信号により、スイッチ回路１
７がオンされる。

【００２５】すると、ノードＮ１の電位が低下し、次い
でノードＮ１の電位が第二の設定電位Ｖb に達すると、
第二のコンパレータ１８ｂの出力信号がＨレベルとな
り、その出力信号に基づくフリップフロップ回路１９の
出力信号により、スイッチ回路１７がオフされる。そし
て、ノードＮ１の電位が再び上昇し、上記動作が繰り返
される。

【００２６】従って、図１２に示すようにノードＮ１に
は、第一の設定電位Ｖa と第二の設定電位Ｖb との間で
振幅する三角波が生成され、その三角波の周波数は抵抗
ＲTと、容量ＣT で設定される。そして、その三角波が
前記ＰＷＭ比較器１１に出力される。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】上記のようなスイッチ
ングレギュレータ１では、電流制御用アンプ１０及び電
圧制御用アンプ１２にそれぞれ外付け素子の位相補償容
量Ｃp2, Ｃp1が接続される。

【００２８】従って、外付け素子の数が増大して、スイ
ッチングレギュレータ１の小型化の妨げとなり、ひいて
はこのスイッチングレギュレータ１を搭載する電子機器
の小型化の妨げとなる。

【００２９】特に、このようなスイッチングレギュレー
タ１が多数チャンネル搭載されるコントロールＩＣで
は、各スイッチングレギュレータにそれぞれ２個の位相
補償容量が必要となり、外付け素子数がさらに増大する
という問題点がある。

【００３０】また、上記のようなスイッチングレギュレ
ータ１が搭載される電子機器では、通常動作時とスタン
バイ動作時との消費電流に大きな差があるため、スイッ
チングレギュレータ１の出力電流の幅が大きくなる。そ
して、バッテリーの小型化を図るために、出力電流の増
減に関わらず、高い効率を確保することが望ましい。

【００３１】上記のようなスイッチングレギュレータ１
の効率特性を図１３に示す。ここで、効率とはバッテリ
ーからスイッチングレギュレータに供給される電力と、
このスイッチングレギュレータから出力される電力の割
合である。

【００３２】同図において、周波数ｆは前記出力トラン
ジスタ４のゲートに入力するパルス信号の周波数、すな
わち発振器１３の出力信号周波数である。例えばｆ＝２
０ＫＨZ 〜３５０ＫＨZ の範囲では、その周波数ｆが高
いほど、大きな出力電流を高効率で出力可能であり、周
波数ｆが低いほど、小さな出力電流を高効率で出力可能
である。

【００３３】そして、通常動作時にこのスイッチングレ
ギュレータ１から負荷８に出力される出力電流Ｉout が
１．５Ａであり、スタンバイ動作時の出力電流Ｉout が
２ｍＡであるとき、１．５Ａを出力するためにはｆ＝３
５０ＫＨｚで最も効率がよく、２ｍＡを出力するために
はｆ＝２０ＫＨｚで最も効率がよい。

【００３４】従って、通常動作時には発振器１３の出力
周波数を３５０ＫＨｚとし、スタンバイ動作時には発振
器１３の出力周波数を２０ＫＨｚとすると、出力電流Ｉ
outを効率よく出力可能である。

【００３５】ところが、発振器１３の出力周波数を変化
させるためには、抵抗ＲT 及び容量ＣT の値を変化させ
る必要があるが、前記抵抗ＲT 及び容量ＣT は外付けの
固定素子であるため、出力電流Ｉout に応じて発振器１
３の出力周波数を変化させることはできない。

【００３６】従って、広範囲の出力電流を高効率で出力
することはできず、通常動作時の効率を確保すれば、ス
タンバイ動作時の効率が低下し、スタンバイ動作時の効
率を確保すれば、通常動作時の効率が低下するという問
題点がある。

【００３７】この発明の目的は、外付け素子数を削減し
て小型化を図り得るとともに、広範囲の出力電流を高効
率で出力可能とするスイッチングレギュレータを提供す
ることにある。

