JPH09298900A - 速度センサレスベクトル制御装置 - Google Patents
速度センサレスベクトル制御装置Info
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- JPH09298900A JPH09298900A JP8111496A JP11149696A JPH09298900A JP H09298900 A JPH09298900 A JP H09298900A JP 8111496 A JP8111496 A JP 8111496A JP 11149696 A JP11149696 A JP 11149696A JP H09298900 A JPH09298900 A JP H09298900A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低速域での回生についても運転不能状態とな
ることを回避した速度センサレスベクトル制御装置を得
る。 【解決手段】 トルク分電流指令ｉ1q # において、リミ
ッタをかけることにより制御可能出力電圧ｖ1 ′内にて
トルク分電流を得るものである。
ることを回避した速度センサレスベクトル制御装置を得
る。 【解決手段】 トルク分電流指令ｉ1q # において、リミ
ッタをかけることにより制御可能出力電圧ｖ1 ′内にて
トルク分電流を得るものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、速度センサレスベ
クトル制御装置において、回生トルクを制限して運転す
るようにしたものである。
クトル制御装置において、回生トルクを制限して運転す
るようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
て、すべり周波数制御形のベクトル制御方法が普及し、
これを速度センサ無しで制御する速度センサレスベクト
ル制御方法が知られている。
て、すべり周波数制御形のベクトル制御方法が普及し、
これを速度センサ無しで制御する速度センサレスベクト
ル制御方法が知られている。
【０００３】図３は、速度適応２次磁束オブザーバを使
用して誘導電動機の実速度を推定する、従来の誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置の制御システムを
示すものである。
用して誘導電動機の実速度を推定する、従来の誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置の制御システムを
示すものである。
【０００４】まず、図３を用いて、誘導電動機１の電動
機速度（回転角周波数ωr ）の推定について説明をす
る。
機速度（回転角周波数ωr ）の推定について説明をす
る。
【０００５】誘導電動機１の電圧方程式は、電源角周波
数（ω0 ）で回転する同期回転座標系からの諸量を観測
するｄ−ｑ軸で表わすと、次式（１）で与えられる。
数（ω0 ）で回転する同期回転座標系からの諸量を観測
するｄ−ｑ軸で表わすと、次式（１）で与えられる。
【０００６】
【数１】
【０００７】但し、 ｖ1d，ｖ1q…同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次励磁軸
電圧，１次トルク軸電圧（Ｖ） ｉ1d，ｉ1q…同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次励磁軸
電流，１次トルク軸電流（Ａ） λ2d，λ2q…同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の２次励磁軸
磁束，２次トルク軸磁束（Ｗｂ） ω0 …………電源角周波数（rad/sec) ωr …………電動機速度（回転角周波数，rad/sec) ωs …………すべり角周波数（rad/sec) Ｒ1 ，Ｒ2 …１次，２次抵抗（Ω） Ｌ1 ，Ｌ2 …１次，２次インダクタンス（Ｈ） Ｍ …………相互（励磁）インダクタンス（Ｈ） Ｌσ…………等価漏れインダクタンス（Ｈ）（Ｌσ＝
（Ｌ1 Ｌ2 −Ｍ2 ）／Ｌ2 ） ｓ …………時間微分子（d/dt) そして、電源角周波数（ω0 ）、電動機速度（ωr ）、
すべり角周波数指令値（ωs * ）の関係、及びすべり角
周波数指令値（ωs * ）の算出は次式（２）で表わされ
