JPH09321672A - 線路等化器制御方法並びに積分回路，周波数シフト回路及び伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 変復調装置等の線路等化器制御方法に関し、
トレーニング信号のやりとりをデータ伝送開始前に行な
うことなく、また変復調装置等のハードウェア量を増や
すことなく、線路等化器の制御を行なうことを目的とす
る。 【解決手段】 伝送信号に重畳された特定周波数成分を
持つ複数のトーン信号を抽出する抽出ステップＳ１と、
抽出されたトーン信号のレベルを判定する判定ステップ
Ｓ２と、判定されたトーン信号のレベルに基づいて、受
信信号を等化する線路等化器の特性を制御する制御ステ
ップＳ３とをそなえて構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（目次） 発明の属する技術分野 従来の技術（図３３〜図３５） 発明が解決しようとする課題（図３３） 課題を解決するための手段（図１，図２） 発明の実施の形態（図３〜図３２） 発明の効果

【０００２】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば構内回線，
自営回線等のメタリック回線を使用してデータを伝送す
る際に用いて好適な伝送装置や、この伝送装置において
用いられる線路等化器制御方法，積分回路並びに周波数
シフト回路に関する。構内回線等を介してデータを伝送
する場合にはモデムを使用することが一般的であり、特
に伝送速度が高速で且つ安価なモデムが強く要求されて
いる。特に画像情報は情報量が多いため、通常のデータ
を送信するためのモデムよりも更に高速な、例えば伝送
速度が１．５Ｍｂｐｓ程度の高速モデムが要求されてい
る。

【０００３】

【従来の技術】図３３は一般的なモデムの構成を示す図
であり、この図３３に示すモデム２８０は、回線を介す
ることにより対向モデムとの間でデータ信号を送受しう
るものであり、回線からのデータ信号を受信し端末等に
出力する受信部２８１をそなえるとともに、端末等から
のデータ信号を回線を介することにより対向装置に対し
て送信する送信部２８６をそなえて構成されている。

【０００４】ここで、送信部２８６は、機能的には論理
処理部２８６ａ，ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）２８６
ｂ，変調部２８６ｃ，ディジタル／アナログ変換部（Ｄ
／Ａ変換部）２８６ｄ等をそなえている一方、受信部２
８１は、機能的には、アナログ／ディジタル変換部（Ａ
／Ｄ変換部）２８１ａ，線路等化器２８１ｂ，復調部２
８１ｃ，ロールオフフィルタ２８１ｄ，自動利得制御部
（ＡＧＣ； AutomaticGain Control)２８１ｅ，自動等
化器（ＥＱＬ；Equalizer)２８１ｆ，キャリア検出部
（ＣＤ）２８１ｇ，タイミング抽出部２８１ｈ及びクロ
ック信号発生部２８１ｉ等をそなえている。

【０００５】なお、これらの送信部２８６及び受信部２
８１は、ハードウェア的にはＡ／Ｄ変換器，Ｄ／Ａ変換
器，ＭＰＵ（Microprocessor Unit)及びディジタル信号
処理を行なうＤＳＰ（Digital Signal Processor）によ
り構成されている。このような構成により、モデム２８
０と対向モデムとの間でのデータ信号の送受に先行し
て、データ伝送の開始前にトレーニング信号を相手側装
置に送信し、これに基づいて受信用モデム内の自動利得
制御回路（ＡＧＣ回路）、線路等化器（ＬＥＱ）等を調
整する、いわゆるトレーニングの処理が行なわれる。こ
れによって、回線の特性によってレベルの減衰や周波数
特性の劣化が生じた受信信号を最適な状態に調整してい
る。

【０００６】その後、上述の図３３に示すモデム２８０
の送信部２８６では、例えば端末等からの送信データ信
号について、論理処理部２８６ａによる処理を通じて信
号点が発生し、この信号点についてロールオフフィルタ
２８６ｂにて波形成形処理が施された後、変調部２８６
ｃにて変調される。その後、Ｄ／Ａ変換部２８６ｄにて
アナログ信号に変換されて、データ信号として送信され
る。

【０００７】また、モデム２８０の受信部２８１では、
対向する装置から回線を介して入力されるアナログ受信
データについて、Ａ／Ｄ変換部２８１ａにてディジタル
信号に変換して、復調部２８１ｃにおいてこのディジタ
ル受信信号を復調する。その後、ロールオフフィルタ２
８１ｄでは復調部２８１ｃからの復調信号について波形
整形処理を施す。続いて、自動利得制御部２８１ｅでは
ロールオフフィルタ２８１ｄからの受信信号について自
動利得制御を行ない、自動等化部２８１ｆでは自動利得
制御部２８１ｅからの信号に等化処理を施して、受信端
末等に出力する。

【０００８】ところで、上述のごときモデムを、構内回
線などのメタリック回線に接続することにより通信シス
テムを構築した場合には、図３４に図示されるようなメ
タリック回線の周波数特性を考慮する必要がある。即
ち、メタリック回線は、例えば図３４に示すように１／
√ｆの周波数特性を有し、信号に振幅歪みが生じ、特に
低域周波数成分に対して高域周波数成分の方が減衰しや
すい。

【０００９】このような特性を持つメタリック回線を介
して伝送されたデータ信号を受信側モデムにて受信する
と、受信側モデムにおける受信信号の周波数特性も１／
√ｆとなる。図３３に示すモデム２８０における受信部
２８１の線路等化器２８１ｂは、上述したような回線特
性による受信信号の周波数特性の変化を補正するための
ものであり、この線路等化器２８１ｂは例えば上述のＤ
ＳＰにより構成することができる。

【００１０】図３５は上述の受信信号の周波数特性１／
√ｆを等化するための線路等化器２８１ｂの周波数特性
の一例を示す図である。即ち、この線路等化器２８１ｂ
の特性は、図３４の回線による周波数特性の劣化を補正
するように√ｆの特性を有している。これにより、受信
信号の周波数特性を平坦に補正することができる。ここ
で、線路等化器２８１ｂの特性としては、回線状態、即
ち受信する信号の振幅歪みの度合いに応じて、図３５に
図示される特性の傾斜を変化させる必要があり、線路等
化器２８１ｂとしては、フラットな特性から急峻な特性
まで対応できることが望まれる。従来よりの線路等化器
としては、このような要望を達成すべく、２次のＨＰＦ
(High Pass Filter)が使用されていた。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
図３３に示すモデム２８０における受信部２８１の線路
等化器２８１においては、２次のＨＰＦによりフラット
な特性を実現するためには、ＨＰＦのタップ係数を非常
に大きくすることが必要である。この場合においては、
線路等化器としてのディジタル信号処理に固定小数点演
算を適用することができず、浮動少数点演算を適用する
ことになる。即ち、線路等化器として浮動少数点演算を
適用したＤＳＰを用いなければならないが、この浮動少
数点演算を適用したＤＳＰはコストが高く処理速度が低
い。

【００１２】従って、上述の浮動少数点演算を適用した
ＤＳＰを適用することにより装置を構成した場合には、
高コスト化，低処理速度という課題が、フラットな特性
を実現するという課題よりも重要な課題となってしま
う。また、上述の図３３に示すモデム２８０を用いたデ
ータ伝送を行なう場合には、データ伝送の開始前にトレ
ーニング信号をやり取りし、受信したトレーニング信号
に基づいて等化器や自動利得制御回路を制御しているの
で、トレーニングを行なう期間はある程度の短くない時
間が必要となる。

【００１３】特に受信側において複数のモデムが並列に
接続されて、送信側のモデムから同報でデータ伝送を行
なうような通信システムにおいては、その分トレーニン
グに時間を要し、回線を接続した後に即データ伝送を開
始することができない。近年においては、データ伝送開
始までの時間をできる限り短縮することが望まれている
が、上述したように、データ伝送開始前に受信側モデム
との間のトレーニングを行なうと、データ伝送開始まで
の時間が延びるという課題がある。

【００１４】さらには、近年のモデムに対する処理速度
の高速化に対する要求に応えるためには、従来よりのモ
デムの信号処理機能を維持しながら、ＤＳＰ等における
信号処理機能を極力減らすことが望まれる。本発明は、
このような課題に鑑み創案されたもので、低コストで装
置を構成し且つ高処理速度で、回線状態に応じて要求さ
れる所望の特性で、線路等化処理を行なうことができる
ようにした、線路等化器制御方法並びに積分回路，周波
数シフト回路及び伝送装置を提供することを目的とす
る。

【００１５】また、本発明は独立した自動利得制御回路
を設けることなく、自動利得制御を行なうことができる
ようにした、伝送装置を提供することを目的とする。さ
らに、本発明は、データ伝送開始前のトレーニングを行
なうことなく、線路等化器等の制御を行なうことができ
るようにした、線路等化器制御方法及び伝送装置を提供
することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理説明
図であり、この図１に示す本発明の線路等化器制御方法
は、以下に示すステップＳ１〜ステップＳ３の処理ステ
ップにより構成される。即ち、抽出ステップ（ステップ
Ｓ１）において、伝送信号に重畳された特定周波数成分
を持つ複数のトーン信号を抽出し、判定ステップ（ステ
ップＳ２）において、抽出されたトーン信号のレベルを
判定し、制御ステップ（ステップＳ３）において、判定
されたトーン信号のレベルに基づいて、受信信号を等化
する線路等化器の特性を制御する（請求項１）。

【００１７】この場合においては、抽出ステップ（ステ
ップＳ１）においては、複数のトーン信号として、ある
帯域における上限の周波数成分を有するトーン信号と、
上述のある帯域における下限の周波数成分を有するトー
ン信号とを抽出することができる（請求項２）。さら
に、判定ステップ（ステップＳ２）において、抽出され
た複数のトーン信号を加算した値と基準値とを比較し、
制御ステップ（ステップＳ３）において、前記トーン信
号と基準値との比較結果の値並びに大小に基づいて前記
線路等化器の特性を制御したり（請求項３）、判定ステ
ップ（ステップＳ２）において、抽出された複数のトー
ン信号のレベル差を算出し、制御ステップ（ステップＳ
３）において、レベル差の値並びに正負に基づいて、線
路等化器の特性を制御したりすることもできる（請求項
４）。

【００１８】さらに、本発明の線路等化器制御方法は、
受信信号に含まれる複数の特定周波数成分を持つ信号を
それぞれ抽出し、抽出された特定周波数信号のそれぞれ
のレベルを算出し、算出されたそれぞれの特定周波数信
号レベルに基づいて線路等化器の特性を決定する係数を
算出するとともに、特定周波数信号レベルにより表され
る受信信号の特性に基づいて算出される係数を制御し、
線路等化器の次数を切り替えることを特徴としている
（請求項５）。

【００１９】また、本発明の積分回路は、ｎ桁の信号か
ら下位のｍ桁を抽出する第１の抽出部と、ｎ桁の信号か
ら上位のｎ−ｍ桁を抽出する第２の抽出部と、第２の抽
出部から出力される信号を１／２する乗算器と、第１の
抽出部出力と、乗算器出力とを加算する第１の加算器
と、第１の加算器出力が一時的に格納される記憶部と、
記憶部に格納された信号と入力するｎ桁の信号とを加算
する第２の加算器をそなえたことを特徴としている（請
求項６）。

【００２０】さらに、本発明の周波数シフト回路は、入
力信号の実数成分を一時的に格納し、１タイミング後に
出力する第１の記憶部と、入力信号の虚数成分を一時的
に格納し、１タイミング後に出力する第２の記憶部と、
第１の記憶部に記憶された１タイミング前の実数成分信
号と、入力した虚数成分信号とを加算する第１の加算部
と、第２の記憶部に記憶された１タイミング前の虚数成
分と、入力した実数成分とを加算する第２の加算部とを
そなえたことを特徴としている（請求項７）。

【００２１】図２は本発明の原理ブロック図であり、こ
の図２において、１７は特定周波数成分を持つ複数のト
ーン信号が重畳された伝送信号を受信信号として受信す
る受信部１０を有する伝送装置であり、この受信部１０
としては線路等化器１及び線路等化器制御部１６をそな
えて構成されている。ここで、線路等化器１は、受信信
号について等化を行なうものであり、線路等化器制御部
１６は、線路等化器１からの出力信号に含まれる複数の
特定周波数信号のレベルに基づいて、線路等化器１をフ
ィードバック制御するものである（請求項８）。

【００２２】さらに、上述の線路等化器制御部１６とし
ては、線路等化器１からの出力信号から特定周波数成分
を持つ信号を抽出する帯域通過フィルタ部と、帯域通過
フィルタ部により抽出された複数の特定周波数信号のレ
ベルを算出するレベル算出部と、レベル算出部により算
出された信号レベルの値に基づいて、前記線路等化器の
特性を決定する係数を算出する係数算出部とをそなえる
こともできる（請求項９）。

【００２３】また、線路等化器１を、線路等化器制御部
１６によるフィードバック制御に基づいて、２次のフィ
ルタ，１次のフィルタ又は０次のフィルタのいずれかの
フィルタとして動作するように構成することもでき（請
求項１０）、線路等化器制御部１６を、線路等化器１に
対するフィードバック制御を通じて、受信信号に関する
自動利得制御を行なうように構成することもできる（請
求項１１）。