【００３８】

【課題を解決するための手段】図１は請求項１の原理説
明図である。すなわち、スイッチングレギュレータの発
振器２７は発振周波数ｆosc を出力する。スイッチング
制御回路３２は、前記発振周波数ｆosc に基づいて、出
力トランジスタ４をスイッチング駆動するパルス信号を
出力する。平滑回路３３は、前記出力トランジスタ４の
スイッチング動作により該出力トランジスタ４から出力
される出力信号を平滑して出力する。出力制御回路３４
は、前記平滑回路３３の出力電圧Ｖout 及び出力電流Ｉ
out に基づいて、前記パルス信号のデューティを制御す
る制御信号を前記スイッチング制御回路３２に出力す
る。前記発振器２７には、前記平滑回路３３の出力電流
の変化に追随するように、発振周波数ｆosc を変化させ
る周波数調整回路３５が備えられる。

【００３９】請求項２では、前記発振器には、その充放
電電位を前記発振周波数信号として出力する容量と、前
記容量に充電電流を供給するカレントミラー回路と、前
記容量を放電させる放電回路と、前記容量の充電電位が
あらかじめ設定された上限値に達したとき、前記容量を
前記放電回路に接続し、前記容量の充電電位があらかじ
め設定された下限値に達したとき、前記容量を前記カレ
ントミラー回路に接続する切替え回路と、前記平滑回路
の出力電流に基づいて、前記カレントミラー回路の出力
電流を増減させる電流制御回路とが備えられる。

【００４０】請求項３では、前記電流制御回路には、前
記平滑回路の出力電流に基づく入力信号と、前記カレン
トミラー回路の出力電流の下限値を設定する下限設定電
圧とが一対のＮＰＮトランジスタのベースに入力される
第一の差動回路と、前記第一の差動回路を構成する前記
トランジスタのエミッタの電位と、前記カレントミラー
回路の出力電流の上限値を設定する上限設定電圧が入力
されるＮＰＮトランジスタのエミッタ電位とが一対のＰ
ＮＰトランジスタのベースに入力される第二の差動回路
と、前記第二の差動回路を構成する前記トランジスタの
エミッタの電位に基づいて、前記カレントミラー回路の
出力電流を制御するバッファアンプとが備えられる。

【００４１】請求項４では、スイッチングレギュレータ
の発振器は発振周波数を出力する。スイッチング制御回
路は、前記発振周波数に基づいて、出力トランジスタを
スイッチング駆動するパルス信号を出力する。平滑回路
は、前記出力トランジスタのスイッチング動作により該
出力トランジスタから出力される出力信号を平滑して出
力する。出力制御回路は、前記平滑回路の出力電圧及び
出力電流に基づいて、前記パルス信号のデューティを制
御する制御信号を前記スイッチング制御回路に出力す
る。前記出力制御回路は、前記平滑回路の出力電流に基
づいて動作する電流制御アンプと、前記平滑回路の出力
電圧に基づいて動作する電圧制御アンプとから構成さ
れ、前記電流制御アンプと電圧制御アンプとが直列に接
続され、後段に接続される前記電圧制御アンプの入出力
端子間に位相補償容量が接続される。

【００４２】（作用）請求項１では、出力電流の変化に
追随して、出力トランジスタをスイッチング駆動するパ
ルス信号の周波数が変化する。

【００４３】請求項２では、前記平滑回路の出力電流が
変化すると、電流制御回路によりカレントミラー回路の
出力電流が変化し、カレントミラー回路の出力電流が変
化すると、容量の充電時間が変化して、切替え回路によ
る切替え時間が変化し、発振周波数が変化する。

【００４４】請求項３では、バッファアンプの入力電圧
は、平滑回路の出力電流に基づく信号に追随して、下限
設定電圧と、上限設定電圧との間で変化し、平滑回路の
出力電流に基づく信号と、下限設定電圧及び上限設定電
圧は、それぞれ同一数でかつ同種の極性のトランジスタ
を介してバッファアンプに入力される。