る。 ω0 ＝ωr ＋ωs * ωs * ＝ｉ1b * ／ｉ1a * ・τ2 ……（２） 但し、 τ2 …………２次時定数（τ2 ＝Ｌ2 ／Ｒ2 ） 添字（＊）…指令値あるいは設定値を表わす。いま、 ｉ1d * ＝ 一定 ……………………………………………（３） とし、上記（１）式において、（２），（３）式の条件
のもとに同期回転座標系（ｄ−ｑ軸）の１次電圧指令値
（ｖ1d * ，ｖ1q * ）をデジタル電流制御器３の構成式で
ある下記（４）式で与えると次のようになる。
電圧，１次トルク軸電圧（Ｖ） ｉ1d，ｉ1q…同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次励磁軸
電流，１次トルク軸電流（Ａ） λ2d，λ2q…同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の２次励磁軸
磁束，２次トルク軸磁束（Ｗｂ） ω0 …………電源角周波数（rad/sec) ωr …………電動機速度（回転角周波数，rad/sec) ωs …………すべり角周波数（rad/sec) Ｒ1 ，Ｒ2 …１次，２次抵抗（Ω） Ｌ1 ，Ｌ2 …１次，２次インダクタンス（Ｈ） Ｍ …………相互（励磁）インダクタンス（Ｈ） Ｌσ…………等価漏れインダクタンス（Ｈ）（Ｌσ＝
（Ｌ1 Ｌ2 −Ｍ2 ）／Ｌ2 ） ｓ …………時間微分子（d/dt) そして、電源角周波数（ω0 ）、電動機速度（ωr ）、
すべり角周波数指令値（ωs * ）の関係、及びすべり角
周波数指令値（ωs * ）の算出は次式（２）で表わされ
る。 ω0 ＝ωr ＋ωs * ωs * ＝ｉ1b * ／ｉ1a * ・τ2 ……（２） 但し、 τ2 …………２次時定数（τ2 ＝Ｌ2 ／Ｒ2 ） 添字（＊）…指令値あるいは設定値を表わす。いま、 ｉ1d * ＝ 一定 ……………………………………………（３） とし、上記（１）式において、（２），（３）式の条件
のもとに同期回転座標系（ｄ−ｑ軸）の１次電圧指令値
（ｖ1d * ，ｖ1q * ）をデジタル電流制御器３の構成式で
ある下記（４）式で与えると次のようになる。
【０００８】
【数２】
【０００９】上記（４）式を満足するように制御をする
と、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電流検出値ｉ1
は１次電流指令値ｉ1 * （ｉ1d * ，ｉ1q * ）どおりの電
流が流れ、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ2
（λ2d，λ2q）は、 λ2d＝Ｍｉ1d（一定）， λ2q＝０ …………………………（５） に保たれる。
と、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電流検出値ｉ1
は１次電流指令値ｉ1 * （ｉ1d * ，ｉ1q * ）どおりの電
流が流れ、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ2
（λ2d，λ2q）は、 λ2d＝Ｍｉ1d（一定）， λ2q＝０ …………………………（５） に保たれる。
【００１０】これにより、誘導電動機１のトルク（Ｔ）
は、 Ｔ＝Ｍ／Ｌ2 ・(λ2d・ｉ1q−λ2q・ｉ1d）＝Ｍ2 ／Ｌ2 ・(ｉ1d・ｉ1q） …………………………（６） となり、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ
2 （λ2d，λ2q）と２次電流ｉ2 （ｉ2d，ｉ2q）には無
関係な非干渉化制御のベクトル制御が成立する。
は、 Ｔ＝Ｍ／Ｌ2 ・(λ2d・ｉ1q−λ2q・ｉ1d）＝Ｍ2 ／Ｌ2 ・(ｉ1d・ｉ1q） …………………………（６） となり、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ
2 （λ2d，λ2q）と２次電流ｉ2 （ｉ2d，ｉ2q）には無
関係な非干渉化制御のベクトル制御が成立する。
【００１１】ところで、上記（２）式から明らかなよう
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数指令
値ωs * が設定されていても電動機速度ωr が未知であ
るから、電源角周波数ω0 を決定することができない
が、該電源角周波数ω0 で回転する同期回転座標（ｄ−
ｑ軸）上の２次磁束λ2 （λ2d，λ2q）が上記（５）式
