JPH09329487A - 加速度センサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 先鋭度の抑制と感度の増大とを両立させるこ
とができ、かつ簡単な構成を有する加速度センサを提供
することにある。 【解決手段】 圧電型変換素子１の検知出力はサーボ回
路１４に入力する。該サーボ回路１４は、該圧電型変換
素子１の出力信号を２０〜９０度の間で位相進角させ、
かつ周波数伝達特性ｚが、ｚ＝ａ＋ｊｂ（ただし、０＜
ａ＜１、０＜ｂ＜２）である制御電圧生成回路３と、該
制御電圧生成回路３の出力を入力とするインピーダンス
２とから構成されている。また、該制御電圧生成回路３
中の抵抗および前記インピーダンス２の少なくとも一つ
にサーミスタ等の温度補償素子を用いると温度補償をす
ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は加速度センサに関
し、特に感度の向上と先鋭度の抑制とを両立させた、エ
ンジンノック振動等の検出に好適な加速度センサに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】エンジンノック振動等の検出をするため
の加速度センサの一つである共振型加速度センサは、特
定の周波数成分を有する加速度成分を検出するものであ
り、主に、圧電体を用いたものが実用化されている。周
知のように、ノックセンサはエンジン固有のノック振動
を検知するものであり、エンジンの固有振動にばらつき
があっても、高感度でノック振動を検知することが必要
である。

【０００３】従来のこの種のセンサの一つとして、例え
ば特公平２−１２４８号公報に開示されているものがあ
る。このセンサは、図１２に示されているように、圧電
型変換素子２１の出力端２１ａとグランド間に、Ｃ₀ Ｒ
ω＝０．５〜２を満足する抵抗値Ｒの抵抗２２を接続し
て構成したものである。ここで、Ｃ₀ は前記圧電型変換
素子２１の静電容量、ωは共振角周波数である。このよ
うに、圧電型変換素子２１に抵抗２２を並列接続したノ
ックセンサによれば、該抵抗２２のないものに比べて、
感度すなわち単位加速度当りの出力電圧が低下する。こ
の従来のノックセンサは、感度を犠牲にすることによ
り、その周波数特性の共振周波数近傍の先鋭度を抑制す
るものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記し
た従来のノックセンサの先鋭度は、前記抵抗２２のない
ものに比べてせいぜい１／２程度までしか抑制すること
ができず、エンジンノック周波数の製造ばらつきに対し
て、ほぼ一様な感度を持つようにすることができないと
いう問題点があった。また、従来技術では、ノックセン
サの先鋭度の抑制と感度の増大とは両立することができ
ず、ノックセンサの先鋭度の抑制を大きくすると、それ
に伴って感度も大きく低下してしまうという問題があっ
た。

【０００５】この発明の目的は、前記した従来技術の問
題点を除去し、先鋭度の抑制と感度の増大とを両立させ
ることができ、かつ簡単な構成を有する加速度センサを
提供することにある。また、他の目的は、従来装置の先
鋭度より大きく抑制でき、エンジンノック周波数の製造
ばらつきに対して、ほぼ一様な感度を提供することので
きる加速度センサを提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】前記した目的を達成する
ために、本発明は、圧電型変換素子を用いた加速度セン
サにおいて、前記圧電型変換素子の出力信号を２０〜９
０度の間で位相進角させ、かつ周波数伝達特性ｚが、ｚ
＝ａ＋ｊｂ（ただし、０＜ａ＜１、０＜ｂ＜２）である
制御電圧生成回路を具備し、該制御電圧生成回路の出力
をインピーダンスを介して、前記圧電型変換素子の出力
端に接続するようにした点に特徴がある。 この発明に
よれば、前記制御電圧生成回路から出力された、前記圧
電型変換素子の検出電圧Ｖと位相が９０度ずれた速度比
例成分と、同相の変位比例成分とが前記インピーダンス
を介して前記圧電型変換素子に印加される。前記速度比
例成分は、圧電型変換素子に逆圧電効果を及ぼし、圧電
型変換素子に振動減衰力を増加させる。このため、先鋭
度が低下する。一方、前記変位比例成分は、圧電型変換
素子の前記検出電圧に重畳され、感度（ゲイン）を増大
する。この結果、先鋭度の抑制と感度の増大とを両立さ
せることができるようになる。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下に、図面を参照して、本発明
を詳細に説明する。まず、本発明の一実施形態の概略の
構成を図１を参照して説明する。図において、１１は自
動車等のエンジン、１２は該エンジンのノッキングを検
出するノックセンサ、１３は電子制御装置（ＥＣＵ）で
ある。該ＥＣＵ１３は、本発明により装着されたサーボ
回路１４と、検出信号を波形処理する波形処理回路１５
と、該波形処理回路１５の出力によりノッキングの判定
をするマイクロコンピュータ１６とから構成されてい
る。