【００４５】請求項４では、電圧制御アンプの入出力端
子間に接続される一つの位相補償容量で、電流制御アン
プ及び電圧制御アンプの位相補償が行われる。

【００４６】

【実施例】図２は、この発明を具体化したスイッチング
レギュレータの一実施の形態を示す。この実施の形態の
スイッチングレギュレータは、コントロールＩＣ２１と
外付け素子とから構成され、その外付け素子は位相補償
容量を除いて前記従来例と同一構成であるので、同一符
号を付してその説明を省略する。

【００４７】前記コントロールＩＣ２１内の電流検出ア
ンプ２２には、出力電流検出用抵抗Ｒs の両端子間の電
位差が入力され、その電位差に基づく出力信号が電流制
御用アンプ２３に出力される。

【００４８】前記電流検出アンプ２２の出力電圧は、図
６に示すように負荷８に出力される出力電流Ｉout の増
加にともなって、リニアに上昇する。前記電流制御用ア
ンプ２３の出力信号は、ダイオード２４を介して電圧制
御用アンプ２５の反転入力端子に入力され、その反転入
力端子には出力電圧Ｖout を前記抵抗ＲA1，ＲA2で抵抗
分割した電圧も入力される。

【００４９】前記電圧制御用アンプ２５の出力信号は、
ＰＷＭ比較器２６に入力され、同電圧制御用アンプ２５
の反転入力端子と出力端子との間には、外付け素子の位
相補償容量Ｃp が接続されている。

【００５０】前記電流検出アンプ２２の出力信号は発振
器２７に入力され、その発振器２７の出力信号はＰＷＭ
比較器２６に出力される。そして、ＰＷＭ比較器２６は
発振器２７の出力周波数と、電圧制御用アンプ２５の出
力信号とに基づいてパルス信号を出力回路２８に出力
し、そのパルス信号の周波数は発振器２７の発振周波数
であり、デューティは電圧制御用アンプ２５の出力信号
に基づいて制御される。

【００５１】前記出力回路２８の出力段は図４に示すよ
うに構成される。すなわち、電源ＶccとグランドＧＮＤ
との間にＮＰＮトランジスタＴr11 と、ＰＮＰトランジ
スタＴr12 とが直列に接続され、両トランジスタＴr11
，Ｔr12 に共通のベース電流ＩB1，ＩB2が入力され、
両トランジスタＴr11 ，Ｔr12 のエミッタが前記出力ト
ランジスタ４のゲートに接続される。

【００５２】従って、出力回路２８の前段回路により図
４に示す方向のベース電流ＩB1が供給されると、トラン
ジスタＴr12 がオンされて、出力電圧ＶG が低下するこ
とにより、出力トランジスタ４がオンされる。また、ベ
ース電流ＩB2が供給されると、トランジスタＴr11 がオ
ンされて、出力電圧ＶG が上昇することにより、出力ト
ランジスタ４がオフされる。

【００５３】前記発振器２７の具体的構成を図３に示
す。この発振器２７は、前記従来例の構成にトランジス
タＴr13 〜Ｔr17 等の構成を付加したものであり、同一
構成部分は同一符号を付して説明を省略する。

【００５４】前記電流検出アンプ２２の出力電圧は、Ｎ
ＰＮトランジスタＴr13 のベースに入力され、同トラン
ジスタＴr13 のコレクタは、電源ＶREF に接続される。
ＮＰＮトランジスタＴr14 は、前記トランジスタＴr13
とで差動回路を構成し、同トランジスタＴr14 のコレク
タは電源ＶREF に接続され、ベースには下限周波数設定
電圧ＶRT2 が供給される。そして、前記トランジスタＴ
r13 ，Ｔr14 のエミッタは、電流源２９を介してグラン
ドＧＮＤに接続される。