を満足するように、該電源角周波数ω0 を制御すること
により、同様に、非干渉化制御のベクトル制御を実現す
ることができる。すなわち、同一次元磁束オブザーバ４
と速度適応機構７からなる速度適応２次磁束オブザーバ
を用いて、上記（５）式を満足するような同期回転座標
（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ2 （λ2d，λ 2q）を推定
し、その２次磁束推定値λ2 # （λ2d # ，λ2q # ）に基
づき電動機速度ωr を推定（ωr # ）することにより、
上記（２）式（ω0 ＝ωr # ＋ωs *）から電源角周波
数ω0 を求め、該電源角周波数ω0 によりデジタル電流
制御器３を制御することによって非干渉化制御のベクト
ル制御を実現することができる。
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数指令
値ωs * が設定されていても電動機速度ωr が未知であ
るから、電源角周波数ω0 を決定することができない
が、該電源角周波数ω0 で回転する同期回転座標（ｄ−
ｑ軸）上の２次磁束λ2 （λ2d，λ2q）が上記（５）式
を満足するように、該電源角周波数ω0 を制御すること
により、同様に、非干渉化制御のベクトル制御を実現す
ることができる。すなわち、同一次元磁束オブザーバ４
と速度適応機構７からなる速度適応２次磁束オブザーバ
を用いて、上記（５）式を満足するような同期回転座標
（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ2 （λ2d，λ 2q）を推定
し、その２次磁束推定値λ2 # （λ2d # ，λ2q # ）に基
づき電動機速度ωr を推定（ωr # ）することにより、
上記（２）式（ω0 ＝ωr # ＋ωs *）から電源角周波
数ω0 を求め、該電源角周波数ω0 によりデジタル電流
制御器３を制御することによって非干渉化制御のベクト
ル制御を実現することができる。
【００１２】図３に示すベクトル制御システムにおける
従来の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法に
おいては、誘導電動機１の実速度を速度センサを用いな
いで検出するために、誘導電動機１の１次電流（相電
流）ｉu ，ｉv ，ｉw を検出し３相−２相相数変換器１
４にて相数変換した固定子座標（ａ−ｂ軸）上の１次電
流検出値ｉ1 （ｉ1a，ｉ1b）を得てこの１次電流検出値
ｉ1 と、固定子座標（ａ−ｂ軸）上の電動機１次電圧指
令値ｖ1 * （ｖ1a * ，ｖ1b * ）と、速度推定値ω r # と
を入力とする同一次元磁束オブザーバ４により、固定子
座標（ａ−ｂ軸）上の２次磁束推定値λ2 # （λ2a # ，
λ2b # ）と１次電流推定値ｉ1 # （ｉ1a #，ｉ1b # ）と
を推定し、速度適応機構７にて該１次電流推定値ｉ1 #
（ｉ1a # ，ｉ1b # ）と１次電流検出値ｉ1 （ｉ1a，
ｉ1b）とを比較した推定誤差信号（ｉ1−ｉ1 # ）に基
づき次式（７）で表わされる適応調整則により電動機速
度推定値（ωr # ）を演算推定して誘導電動機１の速度
検出としている。
従来の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法に
おいては、誘導電動機１の実速度を速度センサを用いな
いで検出するために、誘導電動機１の１次電流（相電
流）ｉu ，ｉv ，ｉw を検出し３相−２相相数変換器１
４にて相数変換した固定子座標（ａ−ｂ軸）上の１次電
流検出値ｉ1 （ｉ1a，ｉ1b）を得てこの１次電流検出値
ｉ1 と、固定子座標（ａ−ｂ軸）上の電動機１次電圧指
令値ｖ1 * （ｖ1a * ，ｖ1b * ）と、速度推定値ω r # と
を入力とする同一次元磁束オブザーバ４により、固定子
座標（ａ−ｂ軸）上の２次磁束推定値λ2 # （λ2a # ，
λ2b # ）と１次電流推定値ｉ1 # （ｉ1a #，ｉ1b # ）と
を推定し、速度適応機構７にて該１次電流推定値ｉ1 #
（ｉ1a # ，ｉ1b # ）と１次電流検出値ｉ1 （ｉ1a，
ｉ1b）とを比較した推定誤差信号（ｉ1−ｉ1 # ）に基
づき次式（７）で表わされる適応調整則により電動機速
度推定値（ωr # ）を演算推定して誘導電動機１の速度
検出としている。