【００２４】さらに、線路等化器制御部１６の前段にそ
なえられ、線路等化器１からの出力信号についてランダ
ム抽出するランダム抽出回路をそなえることもできる
（請求項１２）。また、上述の帯域通過フィルタ部を、
受信信号の中から複数の特定周波数信号を抽出するバン
ドパスフィルタと、バンドパスフィルタにて抽出された
該複数の特定周波数信号について所定の周波数分シフト
させる周波数シフト部と、周波数シフト部からの該複数
の特定周波数信号のうちの少なくとも一方を抽出するロ
ーパスフィルタとをそなえて構成することもできる（請
求項１３）。

【００２５】この場合においては、周波数シフト部及び
ローパスフィルタを、入力信号の実数成分を一時的に格
納し、１タイミング後に出力する第１の記憶部と、前記
入力信号の虚数成分を一時的に格納し、１タイミング後
に出力する第２の記憶部と、第１の記憶部に記憶された
１タイミング前の実数成分信号と、入力した虚数成分信
号とを加算する第１の加算部と、第２の記憶部に記憶さ
れた１タイミング前の虚数成分と、入力した実数成分と
を加算する第２の加算部とをそなえてなる周波数シフト
・ローパスフィルタ共用部により構成することもできる
（請求項１４）。

【００２６】また、上述のレベル算出部を、帯域通過フ
ィルタ部により抽出された複数の特定周波数信号を和を
演算することにより、送信データにおける中間帯域信号
のレベルを算出する全パワー算出部と、帯域通過フィル
タ部により抽出された複数の特定周波数信号のパワー差
分を算出するパワー差分算出部とをそなえて構成するこ
ともできる（請求項１５）。

【００２７】さらに、係数算出部を、レベル算出部にて
算出された信号レベルのパワー情報を、予め設定された
参照値と比較する比較部と、比較部からの比較結果を積
分する積分回路と、積分回路からの積分演算結果に基づ
いて、前記線路等化器を制御するための係数を算出する
リミッタとをそなえて構成することもできる（請求項１
６）。

【００２８】また、上述の係数算出部の積分回路を、ｎ
桁の信号から下位のｍ桁を抽出する第１の抽出部と、ｎ
桁の信号から上位のｎ−ｍ桁を抽出する第２の抽出部
と、前記第２の抽出部から出力される信号を１／２する
乗算器と、第１の抽出部出力と、前記乗算器出力とを加
算する第１の加算器と、第１の加算器出力が一時的に格
納される記憶部と、記憶部に格納された信号と入力する
ｎ桁の信号とを加算する第２の加算器をそなえることも
できる（請求項１７）。

【００２９】

【発明の実施の形態】図５は本発明の一実施形態にかか
る伝送装置としてのモデムが適用されたデータ通信シス
テムを示すブロック図である。この図５に示すデータ通
信システム４０は、一台の送信用モデム４１と並列に設
けられた複数台（例えば２台）の受信用モデム４２，４
３とが例えば構内回線などのメタリック回線４４を介し
て接続されることにより構成されている。

【００３０】即ち、このデータ通信システム４０におい
ては、送信用モデム４１からメタリック回線４４を介し
て１．５Ｍｂｐｓの伝送速度を有する各種のデータを受
信用モデム４２，４３に対して伝送することができるよ
うになっている。即ち、送信用モデム４１と受信用モデ
ム４２，４３との間では、例えば画像情報のように情報
量が多いデータを同報で伝送することができる。

【００３１】例えば、テレビ会議システムや交通機関で
の事故現場の状況を遠隔地で確認しうるシステムを構築
する場合においても、この図５に示すようなデータ通信
システム４０により、必要な画像情報の同報伝送（同一
内容の画像情報の並行伝送）を行なうことができる。換
言すれば、図５に示すデータ通信システム４０では、送
信用モデム４１に図示しないホスト装置等を接続し、受
信用モデム４２，４３に各種受信端末を接続することに
より、ホスト装置からの画像データ等を送信用モデム４
１を介して送信するとともに、送信用モデム４１ではホ
スト装置からの送信データに必要な変調処理等を施し、
メタリック回線４４及び受信用モデム４２，４３を介し
て送信するようになっている。これにより、各種受信端
末においては送信用モデム４１からの送信データを同時
に受信することができる。

【００３２】ところで、上述の図５に示す送信用モデム
４１は、例えば図４に示す送信部２０をそなえて構成さ
れている。ここで、この図４に示す送信部２０は、論理
処理部２１，ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）２２，ナイ
キスト信号発生部２３，加算器２４，変調部２５，Ｄ／
Ａ変換部２６及びローパスフィルタ（ＬＰＦ；Low Pass
Filter)２７をそなえている。

【００３３】なお、この送信部２０を構成する論理処理
部２１を、例えばＭＰＵにより構成するとともに、ロー
ルオフフィルタ２２，ナイキスト周波数発生部２３，加
算器２４及び変調部２５をＤＳＰにより構成することが
できる。ここで、論理処理部２１は、例えばグレイコー
ド／ナチュラルコード変換、送信データに応じた信号点
の発生の処理等の論理処理を行なうもので、ロールオフ
フィルタ２２は論理処理部２１からの送信信号の波形成
形を行なうものである。

【００３４】さらに、ナイキスト周波数信号発生部２３
は、ナイキスト周波数成分を持つ信号を発生するもので
あり、加算器２４は、ロールオフフィルタ２２出力とナ
イキスト周波数信号発生部２３にて発生されたナイキス
ト周波数成分とを加算するものである。また、変調部２
５は、送信データを所定の変調方法により変調するもの
であり、ディジタル／アナログ変換部（Ｄ／Ａ変換部）
２６は、変調されたディジタル送信データをアナログ信
号に変換し、メタリック回線などに伝送できるようにす
るものである。

【００３５】さらに、ローパスフィルタ２７は、使用帯
域外の雑音を除去するものであり、このローパスフィル
タ２７から出力される信号は、メタリック回線４４を介
して受信側のモデムに伝送されるようになっている。こ
れにより、送信部２０においては、例えば図６（ａ）に
示すように、特定帯域（１２ｋＨｚ〜２０４ｋＨｚの帯
域）を有する伝送信号としての送信データ（伝送速度は
１．５Ｍｂｐｓ）３１に、ナイキスト周波数を有するト
ーン信号（１２ｋＨｚ）３２及びトーン信号（２０４ｋ
Ｈｚ）３３を重畳して、メタリック回線４４に伝送する
ようになっている。

【００３６】ここで、送信データ３１に重畳されるトー
ン信号３２は、伝送信号３１の帯域における下限の周波
数成分を有するトーン信号であって、送信データ３１に
重畳されるトーン信号３３は、伝送信号３１の帯域にお
ける上限の周波数成分を有するトーン信号である。ま
た、上述の図５に示す受信用モデム４２，４３は、例え
ば図３に示す受信部１０をそなえて構成されている。

【００３７】ここで、この図３に示す受信部１０は、線
路等化器１，復調部２，ロールオフフィルタ３，受信信
号処理部１５及び線路等化器制御部１６をそなえて構成
されている。線路等化器（ＬＥＱ；Line Eqaulizer）１
は、回線から受信したアナログ信号をディジタル信号に
変換する図示しないアナログ−ディジタル変換器の後段
に設けられ、線路等化器制御部１６からの制御を受け
て、メタリック回線の特性などにより発生する振幅歪み
を補正するためのものである。

【００３８】また、この線路等化器１としては、詳細に
は図７に示すように、２次のリカーシブフィルタにより
構成されている。ここで、この図７に示す線路等化器１
は、乗算器１７１〜１７５，加算器１７６〜１７９及び
タップ（Ｙ１，Ｙ２）１８０，１８１をそなえて構成さ
れている。ここで、乗算器１７１〜１７５は、後述する
線路等化器制御部１６により設定された係数Ａ〜Ｅを入
力信号に乗算するものであり、この係数の設定により線
路等化器１の特性が決定されるようになっている。タッ
プ１８０，１８１はそれぞれ１タイミング前の信号を格
納するタップ（Ｙ１，Ｙ２）である。

【００３９】これにより、線路等化器１には、その前段
に接続されたＡ／Ｄ変換器からの信号（AD1 〜AD4;メタ
リック回線４４回線から受信されたアナログ信号がディ
ジタル信号に変換された信号）が入力され、この入力信
号について所望の特性が与えられた線路等化処理を施し
て出力(RLEQ1〜RLEQ4)するようになっている。また、乗
算器１７１には係数Ａが与えられ、入力信号と乗算され
る。係数Ａの値に応じて、乗算器１７１に入力する信号
のレベルが増減されることになる。即ち、乗算器１７１
はＡＧＣ回路とほぼ同等の機能を有することができる。

【００４０】さらに、乗算器１７２〜１７５には、それ
ぞれ係数Ｂ〜Ｅが供給される。これらの係数は線路等化
器１７０の周波数特性を決定する係数であり、係数Ｂ〜
Ｅの値によって線路等化器１７０の特性が変化するよう
になっている。具体的には、係数Ｃ，Ｅを「０」と設定
することにより、図８（ａ）に示すような１次のフィル
タを構成することができる一方、Ｂ〜Ｅを全て「０」と
設定することにより、図８（ｂ）に示すような０次のフ
ィルタを構成することができるのである。

【００４１】また、図３において、復調部２は線路等化
器１からの受信信号を復調するものであり、ローフオフ
フィルタ（ＲＯＦ）３は復調された受信信号の波形整形
を施すものであり、ロールオフフィルタ３からの出力信
号は受信データを処理するための受信信号処理部１５と
ともに、線路等化器制御部１６に供給されるようになっ
ている。

【００４２】受信信号処理部１５は、ロールオフフィル
タ３からの受信信号について後段の端末において識別を
行なうための信号処理を行なうものであり、ナイキスト
周波数信号をキャンセルするナイキスト信号キャンセラ
（ＮＱＣＬ）１１、ＮＱＣＬ１１の出力を等化する自動
等化器（ＥＱＬ）１２，キャリア位相制御部（ＣＡＰ
Ｃ）１３，受信信号に基づいて信号点判定を行なう判定
部１４などをそなえている。なお、上述の受信信号処理
部１５は従来のモデムとほぼ同様の構成を有しており、
詳細な説明は省略する。

【００４３】線路等化器制御部１６は、ロールオフフィ
ルタ３からの受信信号を入力されて、上述の送信用モデ
ム４１からの送信データ３１に重畳されたトーン信号３
２，３３を抽出し、抽出されたトーン信号３２，３３の
レベルに基づいて、データが伝送されている回線の特性
を判定し、係数Ａ〜Ｅの設定により線路等化器１の自動
調節を行なうものである。

【００４４】換言すれば、線路等化器制御部１６は、抽
出されたトーン信号３２，３３のレベルの比較結果によ
って線路等化器１の自動制御を行ない、受信信号の周波
数特性が平坦となり、且つ受信信号のレベルが所定レベ
ルとなるように線路等化器１の係数Ａ〜Ｅを設定するも
のである。即ち、回線を介して伝送された送信データは
特性が変化する。メタリック回線４４では、例えば図６
（ｂ）に示すように、周波数が高くなるほど信号の減衰
量が大きくなり、送信信号の周波数特性が平坦ではなく
なってくる。また、伝送される距離が長くなればなるほ
ど信号が減衰し、全体的な信号のレベルが低下する。

【００４５】線路等化器制御部１６は、このような受信
信号の減衰をナイキスト周波数信号３２，３３のレベル
に基づいて判定することができ、この判定結果に基づい
て線路等化器１を所望の特性を有するように係数Ａ〜Ｅ
を設定するのである。具体的には、受信信号のナイキス
ト周波数信号３２，３３の平均を取ることによって、送
信データの中間帯域３４における信号のレベルを算出
し、これを振幅値特性情報とすることができる。これに
より、中間帯域のレベルを基準となる信号レベルと比較
することによって、受信信号が全体的にどの位減衰して
いるかを判別することができる。

【００４６】また、ナイキスト周波数信号３２，３３の
差分を取ることによって、２つのナイキスト周波数信号
を結ぶ直線３５の傾きを算出する。直線３５の傾きによ
り、高群のレベルが減衰しているのか、低群のレベルが
減衰しているのかを判断することができ、受信信号の周
波数特性の傾向を示している。即ち、ナイキスト周波数
信号の差分の正負、大小によって受信信号の周波数特性
がどのように劣化しているのかを判断できる。

【００４７】なお、モデム４１の送信部２０では、送信
データ３１に重畳されるナイキスト周波数信号３２，３
３を、モデム４２，４３がメタリック回線４４を介して
接続されている期間中は、継続して伝送するようになっ
ている。即ち、線路等化器制御部１６では、データ伝送
時に重畳されるナイキスト周波数信号３２，３３のレベ
ルを確認することによって、データが伝送されている回
線の特性を推測し線路等化器１を制御することが可能で
あり、送信用モデム４１では受信用モデム４２，４３の
トレーニングを行なわずにデータを伝送しても、線路等
化器１の自動調節を行なうことができるようになるので
ある。

【００４８】換言すれば、本実施形態におけるモデム４
１〜４３を適用したデータ通信システムにおいては、デ
ータ伝送の開始前にトレーニングを行なうことが必要で
なくなり、即座にデータ伝送を開始できるように構成さ
れている。ところで、この図３に示す線路等化器制御部
１６は、詳細には図９に示すように、帯域通過フィルタ
部４，パワー演算部５，加算部６，参照値保持部７，積
分回路８及びリミッタ９をそなえて構成されている。