【００５５】差動回路を構成するＰＮＰトランジスタＴ
r15 ，Ｔr16 は、そのエミッタが電流源３１を介して電
源ＶREF に接続され、同トランジスタＴr15 のベースは
前記トランジスタＴr13 ，Ｔr14 のエミッタに接続さ
れ、コレクタはグランドＧＮＤに接続される。

【００５６】前記トランジスタＴr16 のコレクタはグラ
ンドＧＮＤに接続され、ベースは電流源３０を介してグ
ランドＧＮＤに接続されるとともに、ＮＰＮトランジス
タＴr17 のエミッタに接続される。

【００５７】前記トランジスタＴr17 のコレクタは電源
ＶREF に接続され、ベースには上限周波数設定電圧ＶRT
1 が供給される。前記上限周波数設定電圧ＶRT1 は、下
限周波数設定電圧ＶRT2 より高い電圧として設定され
る。

【００５８】また、前記トランジスタＴr15 ，Ｔr16 の
エミッタはバッファアンプ１５の非反転入力端子に接続
される。このように構成された発振器２７は、電流検出
アンプ２２の出力電圧が下限周波数設定電圧ＶRT2 より
低くなると、トランジスタＴr13 はオフされるととも
に、トランジスタＴr14 がオンされる。

【００５９】すると、各トランジスタのベース・エミッ
タ間電圧降下をＶBEとすれば、同トランジスタＴr15 の
ベース電位はＶRT2 −ＶBEとなる。また、トランジスタ
Ｔr16 のベース電位は、トランジスタＴr17 の動作によ
り、ＶRT1 −ＶBEとなるため、トランジスタＴr15 がオ
ンされるとともに、トランジスタＴr16 がオフされ、バ
ッファアンプ１５の非反転入力端子の入力電圧はＶRT2
となる。

【００６０】すると、バッファアンプ１５はトランジス
タＴr3のエミッタ電位がＶRT2 となるように同トランジ
スタＴr3から抵抗ＲT に流れる電流を制御する。そし
て、この電流に基づく発振周波数が、２０ＫＨZ となる
ようにＶRT2 が設定される。

【００６１】電流検出アンプ２２の出力電圧が下限周波
数設定電圧ＶRT2 より高く、上限周波数設定電圧ＶRT1
より低いときには、トランジスタＴr13 がオンされると
ともに、トランジスタＴr14 がオフされる。

【００６２】また、トランジスタＴr15 がオンされると
ともに、トランジスタＴr16 がオフされ、バッファアン
プ１５の非反転入力端子の入力電圧は、電流検出アンプ
２２の出力電圧に等しくなる。

【００６３】従って、電流検出アンプ２２の出力電圧が
下限周波数設定電圧ＶRT2 より高く、上限周波数設定電
圧ＶRT1 より低いときには、抵抗ＲT に流れる電流は電
流検出アンプ２２の出力電圧に基づいて変化し、電流検
出アンプ２２の出力電圧の変化にともなって発振周波数
が変化する。

【００６４】電流検出アンプ２２の出力電圧が上限周波
数設定電圧ＶRT1 より高くなると、トランジスタＴr15
のベース電位が上昇して、同トランジスタＴr15 がオフ
され、バッファアンプ１５の非反転入力端子の入力電圧
は、ＶRT1 となる。

【００６５】すると、バッファアンプ１５はトランジス
タＴr3のエミッタ電位がＶRT1 となるように同トランジ
スタＴr3から抵抗ＲT に流れる電流を制御する。そし
て、この電流に基づく発振周波数が、３５０ＫＨZ とな
るように、ＶRT1 が設定される。

【００６６】このような動作により、抵抗ＲT の端子電
圧は、図７に示すようにスイッチングレギュレータの出
力電流Ｉout の変化に基づいて、下限周波数設定電圧Ｖ
RT2から上限周波数設定電圧ＶRT1 の範囲で変化する。