【００１３】 ωr # ＝Ｋp （ｅiaλ2b # −ｅibλ2a # ） ＋Ｋi ∫（ｅiaλ2b # −ｅibλ2a # ）dt ………（７） 但し、 ｅia＝ｉ1a−ｉ1a # ：推定誤差 ｅib＝ｉ1b−ｉ1b # ：推定誤差 Ｋp ：速度推定部比例ゲイン Ｋi ：速度推定部積分ゲイン なお、同一次元２次磁束オブザーバ４と速度適応機構７
とからなる速度適応２次磁束オブザーバによって誘導電
動機の実速度の推定を行なう誘導電動機１の速度センサ
レスベクトル制御方式については、「電気学会論文誌
Ｄ，１１１巻１１号，平成３年」（久保田、尾崎、松
瀬、中野：「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動
機の速度センサレス直接形ベクトル制御」）に掲載され
ている。
とからなる速度適応２次磁束オブザーバによって誘導電
動機の実速度の推定を行なう誘導電動機１の速度センサ
レスベクトル制御方式については、「電気学会論文誌
Ｄ，１１１巻１１号，平成３年」（久保田、尾崎、松
瀬、中野：「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動
機の速度センサレス直接形ベクトル制御」）に掲載され
ている。
【００１４】以下、上記速度適応２次磁束オブザーバを
使用して誘導電動機の実速度を推定する従来の速度セン
サレスベクトル制御方式について説明する。
使用して誘導電動機の実速度を推定する従来の速度セン
サレスベクトル制御方式について説明する。
【００１５】図３（制御システム構成）における動作を
説明すると、電流制御部（ＡＣＲ）におけるデジタル電
流制御器３において、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１
次電圧指令値ｖ1 * （ｖ1d * ，ｖ1q * ）が、前記１次電
流指令値ｉ1 * （ｉ1d * ，ｉ 1q * ）と１次電流検出値ｉ
1 （ｉ1d，ｉ1q）が等しく（ｉ1d * ＝ｉ1d，ｉ1q * ＝ｉ
1q）なるように、非干渉化制御を可能とする条件式であ
る上記（４）式により演算される。
説明すると、電流制御部（ＡＣＲ）におけるデジタル電
流制御器３において、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１
次電圧指令値ｖ1 * （ｖ1d * ，ｖ1q * ）が、前記１次電
流指令値ｉ1 * （ｉ1d * ，ｉ 1q * ）と１次電流検出値ｉ
1 （ｉ1d，ｉ1q）が等しく（ｉ1d * ＝ｉ1d，ｉ1q * ＝ｉ
1q）なるように、非干渉化制御を可能とする条件式であ
る上記（４）式により演算される。
【００１６】同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電圧指
令値ｖ1 * （ｖ1d * ，ｖ1q * ）は、座標変換器９により
固定子座標（ａ−ｂ軸）上の１次電圧指令値ｖ1 * （ｖ
1a *，ｖ1b * ）に変換された後、２相−３相相数変換器
１５により相数変換されてＰＷＭ制御インバータ２の三
相各相の１次電圧制御指令電圧ｖu ，ｖv ，ｖw に変換
され該ＰＷＭ制御インバータ２の三相各相の出力電圧を
制御する。その結果、誘導電動機１は所望の電動機速度
指令値（ωr * ）に応じて速度制御される。また、電源
角周波数ω0 で回転する同期回転座標（ｄ−ｑ軸）と、
誘導電動機１の固定子に固定された固定子座標（ａ−ｂ
軸）との間の変換を行なう座標変換器８，９に使用され
る単位ベクトル（sin θ0 ，cos θ0 ）を作り出すため
の基本位相角θ0 （θ0 ＝ω0 ｔ）は次のようにして求
めることができる。即ちすべり角周波数演算器５により
上記（２）式に示すように、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）
上の１次励磁軸電流指令値ｉ1d * 、１次トルク軸電流指
令値ｉ1q * 、及び誘導電動機１の２次時定数τ2 （＝Ｌ
2 ／Ｒ2 ）によって求められるすべり角周波数指令値
（ωs * ）と、速度適応２次磁束オブザーバ（４，７）
により推定される電動機速度推定値（ωr # ）とから電
源角周波数（ω0 ）を求めることができる。
令値ｖ1 * （ｖ1d * ，ｖ1q * ）は、座標変換器９により
固定子座標（ａ−ｂ軸）上の１次電圧指令値ｖ1 * （ｖ
1a *，ｖ1b * ）に変換された後、２相−３相相数変換器