【００４９】帯域通過フィルタ部４は、受信信号中の特
定周波数成分としてのナイキスト周波数成分３２，３３
を抽出するものであって、高群の周波数を抽出する高群
バンドパスフィルタ（ＢＰＦＨ）と、低群の周波数を抽
出する低群バンドパスフィルタ（ＢＰＦＬ）としての機
能を有しており、後述するように、詳細にはバンドパス
フィルタ（帯域フィルタ）４−１，周波数シフト部４−
２及びローパスフィルタ４−３をそなえて構成されてい
る。

【００５０】なお、帯域通過フィルタ部４においては、
抽出すべき周波数としてのナイキスト周波数信号３２，
３３の周波数を予め設定しておくことができる。また、
パワー演算部５は、帯域通過フィルタ部４を通過した信
号成分のパワー、即ち振幅を計算するものである。換言
すれば、パワー演算部５は、帯域通過フィルタ部４によ
り抽出された特定周波数信号のレベル（後述するような
和レベル及び差レベル）を算出するレベル算出部として
の機能を有している。

【００５１】さらに、加算部６は、参照値保持部７から
の基準値ＲＥＦとパワー演算部５により算出された受信
信号のパワー情報（特定周波数信号のレベル情報）との
差分をとり、振幅誤差及び周波数誤差（振幅値の周波数
特性）を算出するものである換言すれば、加算部６は、
パワー演算部５にて算出された信号レベルのパワー情報
を、参照値保持部７にて予め設定された参照値と比較す
る比較部としての機能を有している。

【００５２】ここで、参照値保持部７にて保持される参
照値ＲＥＦの値には基準となる振幅値が設定される。こ
の参照値ＲＥＦは、送信時のナイキスト周波数成分３
２，３３のレベルと受信時のナイキスト周波数成分３
２，３３の減衰度を比較するための基準値として機能す
るようになっている。さらに、積分回路８は、加算部６
からの誤差成分（振幅誤差情報及び周波数誤差情報）を
積分するものである。リミッタ９は、積分回路８からの
周波数誤差情報に基づいて、線路等化器１を制御するた
めのパラメータとしての係数Ｂ〜Ｅを出力するものであ
る。ここで、線路等化器１を制御するための係数情報Ｂ
〜Ｅは、積分回路８から受信した信号の大きさに応じて
決定される。

【００５３】従って、上述の加算器６，参照値保持部
７，積分回路８及びリミッタ９により、レベル算出部５
により算出された信号レベルの値に基づいて、前記線路
等化器１の特性を決定する係数を算出する係数算出部と
しての機能を有することになる。ところで、上述のバン
ドパスフィルタ４−１の構成としては、詳細には図１０
に示すような等化回路によりあらわすことができる。即
ち、このバンドパスフィルタ４−１は、ロールオフフィ
ルタ３の後段に接続され、受信信号の中から複数のナイ
キスト周波数信号を抽出するためのものである。これに
より、線路等化器１の自動制御のために不要な送信デー
タを含む周波数成分を除去することができる。

【００５４】この図１０に示すように、バンドパスフィ
ルタ４−１には、ＤＣＭ１Ｒ，ＤＣＭ２Ｒ，ＤＣＭ１
Ｉ，ＤＣＭ２Ｉの４つの信号が入力され、送信データを
含む周波数成分の除去された４つの信号ＢＰＦ１Ｒ，Ｂ
ＰＦ２Ｒ，ＢＰＦ１Ｉ，ＢＰＦ２Ｉの４つの信号が出力
されるようになっている。なお、４つの入力信号のそれ
ぞれは、復調部２により復調された信号であり、ベース
バンド信号となっている。また、入力信号，出力信号の
それぞれの信号に付された符号「Ｒ」は実部成分である
ことを示しており、符号「Ｉ」は虚部成分であることを
示している。

【００５５】バンドパスフィルタ４−１は、実部成分か
ら９６ｋＨｚ帯の信号を抽出する部分５１ａと、虚部成
分から９６ｋＨｚ帯の信号を抽出する部分５１ｂとに分
けられている。両者は基本的に同様の構成を有してい
る。さらに、５６，５７はそれぞれタップ（ＹＴ１，Ｙ
Ｔ２）であり、１タイミング前の信号を格納するもので
ある。また、５２，５３はそれぞれ乗算器であり、フィ
ルタの係数ＡＴＭ，ＣＴＭをそれぞれ入力される信号に
対して乗算するものである。また、５４，５５はそれぞ
れ加算器である。

【００５６】周波数シフト部４−２は、バンドパスフィ
ルタ４−１から出力されるＢＰＦ１Ｒ，ＢＰＦ２Ｒ，Ｂ
ＰＦ１Ｉ，ＢＰＦ２Ｉを入力されて、これらの信号につ
いて所定の周波数分（例えば±９６ｋＨｚ）シフトさせ
るものである。ここで、上述の周波数シフト部４−２と
して、＋９６ｋＨｚシフト処理を行なう機能に着目すれ
ば、例えば図１１に示す等価回路８０を用いて構成する
ことができる。さらに、上述の等価回路８０の後段に接
続されるローパスフィルタ４−３としては、詳細には例
えば図１２に示すような等価回路８２を用いて構成する
こともできる。

【００５７】即ち、この周波数シフト部としての等価回
路８０は乗算器８１をそなえて構成されており、この乗
算器８１により、バンドパスフィルタ４−１から入力さ
れる信号を＋９６ｋＨｚで回転させて、ナイキスト周波
数信号に関する＋９６ｋＨｚの周波数シフト処理を行な
うものであり、これにより、後段のローパスフィルタ
（ＬＰＦ）４−３にてナイキスト周波数信号を抽出する
ことができるようになっている。

【００５８】具体的には、バンドパスフィルタ４−１か
らの周波数シフト部４−２に入力される信号のうち、ナ
イキスト周波数成分３２，３３の成分は透過される一
方、送信データの周波数成分が除去されて、図１３に示
すような周波数スペクトルを有するベースバンド信号に
変換されている。即ち、この図１３に示すようにバンド
パスフィルタ４−１からのナイキスト周波数信号３
１′，３２′の周波数成分は±９６ｋＨｚを有してお
り、実部成分と虚部成分とが混じっている。

【００５９】周波数シフト部４−２では、このような±
９６ｋＨｚの位置にあるナイキスト周波数成分を、例え
ば図１４（ａ）又は図１４（ｂ）に示すように、±９６
ｋＨｚシフトさせることにより、ナイキスト周波数成分
中の＋９６ｋＨｚの成分と、−９６ｋＨｚの成分とを分
離するようになっており、これにより、後段のローパス
フィルタ４−３でのナイキスト周波数成分の抽出を容易
なものにしている。

【００６０】具体的には、図１３に示す信号３１′，３
２′を＋９６ｋＨｚシフトさせることにより、図１４
（ａ）に示すように周波数０ｋＨｚの成分７１と、周波
数１９２ｋＨｚの成分７２とに分離することができる一
方、図１２に示す信号３１′，３２′を−９６ｋＨｚシ
フトさせることにより、図１４（ｂ）に示すように周波
数−１９２ｋＨｚの成分７１と、周波数０ｋＨｚの成分
７２とに分離することができるのである。

【００６１】これにより、後段のローパスフィルタ４−
３において、例えば図１４（ａ）のように＋９６ｋＨｚ
シフトした信号が入力されると、低群のナイキスト周波
数信号に相当する一方の信号７１のみを通過させ、高群
のナイキスト周波数信号に相当する他方の信号７２を除
去することができる。同様に、例えば図１４（ｂ）のよ
うに−９６ｋＨｚシフトした信号が入力されると、高群
のナイキスト周波数信号に相当する一方の信号７２のみ
を通過させ、低群のナイキスト周波数信号に相当する他
方の信号７１を除去することができるのである。

【００６２】換言すれば、周波数シフト回路４−２にお
いて、バンドパスフィルタ４−１からの信号をシフトさ
せた後にローパスフィルタ４−３を通過させることによ
って、±９６ｋＨｚのナイキスト周波数信号のうちの少
なくとも一方を抽出することができ、バンドパスフィル
タ４−１を通過させた後の±９６ｋＨｚの成分を分離す
るための処理を行なう必要がなくなる。

【００６３】例えば、上述の周波数シフト回路４−２に
おいて＋９６ｋＨｚの周波数シフトを行なった場合に
は、後段のローパスフィルタ４−３としては図１５に示
すような通過特性Ａを有するようなものを用いることに
より、低群のナイキスト周波数信号に相当する一方の信
号（直流成分）７１のみを通過させ、高群のナイキスト
周波数信号に相当する他方の信号７２を除去することが
できるのである。

【００６４】さらに、ローパスフィルタ４−３としての
等価回路８２は、図１２に示すように、乗算器８３，８
６，加算器８４及びタップ８５をそなえて構成されてい
る。なお、図１２中、二重線はベクトル信号を示す。こ
こで、乗算器８３は、入力される信号に対して係数値Ｌ
ＰＡ１を乗算するものであり、加算器８４は、乗算器８
３から入力される信号に乗算器８６から入力される信号
を加算するものであり、タップ８５は加算器８４からの
１タイミング前の信号を格納するものであり、乗算器８
６はタップ８５からの出力に対して係数ＬＰＡ２を乗算
し、加算器８４に出力するものである。

【００６５】従って、上述の周波数シフト部４−２とし
て、＋９６ｋＨｚシフト処理を行なう機能部（図１２の
符号８０参照）とともに−９６ｋＨｚシフト処理を行な
う機能部をそなえる一方、ローパスフィルタとして、周
波数シフト部としての各機能部からの出力信号につい
て、それぞれローパスフィルタ処理を施すような等価回
路を並列的にそなえることにより、ローパスフィルタを
構成することができる。

【００６６】また、上述の周波数シフト部４−２にて＋
９６ｋＨｚシフト処理を行なう機能に着目した場合にお
いては、ローパスフィルタ４−３として、図１６に示す
ような等価回路１１０で構成されるものを用いることが
できる。この図１６に示す等価回路８９は、加算器８７
及びタップ８８のみにより構成され、図１２に図示され
る等価回路８２の場合に比して、各種係数を乗算する必
要がなく、処理数を少なくすることができる。特に、本
実施形態にかかるモデムが伝送速度が高いことに対応し
て、等価回路の構成を簡易化させて、ＤＳＰの処理サイ
クルに余裕を持たせることができる。

【００６７】周波数シフト部４−２の前段には、既に説
明した通り９６ｋＨｚ帯域の信号のみを通過させるバン
ドパスフィルタ４−１が接続されている。そのため、そ
の他の帯域成分はシフト回路４−２への入力時点でほぼ
除去されており、その分周波数シフト部４−２の後段の
ローパスフィルタ４−３の構成を簡易化することができ
る。

【００６８】つまり、図１６に示す等価回路８９は、タ
ップ８８に格納された１タイミング前の信号と今回入力
した信号とを加算することによって、ローパスフィルタ
４−３として機能することができ、図１２に示す等価回
路８２のように、ローパスフィルタ４−３を実現するた
めの各種の係数の乗算を行なう必要がなくなるのであ
る。

【００６９】ところで、上述の周波数シフト回路４−２
及びローパスフィルタ４−３としての機能は、本実施形
態によるシフト回路における周波数シフト量（±９６ｋ
Ｈｚ）が、ナイキスト周波数（１９２ｋＨｚ）の１／２
であることを利用することにより、前述の図１２，図１
６に示すものよりもさらに簡易化させて、例えば後述す
る図１７（ａ），図１７（ｂ）に示す等価回路９０，９
５のように構成することも可能である。

【００７０】ところで、入力される信号をＸ＋ｊＹとす
ると、周波数シフトは以下に示すような式（１）により
表すことができる。 （Ｘ＋ｊＹ）（cos ｘ＋ｊsin ｘ） ＝（Ｘcos ｘ＋Ｙsin ｘ）＋ｊ（Ｙcos ｘ＋Ｘsin ｘ） …（１） また、周波数シフト量に対応する９６ｋＨｚを持つｓｉ
ｎ波とｃｏｓ波とを、π／２毎のフェーズに分解する
と、±９６ｋＨｚシフトさせるためのｓｉｎ波とｃｏｓ
波は図１８（ａ）のようにそれぞれ０あるいは±１で表
現できる。図１８（ｂ），図１８（ｃ）は、それぞれ＋
９６ｋＨｚ，−９６ｋＨｚの波形を示した図である。

【００７１】ここで、＋９６ｋＨｚシフトを行なう場合
には、それぞれのフェーズは式（１）から以下に示すよ
うになる。 フェーズ０： Ｘ＋ｊＹ フェーズ１： Ｙ＋ｊＸ フェーズ２：−Ｘ−ｊＹ フェーズ３：−Ｙ−ｊＸ で表される。この信号が図１７に図示された等価回路９
０に入力されると、等価回路９０では以下に示すような
値が出力される。

【００７２】 フェーズ０＋フェーズ１：（ Ｘ＋Ｙ）＋ｊ（ Ｙ＋Ｘ） フェーズ１＋フェーズ２：（ Ｙ−Ｘ）＋ｊ（ Ｘ−Ｙ） フェーズ２＋フェーズ３：（−Ｘ−Ｙ）＋ｊ（−Ｙ−Ｘ） フェーズ３＋フェーズ０：（−Ｙ＋Ｘ）＋ｊ（−Ｘ＋Ｙ） となる。ここで、フェーズ０＋フェーズ１とフェーズ２
＋フェーズ３とは位相差が１８０°となり、同様にフェ
ーズ１＋フェーズ２とフェーズ３＋フェーズ０との位相
差は１８０°である。また、フェーズ０＋フェーズ１と
フェーズ１＋フェーズ２，フェーズ１＋フェーズ２とフ
ェーズ２＋フェーズ３との位相差はそれぞれ９０°であ
る。