【００６７】そして、抵抗ＲT の端子電圧の変化に基づ
いて、発振器２７の発振周波数は、図８に示すようにｆ
osc1〜ｆosc2の範囲で変化し、上記のように例えばｆos
c1は２０ＫＨZ に設定され、ｆosc2は３５０ＫＨZ に設
定される。

【００６８】また、電流検出アンプ２２の出力電圧と、
周波数設定電圧ＶRT1 ，ＶRT2 は、ともに一つのＮＰＮ
トランジスタと、一つのＰＮＰトランジスタのベース・
エミッタを介してバッファアンプ１５に伝達される。

【００６９】従って、同種のトランジスタを同一数介し
てバッファアンプ１５に伝達されるので、各トランジス
タの温度依存性はキャンセルされる。さて、上記のよう
に構成されたスイッチングレギュレータでは、出力電流
検出用抵抗Ｒs の両端子間電圧に基づいて、電流検出ア
ンプ２２から出力電流Ｉoutの電流値に応じた電圧が電
流制御用アンプ２３に出力される。

【００７０】電流制御用アンプ２３は、電流検出アンプ
２２の出力電圧と基準電圧との電位差に基づく信号を電
圧制御用アンプ２５に出力する。また、電圧制御用アン
プ２５には抵抗ＲA1, ＲA2間から出力電圧Ｖout に基づ
く電圧が入力される。そして、電圧制御用アンプ２５
は、入力電圧と基準電圧との電位差に基づく信号をＰＷ
Ｍ比較器２６に出力する。

【００７１】ＰＷＭ比較器２６は、発振器２７から出力
されるパルス信号の周波数を、電圧制御用アンプ２５の
出力信号に基づいてデューティを制御して、出力回路２
８に出力し、出力回路２８はその出力信号で出力トラン
ジスタ４を駆動する。

【００７２】従って、スイッチングレギュレータから負
荷８に出力される出力電圧Ｖout は、電圧制御用アンプ
２５の動作に基づいて一定電圧となり、出力電流Ｉout
は電流制御用アンプ２３の動作に基づいて一定値以内と
なる。

【００７３】このとき、前記発振器２７の動作により、
出力電流Ｉout が増大すると、同発振器２７の発振周波
数が高くなり、出力電流Ｉout が減少すると、同発振器
２７の発振周波数が低くなる。

【００７４】すなわち、スタンバイ動作時に出力電流Ｉ
out が２ｍＡとなると、発振器２７の発振周波数は２０
ＫＨZ となり、通常動作時に出力電流Ｉout が１．５Ａ
となると、発振周波数は３５０ＫＨZ となる。

【００７５】すると、図９に示すようにこの実施例の効
率Ｅは、スタンバイ動作時には２０ＫＨZ の発振周波数
の場合の効率となり、通常動作時には３５０ＫＨZ の発
振周波数の場合の効率となる。

【００７６】従って、スタンバイ動作時及び通常動作時
の効率をともに向上させることができる。低出力電流時
に発振器２７の発振周波数を低くすると、効率が向上す
る理由を図５に従って説明する。

【００７７】図５（ａ）に示すように、出力回路２８に
おいて、ベース電流ＩB1が流れると、トランジスタＴr1
2 がオンされて出力トランジスタ４のゲート電位ＶG が
低下し、出力トランジスタ４がオンされて、同トランジ
スタ４のドレイン電位ＶD が上昇する。

【００７８】このとき、トランジスタＴr12 には同トラ
ンジスタＴr12 のエミッタと出力トランジスタ４のゲー
トとの間に充電されている電荷が瞬間的にエミッタ電流
ＩE1として放電された後は電流が流れず、これにともな
ってベース電流ＩB1も瞬間的に流れる。

【００７９】次いで、ベース電流ＩB2が流れると、トラ
ンジスタＴr11 がオンされて出力トランジスタ４のゲー
ト電位ＶG が上昇し、出力トランジスタ４がオンされ
る。このとき、トランジスタＴr11 には同トランジスタ
Ｔr11 のエミッタと出力トランジスタ４のゲートとの間
を充電するための電荷が瞬間的にエミッタ電流ＩE2とし
て流れた後は電流が流れず、これにともなってベース電
流ＩB2も瞬間的に流れる。そして、出力回路２８ではこ
のスイッチング動作時に電力を消費する。