１５により相数変換されてＰＷＭ制御インバータ２の三
相各相の１次電圧制御指令電圧ｖu ，ｖv ，ｖw に変換
され該ＰＷＭ制御インバータ２の三相各相の出力電圧を
制御する。その結果、誘導電動機１は所望の電動機速度
指令値（ωr * ）に応じて速度制御される。また、電源
角周波数ω0 で回転する同期回転座標（ｄ−ｑ軸）と、
誘導電動機１の固定子に固定された固定子座標（ａ−ｂ
軸）との間の変換を行なう座標変換器８，９に使用され
る単位ベクトル（sin θ0 ，cos θ0 ）を作り出すため
の基本位相角θ0 （θ0 ＝ω0 ｔ）は次のようにして求
めることができる。即ちすべり角周波数演算器５により
上記（２）式に示すように、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）
上の１次励磁軸電流指令値ｉ1d * 、１次トルク軸電流指
令値ｉ1q * 、及び誘導電動機１の２次時定数τ2 （＝Ｌ
2 ／Ｒ2 ）によって求められるすべり角周波数指令値
（ωs * ）と、速度適応２次磁束オブザーバ（４，７）
により推定される電動機速度推定値（ωr # ）とから電
源角周波数（ω0 ）を求めることができる。
【００１７】なお、同一次元磁束オブザーバ４にて推定
した固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束推定値λ2 #
（λ2d # ，λ2q # ）を制御軸ずれ補償回路６に取り込
み、制御軸ずれ角周波数修正値ωrcを得ている。こうし
て、実速度を精度良く推定してすべり角周波数ωs に加
算し電源周波数ω0 を得て非干渉化制御のベクトル制御
を実現することができる。
した固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束推定値λ2 #
（λ2d # ，λ2q # ）を制御軸ずれ補償回路６に取り込
み、制御軸ずれ角周波数修正値ωrcを得ている。こうし
て、実速度を精度良く推定してすべり角周波数ωs に加
算し電源周波数ω0 を得て非干渉化制御のベクトル制御
を実現することができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】上述のセンサレスベク
トル制御にあって低速域にて力行する場合には、種々の
出力電圧誤差補正により安定な運転が可能となるのであ
るが、低速域の回生の場合制御不能になることがある。
すなわち、同一次元オブザーバ４に入力される電圧ｖ1a
* ，ｖ1b * は指令値であるが、実際に誘導電動機１に出
力されている電圧はＰＷＭ波形であるため、デッドタイ
ムや量子化誤差、主回路素子での電圧降下等によってこ
の指令値と出力値との間で電圧誤差が生ずる。これらの
誤差を低減するためデッドタイム補償や主回路素子電圧
補償によって誤差を減らすようにしているが、誤差が無
くなることはない。ここで、電圧誤差は小さな値である
ので、出力電圧に対する誤差電圧の割合が少なくなり、
高回転域での力行・回生時、低回転での力行時のような
高出力電圧では影響はない。しかし、低回転での回生時
には、図２にて例示するように大きな回生トルクの出力
によって出力電圧が低下し、このため誤差電圧の影響が
大きくなり、換言すれば出力電圧にしめる誤差電圧の割
合が大きくなってオブザーバ４での磁束や電流の推定が
できなくなり、制御不能になる。
トル制御にあって低速域にて力行する場合には、種々の
出力電圧誤差補正により安定な運転が可能となるのであ
るが、低速域の回生の場合制御不能になることがある。
すなわち、同一次元オブザーバ４に入力される電圧ｖ1a
* ，ｖ1b * は指令値であるが、実際に誘導電動機１に出
力されている電圧はＰＷＭ波形であるため、デッドタイ
ムや量子化誤差、主回路素子での電圧降下等によってこ
の指令値と出力値との間で電圧誤差が生ずる。これらの
誤差を低減するためデッドタイム補償や主回路素子電圧
補償によって誤差を減らすようにしているが、誤差が無
くなることはない。ここで、電圧誤差は小さな値である
ので、出力電圧に対する誤差電圧の割合が少なくなり、
高回転域での力行・回生時、低回転での力行時のような
高出力電圧では影響はない。しかし、低回転での回生時
には、図２にて例示するように大きな回生トルクの出力
によって出力電圧が低下し、このため誤差電圧の影響が
大きくなり、換言すれば出力電圧にしめる誤差電圧の割