【０００８】次に、本実施形態の構成と動作を、図２を
参照してより具体的に説明する。図において、１は圧電
型変換素子、２は抵抗値Ｒのインピーダンス、３は該イ
ンピーダンス２と並列に接続され、かつ前記圧電型変換
素子１をサーボ制御する制御電圧生成回路、４はセンサ
出力端子、５は制御電圧帰還端子である。前記インピー
ダンス２、制御電圧生成回路３および制御電圧帰還端子
５は、前記サーボ回路１４を構成している。なお、前記
インピーダンス２の虚数部分は無視できるほどに小さい
ものとする。

【０００９】以下に、圧電理論に基づいて、本実施形態
の動作を説明する。ノックセンサの圧電型変換素子１が
振動加速度αを受けている時の該圧電型変換素子１の変
位ｗは、速度をｄｗ／ｄｔ、加速度をｄ² ｗ／ｄｔ² と
すると、下記の(1) 式で表すことができる。

【００１０】 ｍｄ² ｗ／ｄｔ² ＋ｃｄｗ／ｄｔ＋ｋｗ＝ｍα−β0 Ｖ …(1) ここに、ｍは圧電型変換素子１の質量、ｃは機械的減
衰、ｋは剛性、Ｖは出力電圧であり、また、一般にβ0
＞０である。−β0 Ｖは、逆圧電効果により、負の力が
発生することを示している。

【００１１】次に、前記出力電圧Ｖは圧電効果により、
β1 を正の係数、Ｃo をセンサ容量、Ｖcon を制御電圧
帰還端子５における制御電圧とすると、次の(2) 式で表
すことができる。

【００１２】

【数１】 さて、圧電型変換素子１が角周波数ωで調和振動をした
とすると、前記(1) (2) 式を、複素振幅（^* ）を用い
て、それぞれ下記の(3) (4) 式で表すことができる。

【００１３】 ｛（ｋ−ｍω² ）＋ｊωｃ｝ｗ^* ＝ｍα−β0 Ｖ^* …(3) Ｖ^* （１＋１／ｊＣo Ｒω）＝β1 ｗ^* ＋Ｖ^* con ／ｊＣo Ｒω …(4) ここで、角周波数ωにおける制御電圧生成回路３の電圧
伝達関数をａ＋ｊｂとすると、下記の(5) 式が成立す
る。 Ｖ^* con ＝（ａ＋ｊｂ）Ｖ^* …(5) 前記(3) 、(4) および(5) 式からＶ^* con およびＶ^* を
消去すると、次の(6)式で表されるセンサ振幅ｗ^* の式
を得ることができる。