【００７３】また、−９６ｋＨｚシフトを行なう場合に
は、式（１）より、 フェーズ０： Ｘ＋ｊＹ フェーズ１： Ｙ−ｊＸ フェーズ２：−Ｘ−ｊＹ フェーズ３：−Ｙ＋ｊＸ となる。その結果、図１６の簡易ＬＰＦに各フェーズの
信号を入力させた結果は、 フェーズ０＋フェーズ１：（ Ｘ＋Ｙ）＋ｊ（ Ｙ−Ｘ） フェーズ１＋フェーズ２：（ Ｙ−Ｘ）＋ｊ（−Ｘ−Ｙ） フェーズ２＋フェーズ３：（−Ｘ−Ｙ）＋ｊ（−Ｙ＋Ｘ） フェーズ３＋フェーズ０：（−Ｙ＋Ｘ）＋ｊ（ Ｘ＋Ｙ） となる。なお、位相の関係は＋９６ｋＨｚシフトの場合
と同様である。

【００７４】ここで、フェーズ０とフェーズ１との関係
のみに着目した場合、＋９６ｋＨｚ，−９６ｋＨｚシフ
トさせるための等価回路を、それぞれ図１７（ａ），図
１７（ｂ）に示すように構成することができる。なお、
詳細は後述するが、本実施形態による周波数シフト部４
−２及びローパスフィルタ４−３は、ナイキスト周波数
１９２ｋＨｚよりも低い１２ｋＨｚによる処理を行なう
ため、周波数シフトの処理を行なう場合には、フェーズ
０とフェーズ１との関係のみに着目するようにしても充
分である。

【００７５】即ち、図１７（ａ）に示す等価回路９０
は、＋９６ｋＨｚシフト処理を行なう周波数シフト部４
−２としての機能と、ローパスフィルタ４−３としての
機能を有し、タップ９１，９２及び加算器９３，９４を
そなえて構成されている。一方、図１７（ｂ）に示す等
価回路９５は、−９６ｋＨｚシフト処理を行なう周波数
シフト部４−２としての機能と、ローパスフィルタ４−
３としての機能を有し、タップ９６，９７及び加算器９
８，９９をそなえて構成されている。

【００７６】図１７（ａ）に図示される等価回路では、
入力端から入力された実部成分Ｘ，虚部成分Ｙは、それ
ぞれタップ９１，９２に供給されるとともに、加算器９
３，９４に供給される。加算器９３では、タップ９１か
らの１タイミング前の入力実部成分Ｘと、今回入力され
た虚部成分との差分を取る一方、加算器９４ではタップ
９２からの１タイミング前の入力虚部成分Ｙと今回入力
された実部成分Ｘとを加算する。

【００７７】加算器９３の出力（Ｘ−Ｙ）は、「フェー
ズ０＋フェーズ１」の実部成分であり、ＬＰＦＲとして
出力される一方、加算器９４の出力（Ｙ＋Ｘ）は「フェ
ーズ０＋フェーズ１」の虚部成分であり、ＬＰＦＩとし
て出力される。また、図１７（ｂ）に図示される等価回
路の場合においては、入力端から入力された実部成分
Ｘ，虚部成分Ｙは、それぞれタップ９６，９７に供給さ
れるとともに、加算器９８，９９に供給される。

【００７８】加算器９８では、タップ９６からの１タイ
ミング前の入力実部成分Ｘと、今回入力された虚部成分
Ｙとを加算する（Ｘ＋Ｙ）。また、加算器９９では、タ
ップ９７に格納された１タイミング前の入力虚部成分Ｙ
と今回入力された実部成分Ｘとの差分を取る（Ｙ−
Ｘ）。これにより、加算器９８の出力はＬＰＦＲとし
て、加算器９９の出力はＬＰＦＩとしてそれぞれ出力さ
れる。

【００７９】上述したような構成の等価回路９０，９５
を、図１９に示すようにパワー演算部５の前段に介装す
ることにより、これら等価回路９０，９５は、周波数シ
フト・ローパスフィルタ共用部として機能することにな
る。さらに、この図１９に示す周波数シフト部４−２及
びローパスフィルタ４−３，パワー演算部５及び加算部
６により、第１ＲＬＥＱ制御部１３０が構成される。な
お、このＲＬＥＱ制御部１３０についても例えばＤＳＰ
を用いて構成することができる。

【００８０】ここで、この図１９に示す等価回路９０に
おいては、前述の図１０に示すバンドパスフィルタ４−
１からの信号(BPF1R,BPF2R,BPF1I,BPF2I）を入力され
て、ベースバンド帯のナイキスト周波数信号３１′，３
２′（図１３参照）から低群、即ち−９６ｋＨｚ帯のナ
イキスト周波数信号７１（図１４（ａ）参照）を抽出す
るようになっている。

【００８１】同様に、等価回路９５においては、バンド
パスフィルタ４−１からのナイキスト周波数信号３
１′，３２′（図１３参照）から高群、即ち＋９６ｋＨ
ｚ帯のナイキスト周波数信号７２（図１４（ｂ）参照）
を抽出するようになっている。なお、図１９中、乗算器
１００ａは、前述の図１７（ａ）においては図示されて
いない等価回路９０の構成要素であって、加算器９３及
び加算器９４からの出力信号についてベクトル信号化さ
れたものを入力されて、後段の信号処理にてオーバーフ
ローが発生することを防止すべく、レベル調整値として
の例えば「１／２」を乗算するものである。

【００８２】また、乗算器１００ｂは、前述の図１７
（ｂ）においては図示されていない等価回路９５の構成
要素であって、加算器９８及び加算器９９からの出力信
号についてベクトル信号化されたものを入力されて、後
段の信号処理にてオーバーフローが発生することを防止
すべく、レベル調整値としての例えば「１／２」を乗算
するものである。

【００８３】なお、上述の周波数シフト部４−２，ロー
パスフィルタ４−３の等価回路９０，９５において、符
号１Ｒ，１Ｉ，２Ｒ，２Ｉはそれぞれ入力する信号を示
しており、符号Ｒ，Ｉはそれぞれの信号が実部成分，虚
部成分であることを示し、「１」，「２」はそれぞれ等
価回路９０，９５に入力した順を示している。つまり、
信号１Ｒ，１Ｉは信号２Ｒ，２Ｉよりも１タイミング前
に入力した（つまりタップ９１，９２，９６，９７に格
納された）信号であることを示している。

【００８４】ところで、図３又は図９に示すパワー演算
部５は、詳細には図１９に示すような等価回路１０１
ａ，１０１ｂにより構成され、加算部６についても、詳
細には図１９に示すような等価回路１０４ａ，１０４ｂ
により構成される。なお、図１９中で二重線で図示され
ている経路は、ベクトル信号を示し、実線で図示された
経路はスカラー信号の経路となっている。また、図中Ｘ
は実部信号を、Ｙは虚部信号を示している。

【００８５】ここで、パワー演算部５を構成する等価回
路１０１ａは、帯域通過フィルタ部４にて抽出された２
つのナイキスト周波数信号（図１４（ａ）の符号７１に
示すトーン信号及び図１４（ｂ）の符号７２に示すトー
ン信号参照）のレベルの和（１／２を乗算しているので
値としては平均値）を演算することにより、送信データ
における中間帯域信号のレベルを算出する全パワー算出
部として機能するものであり、加算器１０３ａをそなえ
て構成されている。

【００８６】さらに、等価回路１０１ｂは、複数の特定
周波数信号としての２つのトーン信号７１，７２のパワ
ー差分を算出することにより、抽出された２つのナイキ
スト周波数信号のレベル値を結ぶ直線の傾き成分を算出
するパワー差分算出部として機能するものであり、加算
器１０３ｂをそなえている。また、図３又は図９に示す
加算部６は、上述のパワー演算部５にて演算された中間
帯域信号３４のレベル及び２つのトーン信号のパワー差
分を入力され、これらの値の、送信時に重畳されたトー
ン信号における値に対する誤差を算出する誤差算出部と
して機能するものであって、振幅誤差算出部１０４ａと
周波数誤差算出部１０４ｂとをそなえて構成されてい
る。

【００８７】ここで、振幅誤差算出部１０４ａは、参照
値保持部７からの所定の大きさを持つ第１基準値（参照
値）ＲＥＦ１と全パワー算出部１０１ａからの信号との
差分を演算する加算器１０５ａをそなえ、この加算器１
０５ａにおける演算結果を振幅値誤差情報として出力す
るようになっている。なお、第１基準値ＲＥＦとしては
例えば１６進で〔４０００〕とすることができるが、こ
の値は適宜選択できる。

【００８８】また、周波数誤差算出部１０４ｂは、参照
値保持部７からの所定の大きさを持つ第２基準値（参照
値）ＲＥＦ２とパワー算出部１０１ｂからの信号との差
分を演算する加算器１０５ｂをそなえ、この加算器１０
５ｂにおける演算結果に応じた値を周波数誤差情報とし
て出力するようになっている。なお、上述の第２基準値
ＲＥＦ２は、１６進で

〔００００〕とすることができ
る。

【００８９】これにより、この図１９に示す第１ＲＬＥ
Ｑ制御部１３０では、バンドパスフィルタ４−１から入
力されるベクトル信号が、実部成分と虚部成分を持つ２
つのスカラー信号に分けられて、周波数シフト部４−
２，ローパスフィルタ４−３に入力される。周波数シフ
ト部４−３及びローパスフィルタ４−３として機能する
機能部（等価回路９０，９５）からの出力信号は、パワ
ー演算部５としての機能部（等価回路１０１ａ，１０１
ｂ）に入力される。

【００９０】パワー演算部５の全パワー算出部１０１ａ
には、等価回路９０からの低群ナイキスト周波数信号が
入力され、パワー差分算出部１０１ｂには等価回路９５
からの高群ナイキスト周波数信号が入力される。全パワ
ー算出部１０１ａの加算器１０３ａでは、低群ナイキス
ト周波数信号と高群ナイキスト周波数信号とを加算す
る。ここで、それぞれの信号は乗算回路１３１ｇにより
１／２にされているため、加算器１３２ｄの出力は２つ
のナイキスト周波数信号の平均値、つまり中間帯域信号
（図６（ｂ）の符号３４参照）のレベルに相当するもの
となる。

【００９１】一方、パワー差分算出部１０１ｂの加算器
１０３ｂでは、高群ナイキスト周波数信号から低群ナイ
キスト周波数信号を差し引く。これによって、２つのナ
イキスト周波数信号の振幅の差を求めることができ、図
６（ｂ）の直線の傾きＢが算出される。これによって、
受信信号の周波数特性が算出される。パワー演算部５
（全パワー算出部１０１ａ及びパワー差分算出部１０１
ｂ）からの出力は、誤差算出部としての加算部６（振幅
誤差算出部１０４ａ及び周波数誤差算出部１０４ｂ）に
入力される。

【００９２】振幅誤差算出部１０４ａでは、加算器１０
５ａにおいて、全パワー算出部１３２ａからの信号を、
所定の大きさを持つ第１基準値ＲＥＦ１と比較し、受信
信号の減衰量を算出し、振幅誤差情報として出力する。
周波数誤差算出部１０４ｂでは、加算器１０５ｂにおい
て、パワー差分算出部１０１ｂからの信号を、所定の大
きさを持つ第２基準値ＲＥＦ２と比較し、その結果に応
じた値を、周波数誤差情報として出力する。

【００９３】受信信号の周波数特性が平坦である場合に
は、２つのナイキスト周波数信号のレベルは同一であ
り、パワー差分算出部１０１ｂからの出力は「０」とな
る。また、パワー差分算出部１０１ｂの出力が１６進の
参照値

〔００００〕よりも大きい場合、即ち正の値をと
る場合には、受信信号の高域成分が低域成分よりも大き
いことがわかる。そして、この場合には、周波数誤差算
出部１０４ｂからは負の値を持つ信号が出力される。

【００９４】一方、パワー差分算出部１０１ｂの出力が

〔００００〕よりも小さい場合、つまり負の値をとる場
合には、逆に高域成分が減衰していることがわかる。こ
の場合、周波数誤差算出部１０４ｂからは正の値をもつ
信号が出力される。従って、周波数誤差算出部１０４ｂ
の出力は、受信信号の周波数特性を示していることにな
る。

【００９５】このように、第１ＲＬＥＱ制御部１３０に
おいては、誤差算出部としての加算部６から出力される
信号の値に応じて、受信信号の振幅誤差と周波数誤差を
判別することができるようになっている。ところで、図
３又は図９に示す積分回路８は、上述の第１ＲＬＥＱ制
御部１３０出力としての加算部６からの振幅誤差情報及
び周波数誤差情報について積分するものであり、図２０
に示すような第２ＲＬＥＱ制御部として構成されるよう
になっている。即ち、この図２０に示す第２ＲＬＥＱ制
御部８は、振幅誤差積分部１４２及び周波数誤差積分部
１４３をそなえた二段構成を有している。