【００８０】図５（ｂ）に示すように、出力電流Ｉout
を小さくするために、ベース電流ＩB1を供給してから、
ベース電流ＩB2を供給するまでの時間を短くすると、出
力トランジスタ４のオン時間が短縮されて、出力電流Ｉ
out が減少する。

【００８１】このとき、出力電流Ｉout は減少している
が、出力回路２８のトランジスタＴr11 ，Ｔr12 及び出
力トランジスタ４のスイッチング周波数は変わらない。
従って、スイッチングレギュレータの出力電力は低下す
るが、出力回路２８の消費電力に変わりはなく、従って
入力電力も変わらないので、効率は低下する。

【００８２】一方、図５（ｃ）に示すようにスイッチン
グ周波数を１／３とし、出力トランジスタ４のオン時間
が３倍となるように、ベース電流ＩB1，ＩB2の供給間隔
を設定すれば、出力電流Ｉout を同一としながら、出力
回路２８のスイッチング回数を１／３に減少させること
ができる。

【００８３】従って、図５（ｂ）に示す周波数で動作さ
せる場合に対し、同一の出力電力を確保しながら、出力
回路２８の消費電力を低減することにより、入力電力を
低減することができるので、効率が向上する。

【００８４】また、このスイッチングレギュレータは、
電流制御用アンプ２３と、電圧制御用アンプ２５とが直
列に接続され、その電圧制御用アンプ２５の入出力端子
間に位相補償容量Ｃp が接続されている。

【００８５】従って、一つの位相補償容量Ｃp で電流制
御用アンプ２３及び電圧制御用アンプ２５の位相補償を
行って、このスイッチングレギュレータの発振を防止す
ることができるので、外付け素子数を削減して、スイッ
チングレギュレータの小型化を図ることができる。

【００８６】なお、前記実施の形態では電流制御用アン
プ２３と、電圧制御用アンプ２５とを直列に接続したス
イッチングレギュレータにおいて、電流検出アンプ２２
の出力信号を発振器２７に入力したが、前記従来例のよ
うに電流制御用アンプと、電圧制御用アンプとをＰＷＭ
比較器に対し並列に接続したスイッチングレギュレータ
において、電流検出アンプの出力信号を発振器２７に入
力するようにしてもよい。

【００８７】上記実施の形態から把握できる請求項以外
の技術思想について、以下にその効果とともに記載す
る。 （１）請求項１において、前記出力制御回路は、前記平
滑回路の出力電流に基づいて動作する電流制御アンプ
と、前記平滑回路の出力電圧に基づいて動作する電圧制
御アンプとから構成し、前記電流制御アンプと電圧制御
アンプとを直列に接続し、後段に接続される前記電圧制
御アンプの入出力端子間に位相補償容量を接続した。広
範囲の出力電流を高効率で出力可能としながら、外付け
素子数を削減して小型化を図ることができる。

【００８８】

【発明の効果】以上詳述したように、請求項１〜３の発
明では、広範囲の出力電流を高効率で出力し得るスイッ
チングレギュレータを提供することができる。

【００８９】また、請求項３の発明では、さらに電流制
御回路の温度特性をキャンセルすることができる。ま
た、請求項４の発明では、外付け素子数を削減して小型
化を図り得るスイッチングレギュレータを提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の原理説明図である。