合が大きくなってオブザーバ４での磁束や電流の推定が
できなくなり、制御不能になる。
【００１９】本発明は、低速域での回生についても制御
不能（運転）状態となることを回避した速度センサレス
ベクトル制御装置の提供を目的とする。
不能（運転）状態となることを回避した速度センサレス
ベクトル制御装置の提供を目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成する本
発明は、次の発明特定事項を有する。 （１）誘導電動機のベクトル制御装置のうち、１次電流
検出値、１次電圧指令値、及び速度推定値を入力して同
一次元磁束オブザーバ及び速度適応機構にて速度推定値
を得る速度センサレスベクトル制御装置において、最大
回生可能トルクにてトルク分電流をリミットする手段を
有することを特徴とする。 （２）（１）において、トルク分電流をリミットする手
段は、トルク分電流入力端にリミッタを備え、このリミ
ッタをテーブルにて制御したものであることを特徴とす
る。
発明は、次の発明特定事項を有する。 （１）誘導電動機のベクトル制御装置のうち、１次電流
検出値、１次電圧指令値、及び速度推定値を入力して同
一次元磁束オブザーバ及び速度適応機構にて速度推定値
を得る速度センサレスベクトル制御装置において、最大
回生可能トルクにてトルク分電流をリミットする手段を
有することを特徴とする。 （２）（１）において、トルク分電流をリミットする手
段は、トルク分電流入力端にリミッタを備え、このリミ
ッタをテーブルにて制御したものであることを特徴とす
る。
【００２１】トルク分電流リミッタを備えることにより
運転不能となるトルク分電流を抑えることができる。
運転不能となるトルク分電流を抑えることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】ここで、図１を参照して本発明の
実施の形態の一例を説明する。なお、図１において図３
と同一部分には同符号を付し、その説明を省略する。大
きな回生トルクを出力すると出力電圧が制御不能になる
程低下することを回避するためには、回生トルクを制限
して運転するような指令にすれば良い。このため、回生
トルクの制限値を設定して、制御可能出力電圧にて計算
することによって、なるべく回生トルクを出力しつつ制
御不能にしない制御が可能となる。この場合、制御可能
出力電圧は、運転可能最低出力電圧として示す電圧方程
式に基づき次式［数３］にて表わすことができる。
実施の形態の一例を説明する。なお、図１において図３
と同一部分には同符号を付し、その説明を省略する。大
きな回生トルクを出力すると出力電圧が制御不能になる
程低下することを回避するためには、回生トルクを制限
して運転するような指令にすれば良い。このため、回生
トルクの制限値を設定して、制御可能出力電圧にて計算
することによって、なるべく回生トルクを出力しつつ制
御不能にしない制御が可能となる。この場合、制御可能
出力電圧は、運転可能最低出力電圧として示す電圧方程
式に基づき次式［数３］にて表わすことができる。
【数３】
【００２３】この場合、運転可能最低電圧はインバータ
２の性能に左右され、図２において運転可能最低電圧を
５Ｖとすると、図２に示す例では２５０rpm では５０
％、２００rpm では２５％の回生運転しかできないこと
になる。したがって、上述の［数３］に基づき推定回転
数、モータ定数、電圧方程式、トルク分電流指令、運転
可能最低電圧等により、運転可能な最大回生トルクであ
るトルク分電流を計算し、運転可能な回生トルク以下の
回生指令を出すことにより安定な運転を行なうことがで
きる。
２の性能に左右され、図２において運転可能最低電圧を
５Ｖとすると、図２に示す例では２５０rpm では５０
％、２００rpm では２５％の回生運転しかできないこと
になる。したがって、上述の［数３］に基づき推定回転
数、モータ定数、電圧方程式、トルク分電流指令、運転
可能最低電圧等により、運転可能な最大回生トルクであ
るトルク分電流を計算し、運転可能な回生トルク以下の
回生指令を出すことにより安定な運転を行なうことがで
きる。
【００２４】トルク分電流を求めるに当っては、［数
３］を解くことになるが、この二次方程式の解を求める
に当ってはルート計算等や係数を求める計算が必要で、
これらの計算を制御周期ごとに行なうには能力の高いＣ
ＰＵが必要となる。このため、回生トルク電流リミッタ
１０をトルク電流指令入力部に備え、この回生トルク電