【００９６】また、振幅誤差積分部１４２は、詳細には
ＡＮＤ回路１４１ａ，加算器１４１ｃ，乗算器１４１
ｅ，加算器１４１ｇ，ＡＮＤ回路１４１ｉ，１４１ｋ，
タップ１４１ｍ，加算器１４１ｏ，乗算器１４１ｑ，１
４１ｓ，加算器１４１ｕ，二乗回路１４１ｗ及びタップ
１４１ｙがそなえられている。同様に、周波数誤差積分
部１４３は、詳細にはＡＮＤ回路１４１ｂ，加算器１４
１ｄ，乗算器１４１ｆ，加算器１４１ｈ，ＡＮＤ回路１
４１ｊ，１４１ｌ，タップ１４１ｎ，加算器１４１ｐ，
乗算器１４１ｒ，１４１ｔ，加算器１４１ｖ，二乗回路
１４１ｘ及びタップ１４１ｚがそなえられている。

【００９７】上述の振幅誤差積分部１４２及び周波数誤
差積分部１４３は、それぞれ扱う情報種別が異なる以外
は基本的な構成は同じであるため、特に上段に着目して
説明を行ない、必要な部分について下段の説明を行なう
こととする。ここでまず、振幅誤差積分部１４２のＡＮ
Ｄ回路１４１ａ，加算器１４１ｃ，乗算器１４１ｅまで
の信号処理について図２１を用いて説明する。なお、こ
こでは信号は１６進法により表記している。

【００９８】本実施形態によるＲＬＥＱ制御部１３０，
８はＤＳＰを使用しているが、このＤＳＰは＋２．０〜
−２．０の範囲の信号を扱うことができるものであると
する。そのため、図２１の表では１０進で表記された数
値は＋２．０〜−２．０の範囲となっている。また、１
６進法による数値は

〔００００〕〜〔ＦＦＦＦ〕の範囲
を取りうる。ここで、＋０．０〜＋２．０は〔０００
０〕〜〔７ＦＦＦ〕が対応しており、−０．０〜−２．
０は〔ＦＦＦＦ〕〜〔８０００〕の範囲になっている。

【００９９】ＡＮＤ回路１４１ａでは、入力される信号
と１６進の〔８０００〕のＡＮＤ（論理積演算）が取ら
れる。これによって、ＡＮＤ回路１４１ａに入力される
信号から極性ビットを抽出することができる。即ち、こ
のＡＮＤ回路１４１ａにおいて、

〔００００〕〜〔７Ｆ
ＦＦ〕の範囲の数値と〔８０００〕とのＡＮＤを取ると
ＡＮＤ結果が

〔００００〕となり、〔ＦＦＦＦ〕〜〔８
０００〕の範囲の数値と〔８０００〕とのＡＮＤ演算の
結果は〔８０００〕となる。

【０１００】つまり、入力信号の符号が正の場合にはＡ
ＮＤ回路１４１ａの出力は常に

〔００００〕となり、２
進法で表記した場合の先頭ビットは「０」となる一方、
入力信号の符号が負の場合は、ＡＮＤ回路１４１ａの出
力は常に〔８０００〕となり、先頭ビットは「１」とな
る。即ち、ＡＮＤ回路１４１ａの出力により、入力信号
の正負を判別することができる。ここで、

〔００００〕
は１０進法の＋０．０、〔８０００〕は同じく−２．０
に対応している。

【０１０１】続いて、加算器１４１ｃにより１６進表記
の〔４０００〕がＡＮＤ回路１４１ａの出力に加算され
る。〔４０００〕は１０進法の＋１．０に対応している
ため、加算器１４１ｃへの入力信号が

〔００００〕の場
合には加算器１４１ｃの出力は〔４０００〕（１０進法
の＋１．０）となり、加算器１４１ｃへの入力信号が
〔８０００〕の場合には加算器１４１ｃの出力は〔Ｃ０
００〕（１０進法で−１．０）となる。このように、加
算器１４１ｃからは振幅誤差積分回路１４２に入力され
る信号の正負に応じて１０進表記の±１．０の値が出力
される。

【０１０２】さらに、加算器１４１ｃの出力は乗算器１
４１ｅに供給され、１６進法の〔０００１〕と乗算され
る。加算器１４１ｃの出力が〔４０００〕の場合には、
乗算器１４１ｅの出力は〔０００１〕となり、これは＋
ＬＳＢとなる。一方、加算器１４１ｃの出力が〔Ｃ００
０〕の場合には、乗算器１４１ｅの出力は〔ＦＦＦＦ〕
となり、これは−ＬＳＢとなる。

【０１０３】従って、乗算器１４１ｅからは入力信号の
振幅に対応した符号を持つ信号ＡＬＬが出力される。Ａ
ＬＬは入力信号のレベルが基準値よりも小さい場合に＋
ＬＳＢを出力し、入力信号のレベルが基準値よりも大き
い場合には、−ＬＳＢを出力する。即ち、ＡＮＤ回路１
４１ａ〜乗算器１４１ｅにより、入力する信号の符号に
応じて±ＬＳＢを出力することができるようになってい
るのである。

【０１０４】なお、周波数誤差積分部１４３の乗算器１
４１ｆからは入力信号の周波数特性に応じた符号を持つ
信号ＤＦＦが出力される。このＤＦＦとしては入力信号
の高群が小さい場合に＋ＬＳＢを出力し、入力信号の高
群が大きい場合に−ＬＳＢを出力する。また、加算器１
４１ｇにおいて、乗算器１４１ｅから出力されたＡＬＬ
とタップ１４１ｍにて格納されたＡＬＬＡとを加算す
る。周波数積分部１４３の加算器１４１ｈにおいても同
様に、乗算器１４１ｆからのＤＦＦとともにタップ１４
１ｎに格納されたＤＦＦＡとを加算して出力する。

【０１０５】振幅誤差積分部１４２のＡＮＤ回路１４１
ｉは、加算器１４１ｇからの出力信号と１６進〔００Ｆ
Ｆ〕とのＡＮＤを取り、加算器１４１ｇからの出力信号
についての２進法で表記した場合の下位８ビットを抽出
するものである。同様に、ＡＮＤ回路１４１ｋは加算器
１４１ｇからの信号と１６進〔ＦＦ００〕とのＡＮＤを
取り、加算器１４１ｇからの出力信号についての上位８
ビットを抽出するものである。

【０１０６】図２２は、ＡＮＤ回路１４１ｋでの処理を
説明するための図である。即ち、ＡＮＤ回路１４１ｋに
おいて入力信号に対して１６進〔ＦＦ００〕とのＡＮＤ
演算を行なった結果は、入力信号が

〔００００〕〜〔０
０ＦＦ〕の範囲である場合には、ＡＮＤ結果はいずれも

〔００００〕となるが、入力信号が〔０１００〕〜〔７
ＦＦＦ〕の範囲にある場合には、ＡＮＤ結果は〔０１０
０〕〜〔７Ｆ００〕となり、これによって入力信号の上
位８ビットが抽出される。

【０１０７】同様に、入力信号が〔ＦＦＦＦ〕〜〔８０
００〕の範囲にある場合には、ＡＮＤ結果は〔ＦＦ０
０〕〜〔８０００〕となり、図２２に図示されるように
上位８ビット（図２２の場合は１６進表記となってい
る）が抽出される。一方、ＡＮＤ回路１４１ｉにより入
力信号と〔００ＦＦ〕とのＡＮＤを取った結果を見る
と、

〔００００〕〜〔００ＦＦ〕の範囲ではＡＮＤ結果
は

〔００００〕〜〔００ＦＦ〕、つまり入力信号と同一
の信号が出力される。また、〔０１００〕〜〔７ＦＦ
Ｆ〕の範囲では、順次

〔００００〕〜〔００ＦＦ〕が繰
り返される。

【０１０８】一方、乗算器１４１ｑは、ＡＮＤ回路１４
１ｋからの出力に対して１／２を乗算するものであり、
ＡＮＤ回路１４１ｋの出力（上位８ビット）の１／２の
数値が出力されるようになっている。具体的には、図２
２に示すように、入力信号が

〔００００〕〜〔００Ｆ
Ｆ〕の範囲にある場合には、ＡＮＤ結果の上位８ビット
は

〔００〕であり、乗算器１４１ｑの出力は〔０００
０〕となる。一方、入力信号が〔０１００〕の場合に
は、乗算器１４１ｑの出力は〔００８０〕となる。ま
た、入力信号が〔ＦＦＦＦ〕の場合には、乗算器１４１
ｑの出力は〔ＦＦ８０〕（〔００８０〕の正負が逆転し
たもの）となる。

【０１０９】さらに、加算器１４１ｏでは、ＡＮＤ回路
１４１ｉの出力（入力信号の下位８ビット）と乗算器１
４１ｑの出力（入力信号の上位８ビットの１／２）とが
加算される。その結果、入力信号が

〔００００〕〜〔０
０ＦＦ〕の範囲にある場合には、乗算器１４１ｑの出力
が

〔００００〕のために、加算器１４１ｏからは入力信
号と同じ値を持つ信号が出力される。加算器１４１ｏか
らの出力信号は、前述のタップ１４１ｍにＡＬＬＡとし
て格納され、順次入力されるＡＬＬ（±ＬＳＢ）と加算
される。

【０１１０】一方、入力信号が〔０１００〕の場合には
加算器１４１ｏの出力は〔００８０〕となり、入力信号
が〔ＦＦＦＦ〕の場合にも加算器１４１ｏの出力は〔０
０８０〕となる。この〔００８０〕という値は、〔００
００〕と〔００ＦＦ〕との丁度中間にあたる。このよう
に、加算器１４１ｏから出力された〔００８０〕という
値は上述の場合と同様にタップ１４１ｍにＡＬＬＡとし
て格納される。

【０１１１】ここで、加算器１４１ｇに入力されるの
は、±ＬＳＢであるため、加算器出力は一時に±１ＬＳ
Ｂ程度の変動となる。そのため、加算器１４１ｇからの
入力信号が

〔００００〕〜〔００ＦＦ〕の範囲を外れた
場合（〔０１００〕か〔ＦＦＦＦ〕には、ＡＬＬＡには
〔００８０〕がセットされる。さらに、

〔００００〕〜
〔００ＦＦ〕の範囲は、線路等化器１の調整幅を決定す
るための範囲となっている。そして、加算器１４１ａの
加算結果が前述の範囲を超えた場合、加算器１４１ｏか
らの出力〔００８０〕は、上述の加算結果をこの範囲の
中間位置に引き戻す作用をなし、中間位置から再び加算
を始めることができるようになっている。

【０１１２】この範囲は適宜選ぶことができ、これは上
位ビットと下位ビットをそれぞれ何ビットにするかによ
って決定される。例えば、上位ビットのビット数を減ら
すことによってこの幅を広くとることができ、逆に上位
ビット数を増やすことによってこの幅を狭くすることが
できる。なお、加算器１４１ｇ，ＡＮＤ回路１４１ｉ，
１４１ｋ，タップ１４１ｍ，乗算器１４１ｑ及び加算器
１４１ｏは積分回路を構成し、加算器１４１ｈ，ＡＮＤ
回路１４１ｊ，１４１ｌ，タップ１４１ｎ，乗算器１４
１ｒ及び加算器１４１ｐについても積分回路を構成して
いるが、これらの積分回路は、上記の数値の幅に応じて
積分回路の時定数を長くしたり短くしたりすることがで
きる。

【０１１３】また、上述の如き積分回路に供給される信
号（ＡＬＬ，ＤＦＦ）は±１であり、加算器１４１ｇか
ら出力される加算値は一時に±１ＬＳＢしか変化しな
い。積分回路からの出力は後段の線路等化器を制御する
ために用いられるが、このような±ＬＳＢのようにでき
る限り小さい値を用いることによって、線路等化器の変
動を抑え、線路等化器の動作を安定させることができ
る。

【０１１４】換言すれば、積分回路から出力される信号
の変動幅が大きい場合のように、線路等化器の動作の変
動の仕方が大きくなりすぎ、線路等化器を安定して動作
させることができなくることを防止している。ところ
で、振幅誤差積分部１４２の乗算器１４１ｓでは、ＡＮ
Ｄ回路１４１ｋの出力に１６進〔００４０〕を乗算す
る。この結果乗算器１４１ｓからは再び±ＬＳＢが出力
される。

【０１１５】乗算器１４１ｓからの出力信号（±ＬＳ
Ｂ）は、加算器１４１ｕ，二乗回路１４１ｗ，タップ１
４１ｙにより構成される積分回路で再び積分され、振幅
誤差を示す信号ＡＬＥＱ（線路等化器１に入力される係
数Ａ）として出力される。周波数誤差積分部１４３にお
いても、上述の場合と同様に、加算器１４１ｖ，二乗回
路１４１ｘタップ１４１ｚにより構成される積分回路で
積分された後、周波数特性の誤差を示す信号ＦＬＥＱと
して出力される。

【０１１６】これにより、第１ＲＬＥＱ制御部１３０か
らの振幅誤差情報からＡＬＬ（±ＬＳＢ）を生成し、こ
の±ＬＳＢによって振幅誤差を示す信号ＡＬＥＱを生成
することができる。即ち、この信号ＡＬＥＱにより後段
の線路等化器１の係数を調整して、入力信号のレベルを
補正することができる。具体的には、ＡＬＬとして＋Ｌ
ＳＢが出力されると入力信号のレベルを増幅させるよう
な線路等化器１の係数が設定され、ＡＬＬとして−ＬＳ
Ｂが出力されると、入力信号のレベルを減衰させるよう
な線路等化器１の係数が設定されるのである。