【００１４】

【数２】

【００１５】共振角周波数では、(6) 式の実数部分は消
滅するから、次の(7) 式が成立する。

【００１６】

【数３】 (7) 式より、先鋭度Ｑは次の(8) 式のようになる。

【００１７】

【数４】 また、感度（ゲイン）Ｖ^* は、前記(3) 、(4) 、(5) お
よび(7) 式から求めることができ、次の(9) 式のように
なる。

【００１８】

【数５】 前記(8) および(9) 式を、ａを横軸にとり、ｂを縦軸に
とって図示すると、それぞれ図３(a) および(b) のよう
になる。ただし、諸元の一例として、ωｃ＝０．５β0
β1 、Ｃo Ｒω＝１、α＝１Ｇ、β1 ｍ／ωｃ＝０．５
ＶＯＬＴ／Ｇとした。(8) および(9) 式において、ａ＝
ｂ＝０とすると、前記制御電圧生成回路３はなかったも
のとなり、従来技術で説明した特公平２−１２４８号公
報に開示されている装置と同じ特性をもつ。したがっ
て、この従来の装置の先鋭度は、図３(a) の原点での値
Ｑ＝３５になり、その感度（ゲイン）は、図３(b) の原
点での値Ｖ^* ＝１８０ｍＶとなる。

【００１９】しかしながら、この実施形態では、制御電
圧生成回路３からなるサーボ機構を備えているので、図
３(a) から明らかなように、ａ＜１およびｂ＞０の範囲
で、先鋭度Ｑは従来の３５より小さい２５あるいは１５
等にすることができ、従来の先鋭度より大きく抑圧する
ことができる。また、この実施形態によれば、図３(b)
から明らかなように、ａ＜１およびｂ＞０の範囲で、そ
の感度（ゲイン）は、例えば３００ｍＶと従来装置のゲ
イン１８０ｍＶよりはるかに大きくすることができる。
以上のことから、本実施形態では、制御電圧生成回路３
からなるサーボ機構を設けているので、従来装置より、
低先鋭度でかつ高感度の加速度センサを得ることができ
る。図示から明らかなように、先鋭度Ｑを２５以下、感
度（ゲイン）を２２０ｍＶ以上にするのが好適であり、
特に先鋭度Ｑを１５以下、感度（ゲイン）を３００ｍＶ
以上にするのがよい。

【００２０】さて、前記制御電圧伝達関数の実数部分ａ
および虚数部分ｂは、一般に周波数で変化する。特に、
共振周波数近傍の周波数における実数部分ａおよび虚数
部分ｂの適性存在域、すなわち図３(a) 、(b) の適性域
の共通領域をナイキスト線図として概略図示すると、図
４の斜線図となり、位相を２０〜９０度進角させ、実数
部分ａを０〜１、虚数部分ｂを０〜２とすればよいこと
が分かる。

【００２１】次に、図４の条件を満たす制御電圧生成回
路３の一具体例を図５に示す。該制御電圧生成回路３は
コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 とボルテージフォロワと直流
阻止コンデンサＣ2 とからなる、位相を進めるハイパス
フィルタから構成されている。いま、図示されているよ
うに、制御電圧生成回路３の入力電圧をＶi 、前記ボル
テージフォロワの出力電圧をＶo およびオペアンプの単
電源電圧Ｖccとすると、次の式が成立する。

【００２２】 （Ｖo −Ｖcc／２）／（Ｖi −Ｖcc／２） ＝ｊωＣ1 Ｒ1 ／（１＋ｊωＣ1 Ｒ1 ） ＝（ωＣ1 Ｒ1 ）² ／｛１＋（ωＣ1 Ｒ1 ）² ｝ ＋ｊ×ωＣ1 Ｒ1 ／｛１＋（ωＣ1 Ｒ1 ）² ｝ ＝ａ＋ｊｂ …(10) したがって、この具体例では、下記のようになる。 ａ＝（ωＣ1 Ｒ1 ）² ／｛１＋（ωＣ1 Ｒ1 ）² ｝ ｂ＝ωＣ1 Ｒ1 ／｛１＋（ωＣ1 Ｒ1 ）² ｝ また、前記(10)式をナイキスト線図で表すと、図７のよ
うになる。図７の横軸は、（Ｖo −Ｖcc／２）／（Ｖi
−Ｖcc／２）の実数成分すなわちａ、縦軸は虚数成分す
なわちｂを表している。位相進角θは、θ＝tan ^-1ｂ／
ａであるから、該ａ，ｂ、すなわち周波数ω、Ｃ1 、Ｒ
1 を適当に設計することにより、該位相進角θを２０〜
９０度にすることができる。