【図２】 一実施の形態を示す回路図である。

【図３】 一実施の形態の発振器を示す回路図である。

【図４】 出力回路を示す回路図である。

【図５】 出力回路の動作を示す波形図である。

【図６】 電流検出アンプの動作特性図である。

【図７】 発振周波数設定用抵抗の端子電圧特性図であ
る。

【図８】 発振器の出力特性図である。

【図９】 一実施の形態の効率特性図である。

【図１０】従来例を示す回路図である。

【図１１】従来例の発振器を示す回路図である。

【図１２】従来例の発振器の出力信号を示す波形図であ
る。

【図１３】従来例の効率特性図である。

【符号の説明】

４ 出力トランジスタ ２７ 発振器 ３２ スイッチング制御回路 ３３ 平滑回路 ３４ 出力制御回路 ３５ 周波数調整回路 ｆosc 発振周波数 Ｉout 出力電流 Ｖout 出力電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松山 俊幸 愛知県春日井市高蔵寺町二丁目1844番２ 富士通ヴィエルエスアイ株式会社内 (72)発明者 佐野 芳昭 愛知県春日井市高蔵寺町二丁目1844番２ 富士通ヴィエルエスアイ株式会社内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 発振周波数を出力する発振器と、 前記発振周波数に基づいて、出力トランジスタをスイッ
   チング駆動するパルス信号を出力するスイッチング制御
   回路と、 前記出力トランジスタのスイッチング動作により該出力
   トランジスタから出力される出力信号を平滑して出力す
   る平滑回路と、 前記平滑回路の出力電圧及び出力電流に基づいて、前記
   パルス信号のデューティを制御する制御信号を前記スイ
   ッチング制御回路に出力する出力制御回路とを備えたス
   イッチングレギュレータであって、 前記発振器には、前記平滑回路の出力電流の変化に追随
   するように、発振周波数を変化させる周波数調整回路を
   備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 【請求項２】 前記発振器は、 その充放電電位を前記発振周波数信号として出力する容
   量と、 前記容量に充電電流を供給するカレントミラー回路と、 前記容量を放電させる放電回路と、 前記容量の充電電位があらかじめ設定された上限値に達
   したとき、前記容量を前記放電回路に接続し、前記容量
   の充電電位があらかじめ設定された下限値に達したと
   き、前記容量を前記カレントミラー回路に接続する切替
   え回路と、 前記平滑回路の出力電流に基づいて、前記カレントミラ
   ー回路の出力電流を増減させる電流制御回路とを備えた
   ことを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレ
   ータ。
3. 【請求項３】 前記電流制御回路は、前記平滑回路の出
   力電流に基づく入力信号と、前記カレントミラー回路の
   出力電流の下限値を設定する下限設定電圧とが一対のＮ
   ＰＮトランジスタのベースに入力される第一の差動回路
   と、 前記第一の差動回路を構成する前記トランジスタのエミ
   ッタの電位と、前記カレントミラー回路の出力電流の上
   限値を設定する上限設定電圧が入力されるＮＰＮトラン
   ジスタのエミッタ電位とが一対のＰＮＰトランジスタの
   ベースに入力される第二の差動回路と、 前記第二の差動回路を構成する前記トランジスタのエミ
   ッタの電位に基づいて、前記カレントミラー回路の出力
   電流を制御するバッファアンプとを備えたことを特徴と
   する請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
4. 【請求項４】 発振周波数を出力する発振器と、 前記発振周波数に基づいて、出力トランジスタをスイッ
   チング駆動するパルス信号を出力するスイッチング制御
   回路と、 前記出力トランジスタのスイッチング動作により該出力
   トランジスタから出力される出力信号を平滑して出力す
   る平滑回路と、 前記平滑回路の出力電圧及び出力電流に基づいて、前記
   パルス信号のデューティを制御する制御信号を前記スイ
   ッチング制御回路に出力する出力制御回路とを備えたス
   イッチングレギュレータであって、 前記出力制御回路は、前記平滑回路の出力電流に基づい
   て動作する電流制御アンプと、前記平滑回路の出力電圧
   に基づいて動作する電圧制御アンプとから構成し、前記
   電流制御アンプと電圧制御アンプとを直列に接続し、後
   段に接続される前記電圧制御アンプの入出力端子間に位
   相補償容量を接続したことを特徴とするスイッチングレ
   ギュレータ。