【０１１７】換言すれば、第２ＡＬＥＱ制御部８から出
力される信号ＡＬＥＱは、第１ＲＬＥＱ制御部１３０に
入力される信号のレベルが基準値よりも小さい場合に増
大し、第１ＲＬＥＱ制御部１３０に入力される信号レベ
ルが基準値よりも大きい場合に減少する。従って、前述
の線路等化器１（図７参照）における乗算器１７１から
出力される信号は、ＡＬＥＱの大きさに応じてレベルが
調整される。具体的には、第１ＲＬＥＱ制御部１３０へ
の入力信号が小さい場合には乗算器１７１の出力は大き
くなり、第１ＲＬＥＱ制御部１３０への入力信号が大き
い場合には乗算器１７１の出力信号の値が抑えられる。
このように、乗算器１７１は、入力される振幅誤差信号
ＡＬＥＱによって実質的にＡＧＣ回路として機能するこ
とになるのである。

【０１１８】また、第２ＲＬＥＱ制御部８では、第１Ｒ
ＬＥＱ制御部１３０からの振幅誤差情報からＤＦＦ（±
ＬＳＢ）を生成し、この±ＬＳＢによって振幅誤差を示
す信号ＦＬＥＱを生成することができる。即ち、この信
号ＦＬＥＱにより後段の線路等化器１の係数を調整し
て、入力信号の周波数特性を補正することができるので
ある。

【０１１９】具体的には、ＤＦＦとして＋ＬＳＢが出力
されると、振幅誤差信号ＦＬＥＱに基づいて、高群の周
波数信号を増幅するような線路等化器１の係数が後段の
リミッタ９を介して設定され、ＤＦＦとして−ＬＳＢが
出力されると高群を減衰させるような線路等化器１の係
数がリミッタ９を介して設定されるのである。さらに、
図３又は図９に示すリミッタ９は、詳細には図２３に示
すような構成を有している。即ち、この図２３に示すリ
ミッタ９は、第２ＲＬＥＱ制御部（積分回路）８からの
振幅誤差を示す信号ＦＬＥＱに基づいて、前述の図７に
示す線路等化器１の係数Ｂ〜Ｅを設定するものであり、
各係数Ｂ〜Ｅを設定するためのＢＬＥＱ部２１２，ＣＬ
ＥＱ部２１３，ＤＬＥＱ部２１４及びＥＬＥＱ部２１５
をそなえて構成されている。

【０１２０】即ち、上述のリミッタ９のＢＬＥＱ部２１
２〜ＥＬＥＱ部２１５は、それぞれ、入力されるＦＬＥ
Ｑの値に基づいて、図２４に示すような１次関数特性で
係数Ｂ〜Ｅの値を設定（又は生成）して出力するように
なっている。なお、この図２４において、横軸はＦＬＥ
Ｑの大きさを示しており、最右端が０であり、左側ほど
ＦＬＥＱの値が大きくなる。前述したように、ＦＬＥＱ
は、低群ナイキスト周波数信号と高群ナイキスト周波数
信号のレベルの差分に対応した値である。また、横軸は
係数の値であり、最下端が０であり上となるに従って値
が小さくなる（負となる）例を図示している。

【０１２１】ここで、ＢＬＥＱ部２１２は、ＦＬＥＱの
値に対して１次関数（ｙ＝ａｘ＋ｂ；この場合において
はｙはＢに該当し、ｘはＦＬＥＱに該当する）における
傾きａに該当する値ａＢを乗算する乗算器２１２ａをそ
なえており、これにより、ＢＬＥＱ部２１２から出力さ
れる係数値Ｂは、入力されるＦＬＥＱの値に応じて図２
６に示すＢＬＥＱのように変化するようになっている。

【０１２２】同様に、ＤＬＥＱ部２１４は、ＦＬＥＱの
値に対して１次関数（ｙ＝ａｘ＋ｂ）における傾きａに
該当する値ａＤを乗算する乗算器２１４ａをそなえてお
り、これにより、ＤＬＥＱ部２１４から出力される係数
値Ｄは、入力されるＦＬＥＱの値に応じて図２６に示す
ＤＬＥＱのように変化するようになっている。一方、係
数ＣＬＥＱについては、１次関数（ｙ＝ａｘ＋ｂ）にお
ける切片ｂに該当する項は０ではないため、ＣＬＥＱ部
２１３には乗算器２１３ａに加えて加算器２１３ｂがそ
なえられている。乗算器２１３ａによりＦＬＥＱと係数
ａＣ（ＣＬＥＱの傾き）が乗算され、その結果に対して
更に加算器２１３ｂにて係数ｂＣが加算されるようにな
っている。

【０１２３】同様に、係数ＥＬＥＱについても、１次関
数（ｙ＝ａｘ＋ｂ）における切片ｂＢ該当する項は０で
はなく、ＥＬＥＱ部２１５には乗算器２１５ａに加えて
加算器２１５ｂがそなえられている。乗算器２１５ａで
はＦＬＥＱと係数ａＥが乗算され、加算器２１５ｂによ
り更に係数ｂＥが加算される。ここで、係数ＣＬＥＱ，
ＥＬＥＱについては、図２４中における（２）の領域で
はその値を０とする必要がある。そのため、ＣＬＥＱ部
２１３，ＥＬＥＱ部２１５では、領域（２）で係数値を
０とするための回路がそなえられている。

【０１２４】即ち、ＣＬＥＱ部２１３には、上述の乗算
器２１３ａ及び加算器２１３ｂのほか、加算器２１３ｃ
と加算器２１３ｄとがそなえられている。加算器２１３
ｃは加算器２１３ｂの出力に２．０を加算するもので、
加算器２１３ｄは加算器２１３ｃの出力に−２．０を加
算するものである。図２５は加算器２１３ｃ，２１３ｄ
の作用を説明するための図である。

【０１２５】加算器２１３ｂの出力は、図２５のＣＬＥ
Ｑ（１）に対応している。図２５において点線の部分は
本来係数値が０となるべき領域を表しているが、加算器
２１３ｂの出力はこの部分は０とはなっていない。ここ
で、加算器２１３ｃにおいて、加算器２１３ｂの出力に
対して２．０を加算すると、図２６のＣＬＥＱ（２）の
ように加算器２１３ｂの出力がシフトする（矢印参
照）。次に加算器２１３ｄにより加算器２１３ｃの出力
に「−２．０」を加算すると、ＣＬＥＱ（２）は再びＣ
ＬＥＱ（１）にシフトする（矢印参照）。

【０１２６】ここで、線路等化器１及びリミッタ９は、
＋２．０〜−２．０の数値範囲を採りうるＤＳＰにより
構成されているので、数値が例えば「＋２．０」を超え
た領域（図２５の領域Ａ参照）においては信号がクリッ
プされた状態となる。即ち、図２６の（Ａ）の領域で
は、加算器２１３ｂの出力は０以上となっているため
に、加算器２１３ｃにより「２．０」を加算するとその
結果は「２．０」を超えてしまう。そのため、図２６
（Ａ）の領域では加算器２１３ｃからの出力は「２．
０」にクリップされる（図示一点鎖線及び矢印参
照）。

【０１２７】この加算器２１３ｃ出力に対して、加算器
２１３ｄにより「−２．０」を加算すると、図２６
（Ａ）の領域については加算器２１３ｄの出力は一律０
となる。これにより、加算器２１３ｃと加算器２１３ｄ
により、線路等化器１を１次のＨＰＦとして作用させる
必要がある領域（図２４における（２）参照）では係数
ＣＬＥＱの値を「０」とすることができる。

【０１２８】ＥＬＥＱ部２１５でも、ＣＬＥＱ部２１３
におけるもの（符号２１３ｃ，２１３ｄ）とほぼ同様の
機能を有する加算器２１５ｃ，加算器２１５ｄをそな
え、上述のＣＬＥＱ部２１３の場合と同様にして（矢印
〜矢印参照）、線路等化器１を１次のＨＰＦとして
作用させる必要がある領域（図２４における（２）参
照）で、係数値Ｅを「０」とすることができる。

【０１２９】即ち、この図２４において、（１）の領域
は線路等化器１を２次のＨＰＦとして作用させる領域で
あり、（２）の領域は線路等化器１を１次のＨＰＦとし
て作用させる領域であり、ＦＬＥＱ＝０では線路等化器
１を０次のＨＰＦとして作用させる。なお、図２４，図
２５中、Ｆ１は、横軸を（１）の領域と、（２）の領域
とに分割する点を示している。

【０１３０】即ち、線路等化器１を０次のＨＰＦとして
作用させる場合には、各係数値Ｂ〜Ｅは「０」となる。
また、線路等化器１を１次のＨＰＦとして作用させる場
合には、係数値Ｂ，ＤはＦＬＥＱの値に応じた上述の如
く設定され、係数値Ｃ，Ｅは「０」となる。そして、線
路等化器１を２次のＨＰＦとして作用させる場合には、
係数値Ｂ〜ＥはＦＬＥＱの値に応じて上述の如く設定さ
れる。

【０１３１】以上のように、リミッタ回路２１１により
入力するＦＬＥＱの値に応じて生成される係数ＢＬＥＱ
〜ＥＬＥＱの値を変えるために、受信信号の周波数特性
に適した線路等化器１の係数を発生させることができる
ようになる。換言すれば、図２４に示すような値にＢＬ
ＥＱ〜ＥＬＥＱを設定することにより、各係数ＢＬＥＱ
〜ＥＬＥＱの値を連続的に変化させることができるの
で、線路等化器１の周波数特性の変化を連続的にするこ
とができる。

【０１３２】ところで、本実施形態にかかる線路等化器
１は、線路等化器１の乗算器１７１による自動利得制御
による作用を除いて考慮すると、例えば図２６に示すよ
うな周波数特性を有することができる。即ち、前述した
ように、メタリック回線４４においては、一般的に高域
の周波数成分を持つ信号は減衰しやすく、低域周波数成
分は高域周波数成分と比較して減衰しにくいので、本実
施形態にかかる線路等化器１は、リミッタ９からの係数
Ｂ〜Ｅの設定により、図２６に示すような周波数特性を
持たせることが必要である。

【０１３３】特に、送信用モデム４１と受信用モデム４
２，４３との間の距離（即ち回線４４の物理的な長さ）
が長くなると、高周波成分の減衰量が非常に大きくなる
ため、受信信号の周波数成分が高くなるに従って、信号
の増幅量が多くなるように特性を設定する。一方、低周
波成分については減衰量が大きくないため、線路等化器
１においては、低周波成分については増幅を行なわず、
逆に減衰させるような特性を持つ。

【０１３４】このように、線路等化器１においては、高
域成分は増幅し、低域成分は減衰させることによって、
高域成分・低域成分のバランスを取ることができ、出力
される信号の周波数特性を平坦にさせることができる。
なお、線路等化器１は、高域成分を通過させ、低域成分
を減衰させる特性を持つため、ハイパスフィルタ（ＨＰ
Ｆ）と考えることもできる。

【０１３５】低域成分の信号についても回線による減衰
が全くないわけではないが、受信信号の全体的なレベル
は信号レベル調整用の乗算器１７１により調整されてい
るため、乗算器１７１以外の線路等化器の構成要素（符
号１７２〜１８１参照）は、単に信号の周波数特性を平
坦にするためのみに作用している。ここで、リミッタ９
では、線路等化器１の係数Ｂ〜Ｅを設定することによ
り、図２６に図示されるように入力する信号の周波数特
性に応じてフィルタ特性を変えているが、（１）のよう
な範囲では２次のＨＰＦで処理を行なっても処理速度が
高速な固定小数点演算を行なうＤＳＰを使用することが
できる。

【０１３６】また、フラットな特性が必要となる範囲
（２）では、入力する信号の特性に応じて各係数Ｂ〜Ｅ
を可変させることにより、線路等化器１を２次ＨＰＦ−
１次ＨＰＦ−０次ＨＰＦと連続的に切り換え、線路等化
器１の周波数特性を変化させる。これにより、各乗算器
１７２〜１７５に与える係数の値を非常に大きなものと
する必要がなくなり、浮動小数点演算を行なうＤＳＰを
使用せずに、演算速度が高速な固定小数点演算を行なう
ＤＳＰで対応することができる。

【０１３７】例えば係数Ｃ，Ｅを「０」とすることによ
って、図７に図示される線路等化器１の最下段の動作を
実質的に無効化させて、図８に示すような１次フィルタ
を構成することができる。更に、係数Ｂ，Ｄを「０」と
することによって、図７に図示される線路等化器１の最
下段及び中段の動作を無効化させて、図９に示すような
０次フィルタを構成することができるのである。

【０１３８】なお、図２７は、上述の如き線路等化器１
の特性の一例を示した図である（乗算器１７１を考慮せ
ず）。この図２５において、（１）の領域は線路等化器
１を２次のＨＰＦとして動作させた場合（図７参照）の
特性を示し、（２）の領域は線路等化器１を１次のＨＰ
Ｆとして動作させた場合（図８参照）の特性を示し、
（３）のフラットな領域は線路等化器１を０次のＨＰＦ
として動作させた場合（図９参照）の特性を示してい
る。

【０１３９】ここで、本実施形態にかかるモデムのボー
レートは１９２ｋＨｚであるが、ＤＳＰの処理の負荷を
低減することが望まれるため、可能な部分では処理速度
を落とすことが望ましい。例えば本実施形態にかかる線
路等化器１の制御などは、１ボーレート毎に処理を行な
わなくてもよいため、処理の速度を低減させることが可
能となる。