【００２３】例えば、角周波数ω＝２π×１２０００＝
７５３９８rad/sec （周波数＝２ｋＨｚ）において、Ｒ
１＝１１００Ω、Ｃ１＝約６．８ｎＦとすると、位相進
角θは約６０度（図７のＡ1 点）になり、また、Ｒ1 ＝
１１ＫΩ、Ｃ1 ＝約１．２ｎＦとすると、位相進角θは
約４５度（図７のＡ2 点）となり、低先鋭度でかつ高感
度の加速度センサを得ることができる。ここで、Ｃ2 は
０．１μＦ以上の比較的大きい容量を持たせれば、交流
に対する抵抗はあまりない。

【００２４】なお、この回路において、抵抗Ｒ1 および
インピーダンス２の少なくとも一方をサーミスタで構成
すると、温度補償をすることができ、加速度センサの性
能をより向上することができる。

【００２５】次に、前記制御電圧生成回路３の他の具体
例を図６に示す。図６の制御電圧生成回路３は位相をず
らすことを特徴とするオールパスフィルタであり、図示
されているようにコンデンサＣと３個の抵抗Ｒとオペア
ンプおよび比較的大容量をもつコンデンサ等の直流阻止
抵抗Ｃ2 から構成されている。この回路において、その
入力電圧をＶi 、出力電圧をＶo とすると、次の式が成
立する。

【００２６】 （Ｖo −Ｖcc／２）／（Ｖi −Ｖcc／２） ＝−（１−ｊωＣＲ）／（１＋ｊωＣＲ） ＝−（１−ｊωＣＲ）² ／｛１＋（ωＣＲ）² ｝ ＝［｛（ωＣＲ）² −１｝＋ｊ２ωＣＲ］／｛１＋（ωＣＲ）² ｝ ＝ａ＋ｊｂ …(11) したがって、この具体例では、ａおよびｂの値は次のよ
うになる。 ａ＝｛（ωＣＲ）² −１｝／｛１＋（ωＣＲ）² ｝ ｂ＝２ωＣＲ／｛１＋（ωＣＲ）² ｝ また、前記(11)式をナイキスト線図で表すと、図８のよ
うになる。図８の横軸は、（Ｖo −Ｖcc／２）／（Ｖi
−Ｖcc／２）の実数成分すなわちａ、縦軸は虚数成分す
なわちｂを表している。位相進角θは、θ＝tan ^-1ｂ／
ａであるから、該ａ，ｂ、すなわち周波数ω、Ｃ1 、Ｒ
1 を適当に設計することにより、該位相進角θを２０〜
９０度にすることができる。

【００２７】例えば、角周波数ω＝７５３９８rad/sec
（周波数＝１２ｋＨｚ）において、Ｒ１＝４７ＫΩ、Ｃ
＝約２７０ＰＦとすると、位相進角θは約９０度（図８
のＡ1 点）になり、また、Ｒ＝４７ＫΩ、Ｃ＝約４７０
ＰＦとすると、位相進角θは約６０度（図８のＡ2 点）
になり、低先鋭度でかつ高感度の加速度センサを得るこ
とができる。ここで、Ｃ2 は０．１μＦ以上の比較的大
きい容量を持たせれば、交流に対する抵抗はあまりな
い。

【００２８】なお、前記３個の抵抗Ｒおよびインピーダ
ンス２の少なくとも一方をサーミスタで構成すると、温
度補償をすることができ、加速度センサの性能をより向
上することができる。

【００２９】ここで、前記先鋭度の定義を説明する。先
鋭度とは、共振曲線の尖り具合を示すものであり、図９
に示されているように、共振周波数ｆ0 と、最大ゲイン
の１／２^1/2 倍における周波数幅Δｆとの比、すなわ
ち、先鋭度Ｑ＝ｆ0 ／Δｆで表される値である。