流リミッタのリミット値をリミッタテーブル１１より呼
び出して運転可能な電圧となるトルク分電流指令を得る
ことができる。
３］を解くことになるが、この二次方程式の解を求める
に当ってはルート計算等や係数を求める計算が必要で、
これらの計算を制御周期ごとに行なうには能力の高いＣ
ＰＵが必要となる。このため、回生トルク電流リミッタ
１０をトルク電流指令入力部に備え、この回生トルク電
流リミッタのリミット値をリミッタテーブル１１より呼
び出して運転可能な電圧となるトルク分電流指令を得る
ことができる。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、計
算して得た最大回生可能トルクにて、回生トルクをリミ
ットすることにより、出力電圧の低下によるセンサレス
ベクトル制御不能領域での運転は除くことができ、運転
不能とならない安定運転が可能となる。
算して得た最大回生可能トルクにて、回生トルクをリミ
ットすることにより、出力電圧の低下によるセンサレス
ベクトル制御不能領域での運転は除くことができ、運転
不能とならない安定運転が可能となる。
【図１】本発明の実施の形態の一例のブロック図。
【図２】回生による出力電圧特性線図。
【図３】従来例のブロック図。
１０ トルク分電流リミッタ １１ トルク分電流リミッタテーブル
Claims (2)
- 【請求項１】 誘導電動機のベクトル制御装置のうち、
１次電流検出値、１次電圧指令値、及び速度推定値を入
力して同一次元磁束オブザーバ及び速度適応機構にて速
度推定値を得る速度センサレスベクトル制御装置におい
て、 最大回生可能トルクにてトルク分電流をリミットする手
段を有することを特徴とする速度センサレスベクトル制
御装置。 - 【請求項２】 トルク分電流をリミットする手段は、ト
ルク分電流入力端にリミッタを備え、このリミッタをテ
ーブルにて制御するものからなることを特徴とする請求
項１記載の速度センサレスベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8111496A JPH09298900A (ja) | 1996-05-02 | 1996-05-02 | 速度センサレスベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8111496A JPH09298900A (ja) | 1996-05-02 | 1996-05-02 | 速度センサレスベクトル制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09298900A true JPH09298900A (ja) | 1997-11-18 |
Family
ID=14562767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8111496A Pending JPH09298900A (ja) | 1996-05-02 | 1996-05-02 | 速度センサレスベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09298900A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100294335B1 (ko) * | 1999-03-03 | 2001-07-12 | 윤종용 | 유도전동기의 회전속도 및 회전자 자속 추정방법 |
| JP2006174531A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電動機制御装置 |
-
1996
- 1996-05-02 JP JP8111496A patent/JPH09298900A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100294335B1 (ko) * | 1999-03-03 | 2001-07-12 | 윤종용 | 유도전동기의 회전속도 및 회전자 자속 추정방법 |
| JP2006174531A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電動機制御装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030909 |