【０１４０】そのため、本実施形態による第１，第２Ｒ
ＬＥＱ制御部１３０，８は、１２ｋＨｚによる処理を行
なう。これによって、線路等化器制御のためのＤＳＰの
処理の負荷を低減することができる。ここで、入力する
信号は１９２ｋＨｚの周期を有しているために、入力し
てくる信号を１２ｋＨｚの周期で抽出しなければならな
い。図２８はこの場合に発生すると考えられる課題を説
明する図である。

【０１４１】モデムにより受信される信号は、±９６ｋ
Ｈｚの帯域を持っており、線路等化器１の特性を制御す
るためには受信信号の帯域全体の特性（振幅）を見る必
要がある。これに対して１２ｋＨｚ単位で信号を抽出す
る場合には、一時に受信信号の一部帯域しかみることが
できない。９６ｋＨｚの帯域幅を持つ信号を１２ｋＨｚ
で分割すると、受信信号は８つの区画に分割することが
できる。ここで、１２ｋＨｚ単位で分割された受信信号
の１区画のみを確認した場合、その部分の振幅がどの程
度であるかを確認することができる。

【０１４２】受信信号全体の特性は一様になっているわ
けでなく、帯域によっては確認できた区画よりも振幅が
大きい、あるいは小さいという可能性は非常に大きい。
しかし、確認できた一部分のみの振幅に基づいて線路等
化器１の特性を制御することとなると、受信信号の特性
に対応した周波数特性を線路等化器１に持たせることが
できなくなる。

【０１４３】そのため、仮に１２ｋＨｚ単位で分割され
た一区画に基づいて受信信号の確認を行なうとしても、
全体的な受信信号の傾向を把握できるようにするようが
ある。そこで、例えば図２９に示すように、図９に示す
帯域通過フィルタ部４の前段にランダム抽出回路２７１
をそなえ、１２ｋＨｚ単位での受信信号の抽出をランダ
ムに行なう。

【０１４４】即ち、図２９はランダム抽出回路２７１と
それに接続される帯域通過フィルタ部４のバンドパスフ
ィルタ４−１を示す図である。ここで、バンドパスフィ
ルタ４−１は、図１０に図示したものと同一のものであ
る。ランダム抽出回路２７１は、入力される復調信号の
実部成分及び虚部成分毎に、複数段接続されたタップ２
７３とランダム抽出部２７４とをそなえて構成されてお
り、タップ２７３は、ＦＲＭ１周期分のサンプル点に相
当する数の信号がランダム抽出部に入力するのに必要な
段数だけ接続される（中間部分図示省略）。このランダ
ム抽出回路２７１を用いることによって、線路等化器制
御部１６におけるバンドパスフィルタ４−１以降の各機
能部にて１２ｋＨｚの処理を行なうことが可能となる。

【０１４５】ところで、図３０は、上述のランダム抽出
回路２７１にて行なわれるランダム抽出の考え方を説明
するための図であり、この図３０において、２４１は線
路等化器としてのフィルタ（ＬＥＱ）に相当、２４２は
受信信号に基づいて信号点判定を行なう判定部、２４３
は上述のランダム抽出部２７４としてのランダム抽出回
路である。

【０１４６】フィルタ２４１に入力する信号は１９２ｋ
Ｈｚで入力しているが、ランダム抽出回路２４３からの
出力は１２ｋＨｚ単位となっている。図３１は各信号の
タイミングを示す図である。この図３１において、ＦＲ
Ｍは１２ｋＨｚ単位で発生するフレーム信号を示してい
る。また、ＦＢＯは１９２ｋＨｚ単位で発生するタイミ
ング信号である。ＦＲＭの１周期中にＦＢＯが１６シン
ボル含まれる。また、下段はサンプル信号であり、ＦＢ
Ｏの２倍の３８４ｋＨｚの信号である。

【０１４７】ＦＲＭの１周期中では、全体で３２回のサ
ンプリングが行なわれるため、８通りのランダム抽出を
行なうためには、入力信号の１周期当たり４個のサンプ
ル点を抽出すればよい。図３２は入力波形のランダム抽
出について説明する図である。入力信号は９６ｋＨｚの
周期であり、入力信号１周期あたり４回サンプリングさ
れることになる。

【０１４８】ここで、入力波形１周期分のＡを抽出した
後に同様に１周期分のＢを抽出するが、この際にランダ
ム抽出した後の波形が連続的となるように、ランダム抽
出を行なう。これにより、ランダム抽出回路２７１を帯
域通過フィルタ部４の前段にそなえ、線路等化器１の制
御を受信信号の周波数よりも低い１２ｋＨｚで行なうこ
とができるので、ＤＳＰの処理の負荷を低減させること
ができる。

【０１４９】上述の構成により、本発明の一実施形態に
かかる伝送装置としてのモデムが適用されたデータ通信
システム４０では、送信用モデム４１において、送信信
号として、図示しないホスト装置等からの送信データ３
１にナイキスト周波数信号３２，３３としてのトーン信
号を重畳させることにより、メタリック回線４４を介し
て受信用モデム４２，４３に送信している。

【０１５０】受信用モデム４２，４３では、受信信号
（アナログ信号）についてディジタル信号に変換した後
(AD1〜AD4)、線路等化器１において、後段の線路等化器
制御部１６からのフィードバック情報としての係数設定
情報に基づいて、受信信号の振幅特性の劣化をＡＧＣ回
路とほぼ同様に改善するとともに、周波数特性を改善さ
せて出力する(RLEQ1〜RLEQ4,図２３参照）。

【０１５１】即ち、線路等化器制御部１６帯域のフィル
タ部４において、復調部２及びロールオフフィルタ３を
介して線路等化器１からの受信信号を入力されて、この
受信信号から伝送信号（送信信号）に重畳された特定周
波数成分（ナイキスト周波数成分）を持つ複数のトーン
信号３２′，３３′を抽出する。また、パワー演算部
５，加算器６（第１ＲＬＥＱ制御部１３０）において、
帯域通過フィルタ部４にて抽出されたトーン信号３
２′，３３′のレベルを判定し、積分回路（第２ＲＬＥ
Ｑ制御部）８及びリミッタ９において、判定されたトー
ン信号のレベルに基づいて係数Ａ〜Ｅを決定して、受信
信号を等化する線路等化器１の特性を制御する。

【０１５２】即ち、線路等化器制御部１６では、線路等
化器１にて必要とされる特性に応じて、フィルタ特性を
２次−１次−０次と連続的に切り換えることによって、
２次ＨＰＦにより処理すると浮動小数点演算を行なわな
ければならないような場合でも、固定小数点演算により
対応することができる。そのため、演算速度が高い固定
小数点演算を行なうＤＳＰを使用することが可能とな
る。

【０１５３】なお、このように線路等化器１にて回線特
性による受信信号の周波数特性，振幅特性の変化が補正
されると、復調部２及びロールオフフィルタ３における
受信信号の復調処理及びロールオフフィルタ処理が施さ
れた後に、ロールオフフィルタ３からの受信信号につい
て後段の端末において識別を行なうための信号処理を行
なう。

【０１５４】このように、本発明の一実施形態によれ
ば、線路等化器制御部１６において、線路等化器１のフ
ィルタ特性を、受信信号から抽出されたトーン信号のレ
ベルに基づいて、連続的な２次−１次−０次のフィルタ
となるように自動制御を行なうことができるので、低コ
ストで装置を構成し且つ高処理速度で、回線状態に応じ
て要求される所望の特性で、線路等化処理を行なうこと
ができる利点がある。

【０１５５】特に、本発明によれば、線路等化器制御部
１６により、受信信号の特性に応じて線路等化器１の次
数を変える処理を行なうことができるので、線路等化器
を実現するために比較的安価で高速な固定小数点演算を
行なうＤＳＰ等を使用することができる利点がある。さ
らに、線路等化器制御部１６により、受信信号から抽出
された複数のトーン信号を用いることにより、トーン信
号のレベルの平均値を算出することを通じて受信信号の
減衰の度合いを確認することができるほか、トーン信号
のレベルの差分を算出することを通じて受信信号の周波
数特性を識別することができ、線路等化器１の自動調整
を飛躍的に簡易なものとすることができる。

【０１５６】また、線路等化器１の乗算器１７１及び線
路等化器制御部１６により、振幅誤差に対応した値を持
つ信号を入力信号に対して乗算することを通じて、入力
信号の振幅制御を行なうことができ、独立したＡＧＣ回
路を別個に設ける必要がなくなるので、回路構成を簡素
化させ、ＤＳＰの処理負荷を低減させることができる利
点もある。

【０１５７】さらに、第１ＲＬＥＱ制御部１３０におい
て、継続して伝送されるナイキスト周波数信号に基づい
て算出された受信信号の振幅誤差情報と周波数誤差情報
をもとに、線路等化器１の係数を設定してその特性を変
化させることができるので、振幅誤差・周波数誤差を線
路等化器１により補正することができ、ひいてはデータ
伝送開始前のトレーニング信号のやりとりを行なう必要
が無くすことができるので、データ伝送開始までの時間
を短縮させることもできる。

【０１５８】一方、ｎ桁（ビット）を持つ信号の上位ビ
ットと下位ビットとをそれぞれ抽出し、上位ビットの１
／２の値を下位ビットに加算してフィードバックするこ
とにより、ある定められた範囲を積算値が超えた場合に
は、前述の範囲の中点に引き戻すことができるような積
分回路８を実現することができ、このような積分回路を
上述のモデム４２，４３の積分回路８に適用することに
より、出力される信号の変更幅を大きくなり過ぎないよ
うに抑制することができ、線路等化器１の動作を安定化
させることができる利点がある。

【０１５９】さらに、周波数シフト部４−２により、前
後の信号の加算のみの簡単な信号処理で周波数シフト処
理を行なうことができるので、複雑な信号処理を行なう
必要もなくなり、回路規模，処理時間等の面においても
従来の周波数シフト機能よりも有利なものを実現させる
ことができ、このような周波数シフト部４−２を上述の
モデム４２，４３に適用することにより、ＤＳＰの信号
処理の負荷の低減、処理時間短縮に大いに寄与し、ひい
ては、回路規模、処理時間等の面で従来の周波数シフト
よりも有利なものが実現される。

【０１６０】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明（請求項１
〜１７記載）によれば、線路等化器制御部（制御ステッ
プ）により、線路等化器のフィルタ特性を、受信信号か
ら抽出された特定周波数信号のレベルに基づいて、連続
的な２次−１次−０次のフィルタとなるように自動制御
を行なうことができるので、低コストで装置を構成し且
つ高処理速度で、回線状態に応じて要求される所望の特
性で、線路等化処理を行なうことができる利点がある。
特に、受信信号の特性に応じて線路等化器の次数を変え
る処理を行なうことができるので、線路等化器を実現す
るために比較的安価で高速な固定小数点演算を行なうＤ
ＳＰ等を使用することができる利点がある。

【０１６１】また、係数算出部において、継続して伝送
されるナイキスト周波数信号に基づいて算出された受信
信号の振幅誤差情報と周波数誤差情報をもとに線路等化
器の係数を設定してその特性を変化させることができる
ので、振幅誤差・周波数誤差を線路等化器により補正す
ることができ、ひいてはデータ伝送開始前のトレーニン
グ信号のやりとりを行なう必要が無くすことができるの
で、データ伝送開始までの時間を短縮させることもでき
る。

【０１６２】さらに、請求項３，４及び１５記載の本発
明によれば、線路等化器制御部により、受信信号から抽
出された複数の特定周波数信号（トーン信号）を用いる
ことにより、特定周波数信号のレベルの平均値を算出す
ることを通じて受信信号の減衰の度合いを確認すること
ができるほか、特定周波数信号のレベルの差分を算出す
ることを通じて受信信号の周波数特性を識別することが
でき、線路等化器の自動調整を飛躍的に簡易なものとす
ることができる。

【０１６３】また、請求項１１記載の本発明によれば、
振幅誤差に対応した値を持つ信号を入力信号に対して乗
算することを通じて、入力信号の振幅制御を行なうこと
ができ、独立したＡＧＣ回路を別個に設ける必要がなく
なるので、回路構成を簡素化させ、ＤＳＰの処理負荷を
低減させることができる利点もある。さらに、請求項
６，１７記載の本発明によれば、ｎ桁（ビット）を持つ
信号の上位ビットと下位ビットとをそれぞれ抽出し、上
位ビットの１／２の値を下位ビットに加算してフィード
バックすることにより、ある定められた範囲を積算値が
超えた場合には、前述の範囲の中点に引き戻すことがで
きるような積分回路を実現することができ、このような
積分回路を受信用モデムの積分回路に適用することによ
り、出力される信号の変更幅を大きくなり過ぎないよう
に抑制することができ、線路等化器の動作を安定化させ
ることができる利点がある。

【０１６４】さらに、請求項７，１４記載の本発明によ
れば、周波数シフト・ローパスフィルタ共用部におい
て、前後の信号の加算のみの簡単な信号処理で周波数シ
フト処理を行なうことができるので、複雑な信号処理を
行なう必要もなくなり、回路規模，処理時間等の面にお
いても従来の周波数シフト機能よりも有利なものを実現
させることができ、このような周波数シフト回路を受信
用モデムに適用することにより、ＤＳＰの信号処理の負
荷の低減、処理時間短縮に大いに寄与し、ひいては、回
路規模、処理時間等の面で従来の周波数シフトよりも有
利なものが実現される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理説明図である。

【図２】本発明の原理ブロック図である。

【図３】本発明の一実施形態にかかるモデムにおける受
信部を示すブロック図である。

【図４】本発明の一実施形態にかかるモデムにおける送
信部を示すブロック図である。

【図５】本発明の一実施形態にかかる伝送装置としての
モデムが適用されたデータ通信システムを示すブロック
図である。

【図６】本実施形態かかるデータ通信システムにおける
送信信号・受信信号の周波数スペクトルを示す図であ
る。

【図７】本実施形態にかかる線路等化器の等価回路を示
す図である。

【図８】（ａ），（ｂ）はともに本実施形態にかかる線
路等化器の等価回路を示す図である。

【図９】本実施形態にかかる線路等化器制御部を示すブ
ロック図である。

【図１０】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の等価回路を示す図である。

【図１１】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の等価回路を示す図である。

【図１２】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の等価回路を示す図である。

【図１３】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の動作を説明するための図である。

【図１４】（ａ），（ｂ）はともに本実施形態にかかる
線路等化器制御部の要部の動作を説明するための図であ
る。

【図１５】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の動作を説明するための図である。

【図１６】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の等価回路を示す図である。

【図１７】（ａ），（ｂ）はともに本実施形態にかかる
線路等化器制御部の要部の等価回路を示す図である。

【図１８】（ａ）〜（ｃ）はいずれも本実施形態にかか
る線路等化器制御部の要部の動作を説明するための図で
ある。

【図１９】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の等価回路を示す図である。

【図２０】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の等価回路を示す図である。

【図２１】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の動作を説明するための図である。

【図２２】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の動作を説明するための図である。

【図２３】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の等価回路を示す図である。

【図２４】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の動作を説明するための図である。

【図２５】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の動作を説明するための図である。

【図２６】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の動作を説明するための図である。

【図２７】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の動作を説明するための図である。

【図２８】本実施形態にかかるランダム信号抽出処理を
説明するための図である。

【図２９】本実施形態にかかる線路等化器制御部の要部
の等価回路を示す図である。

【図３０】本実施形態にかかるランダム信号抽出処理を
説明するための図である。

【図３１】本実施形態にかかるランダム信号抽出処理を
説明するためのタイムチャートである。

【図３２】本実施形態にかかるランダム信号抽出処理を
説明するためのタイムチャートである。

【図３３】一般的なモデムの構成を示す図である。

【図３４】一般的なモデムにおける線路等化器の動作を
説明するための図である。

【図３５】一般的なモデムにおける線路等化器の動作を
説明するための図である。

【符号の説明】

１ 線路等化器 ２ 復調部 ３ ロールオフフィルタ ４ 帯域通過フィルタ部 ４−１ バンドパスフィルタ ４−２ 周波数シフト部 ４−３ ローパスフィルタ ５ パワー演算部（レベル算出部） ６ 加算器（係数演算部） ７ 参照値保持部（係数演算部） ８ 積分回路（第２ＲＬＥＱ制御部，係数演算部） ９ リミッタ（係数演算部） １０ 受信部 １１ ナイキスト信号キャンセラ １２ 自動等化器 １３ キャリア位相制御部 １４ 判定部 １５ 受信信号処理部 １６ 線路等化器制御部 １７ 伝送装置 ２０ 送信部 ２１ 論理処理部 ２２ ロールオフフィルタ ２３ ナイキスト信号発生部 ２４ 加算部 ２５ 変調部 ２６ Ｄ／Ａ変換部 ２７ ローパスフィルタ ３１ 送信データ ３２，３３，３１′，３２′ ナイキスト周波数信号
（トーン信号） ７１，７２ ナイキスト周波数信号（トーン信号） ４０ データ通信システム ４１ 送信用モデム ４２ 受信用モデム ４３ 受信用モデム ４４ メタリック回線 ５１ａ，５１ｂ 部分 ５２，５３ 乗算器 ５４，５５ 加算器 ５６，５７ タップ ８０ 等価回路 ８１ 乗算器 ８２ ローパスフィルタ ８３ ローパスフィルタ ８４ 加算器 ８５ タップ ８６ 乗算器 ８７ 加算器 ８８ タップ ８９ 等価回路 ９０ 等価回路 ９１，９２ タップ ９３，９４ 加算器 ９５ 等価回路 ９６，９７ タップ ９８，９９ 加算器 １００ａ，１００ｂ 乗算器 １０１ａ，１０１ｂ 等価回路 １０３ａ，１０３ｂ 加算器 １０４ａ，１０４ｂ 等価回路 １０５ａ，１０５ｂ 加算器 １３０ 第１ＲＬＥＱ制御部 １４１ａ，１４１ｂ ＡＮＤ回路 １４１ｃ，１４１ｄ 加算器 １４１ｅ，１４１ｆ 乗算器 １４１ｇ，１４１ｈ 加算器 １４１ｉ〜１４１ｌ ＡＮＤ回路 １４１ｍ，１４１ｎタップ １４１ｏ，１４１ｐ 加算器 １４１ｑ〜１４１ｔ 乗算器 １４１ｗ，１４１ｘ 二乗回路 １４１ｙ，１４１ｚ タップ １７１〜１７５ 乗算器 １７６〜１７９ 加算器 １８０，１８１ タップ ２１２ ＢＬＥＱ部 ２１３ ＣＬＥＱ部 ２１３ａ 乗算器 ２１３ｂ〜２１３ｄ 加算器 ２１４ ＤＬＥＱ部 ２１４ａ 乗算器 ２１５ ＥＬＥＱ部 ２１５ａ 乗算器 ２１５ｂ〜２１５ｄ 加算器 ２４１ 線路等化器としてのフィルタ ２４２ 判定部 ２４３ ランダム抽出部 ２７１ ランダム抽出回路 ２７３ タップ ２７４ ランダム抽出部 ２８０ モデム ２８１ 受信部 ２８１ａ Ａ／Ｄ変換部 ２８１ｂ 線路等化器 ２８１ｃ 復調部 ２８１ｄ ロールオフフィルタ ２８１ｅ 自動利得制御部 ２８１ｆ 自動等化器 ２８１ｇ キャリア検出部 ２８１ｈ タイミング抽出部 ２８１ｉ クロック信号発生部 ２８６ 送信部 ２８６ａ 論理処理部 ２８６ｂ ロールオフフィルタ ２８６ｃ 変調部 ２８６ｄ Ｄ／Ａ変換部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮澤 秀夫 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 仁垣 友里 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 伝送信号に重畳された特定周波数成分を
   持つ複数のトーン信号を抽出する抽出ステップと、 抽出されたトーン信号のレベルを判定する判定ステップ
   と、 判定されたトーン信号のレベルに基づいて、受信信号を
   等化する線路等化器の特性を制御する制御ステップとか
   らなることを特徴とする、線路等化器制御方法。
2. 【請求項２】 該抽出ステップにおいては、該複数のト
   ーン信号として、ある帯域における上限の周波数成分を
   有するトーン信号と、該帯域における下限の周波数成分
   を有するトーン信号とを抽出することを特徴とする、請
   求項１記載の線路等化器制御方法。
3. 【請求項３】 前記判定ステップにおいて、前記抽出さ
   れた複数のトーン信号を加算した値と基準値とを比較
   し、 前記制御ステップにおいて、前記トーン信号と基準値と
   の比較結果の値並びに大小に基づいて前記線路等化器の
   特性を制御することを特徴とする、請求項１記載の線路
   等化器制御方法。
4. 【請求項４】 前記判定ステップにおいて、前記抽出さ
   れた複数のトーン信号のレベル差を算出し、 前記制御ステップにおいて、前記レベル差の値並びに正
   負に基づいて、前記線路等化器の特性を制御することを
   特徴とする、請求項１記載の線路等化器制御方法。
5. 【請求項５】 受信信号に含まれる複数の特定周波数成
   分を持つ信号をそれぞれ抽出し、 前記抽出された特定周波数信号のそれぞれのレベルを算
   出し、 前記算出されたそれぞれの特定周波数信号レベルに基づ
   いて線路等化器の特性を決定する係数を算出するととも
   に、 前記特定周波数信号レベルにより表される受信信号の特
   性に基づいて前記算出される係数を制御し、前記線路等
   化器の次数を切り替えることを特徴とする、線路等化器
   制御方法。
6. 【請求項６】 ｎ桁の信号から下位のｍ桁を抽出する第
   １の抽出部と、 前記ｎ桁の信号から上位のｎ−ｍ桁を抽出する第２の抽
   出部と、 前記第２の抽出部から出力される信号を１／２する乗算
   器と、 前記第１の抽出部出力と、前記乗算器出力とを加算する
   第１の加算器と、 前記第１の加算器出力が一時的に格納される記憶部と、 前記記憶部に格納された信号と入力するｎ桁の信号とを
   加算する第２の加算器をそなえたことを特徴とする、積
   分回路。
7. 【請求項７】 入力信号の実数成分を一時的に格納し、
   １タイミング後に出力する第１の記憶部と、 前記入力信号の虚数成分を一時的に格納し、１タイミン
   グ後に出力する第２の記憶部と、 前記第１の記憶部に記憶された１タイミング前の実数成
   分信号と、入力した虚数成分信号とを加算する第１の加
   算部と、 前記第２の記憶部に記憶された１タイミング前の虚数成
   分と、入力した実数成分とを加算する第２の加算部とを
   そなえたことを特徴とする、周波数シフト回路。
8. 【請求項８】 特定周波数成分を持つ複数のトーン信号
   が重畳された伝送信号を受信信号として受信する受信部
   を有する伝送装置であって、 該受信部が、 該受信信号について等化を行なう線路等化器と、 該線路等化器からの出力信号に含まれる該複数のトーン
   信号のレベルに基づいて、該線路等化器をフィードバッ
   ク制御する線路等化器制御部とをそなえて構成されたこ
   とを特徴とする、伝送装置。
9. 【請求項９】 該線路等化器制御部が、 該線路等化器からの出力信号から特定周波数成分を持つ
   信号を抽出する帯域通過フィルタ部と、 前記帯域通過フィルタ部により抽出された複数の特定周
   波数信号のレベルを算出するレベル算出部と、 前記レベル算出部により算出された信号レベルの値に基
   づいて、前記線路等化器の特性を決定する係数を算出す
   る係数算出部とをそなえたことを特徴とする、請求項８
   記載の伝送装置。
10. 【請求項１０】 該線路等化器が、該線路等化器制御部
    によるフィードバック制御に基づいて、２次のフィル
    タ，１次のフィルタ又は０次のフィルタのいずれかのフ
    ィルタとして動作するように構成されたことを特徴とす
    る、請求項８記載の伝送装置。
11. 【請求項１１】 該線路等化器制御部が、該線路等化器
    に対するフィードバック制御を通じて、該受信信号に関
    する自動利得制御を行なうように構成されたことを特徴
    とする、請求項８記載の伝送装置。
12. 【請求項１２】 該線路等化器制御部の前段にそなえら
    れ、該線路等化器からの出力信号についてランダム抽出
    するランダム抽出回路をそなえたことを特徴とする、請
    求項８記載の伝送装置。
13. 【請求項１３】 該帯域通過フィルタ部が、 受信信号の中から複数の特定周波数信号を抽出するバン
    ドパスフィルタと、 該バンドパスフィルタにて抽出された該複数の特定周波
    数信号について所定の周波数分シフトさせる周波数シフ
    ト部と、 該周波数シフト部からの該複数の特定周波数信号のうち
    の少なくとも一方を抽出するローパスフィルタとをそな
    えて構成されたことを特徴とする、請求項９記載の伝送
    装置。
14. 【請求項１４】 上記の周波数シフト部及びローパスフ
    ィルタが、 入力信号の実数成分を一時的に格納し、１タイミング後
    に出力する第１の記憶部と、 前記入力信号の虚数成分を一時的に格納し、１タイミン
    グ後に出力する第２の記憶部と、 前記第１の記憶部に記憶された１タイミング前の実数成
    分信号と、入力した虚数成分信号とを加算する第１の加
    算部と、 前記第２の記憶部に記憶された１タイミング前の虚数成
    分と、入力した実数成分とを加算する第２の加算部とを
    そなえてなる周波数シフト・ローパスフィルタ共用部に
    より構成されたことを特徴とする、請求項１３記載の伝
    送装置。
15. 【請求項１５】 該レベル算出部が、 前記帯域通過フィルタ部により抽出された複数の特定周
    波数信号を和を演算することにより、送信データにおけ
    る中間帯域信号のレベルを算出する全パワー算出部と、 前記帯域通過フィルタ部により抽出された複数の特定周
    波数信号のパワー差分を算出するパワー差分算出部とを
    そなえて構成されたことを特徴とする、請求項９記載の
    伝送装置。
16. 【請求項１６】 該係数算出部が、 該レベル算出部にて算出された信号レベルのパワー情報
    を、予め設定された参照値と比較する比較部と、 該比較部からの比較結果を積分する積分回路と、 該積分回路からの積分演算結果に基づいて、前記線路等
    化器を制御するための係数を算出するリミッタとをそな
    えて構成されたことを特徴とする、請求項９記載の伝送
    装置。
17. 【請求項１７】 該積分回路が、 ｎ桁の信号から下位のｍ桁を抽出する第１の抽出部と、 前記ｎ桁の信号から上位のｎ−ｍ桁を抽出する第２の抽
    出部と、 前記第２の抽出部から出力される信号を１／２する乗算
    器と、 前記第１の抽出部出力と、前記乗算器出力とを加算する
    第１の加算器と、 前記第１の加算器出力が一時的に格納される記憶部と、 前記記憶部に格納された信号と入力するｎ桁の信号とを
    加算する第２の加算器をそなえたことを特徴とする、請
    求項１６記載の伝送装置。