【００３０】次に、前記図２の構成の作用を、図１０を
参照して定性的に説明する。端子４に発生した圧電型変
換素子１の検出電圧Ｖは制御電圧生成回路３に入力す
る。制御電圧生成回路３は前記したように、振幅が異な
りかつ位相θが２０〜９０度進んだ信号Ｖcon を出力す
る。いま、Ｖ＝sin ωｔとすると、該信号Ｖcon は次の
ようになる。

【００３１】Ｖcon ＝sin(ωｔ＋θ) ＝cos θsin ωｔ
＋sin θcos ωｔ この式から、信号Ｖcon は、検出電圧Ｖと同相の成分で
あるsin ωｔ成分、すなわち変位比例成分Ｖcon1と、Ｖ
と９０度ずれた成分であるcos ωｔ成分、すなわち速度
比例成分Ｖcon2との合成であることがわかる。そして、
この信号Ｖconはインピーダンス２を介してセンサであ
る圧電型変換素子１に印加される。前記速度比例成分Ｖ
con2は圧電型変換素子１の出力電圧Ｖと９０度ずれた成
分であるので、逆圧電効果で速度比例力を発生する。振
動減衰力は本来速度比例力であるので、逆圧電効果は振
動減衰力を増加させ、従って先鋭度が低下する。このよ
うに、図２の構成では、逆圧電効果を積極的に利用して
いるので、先鋭度を大幅に抑制することができるように
なる。なお、該逆圧電効果は、前記(1) 式の−β0Ｖに
相当することは明らかである。また、前記変位比例成分
Ｖcon1は、検出電圧Ｖと同相の成分であるので、該検出
電圧Ｖに重畳され、感度（ゲイン）が増大することとな
る。

【００３２】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
では、圧電型変換素子の出力信号を２０〜９０度の間で
位相進角させ、かつ周波数伝達特性ｚが、ｚ＝ａ＋ｊｂ
（ただし、０＜ａ＜１、０＜ｂ＜２）である制御電圧生
成回路を具備し、該制御電圧生成回路の出力をインピー
ダンスを介して、前記圧電型変換素子の出力端に接続す
るようにしたので、先鋭度の抑制と感度の増大とを両立
させることができる。本発明装置と従来装置の周波数特
性ａ、ｂを図示すると、図１１のようになり、本発明は
従来装置に比べて、先鋭度が抑制されかつ高感度である
ことがわかる。また、本発明による感度域ｄ1 は従来装
置の感度域ｄ2 に比べて広く、エンジンノック周波数の
製造ばらつきに対して、ほぼ一様な高感度を提供するこ
とができる。また、前記制御電圧生成回路中の抵抗およ
び前記インピーダンスの少なくとも一つにサーミスタ等
の温度補償素子を用いて温度補償をすると、温度の影響
を受けないより高性能な加速度センサを提供することが
できるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の概略の構成を示すブロック図であ
る。

【図２】 本発明の一実施形態の構成を示す回路図であ
る。

【図３】 本発明によって得られる先鋭度および感度
（ゲイン）を示す図である。

【図４】 図２の制御電圧生成回路の周波数伝達特性ａ
＋ｊｂのａおよびｂの適性存在域を示す図である。

【図５】 図２の制御電圧生成回路の一具体例を示す回
路図である。

【図６】 図２の制御電圧生成回路の他の具体例を示す
回路図である。

【図７】 図５の回路のナイキスト線図である。

【図８】 図６の回路のナイキスト線図である。

【図９】 先鋭度の定義を説明するための図である。

【図１０】 本発明の作用を定性的に説明する特性図で
ある。

【図１１】 本発明の効果を説明する図である。

【図１２】 従来装置の構成図である。

【符号の説明】

１…圧電型変換素子、２…インピーダンス、３…制御電
圧生成回路、４…センサ出力端子、５…制御電圧帰還端
子、１１…エンジン、１２…ノックセンサ、１３…電子
制御装置（ＥＣＵ）、１４…サーボ回路、１５…波形処
理回路、１６…マイクロコンピュータ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 圧電型変換素子を用いた加速度センサに
   おいて、 前記圧電型変換素子の出力信号を２０〜９０度の間で位
   相進角させ、かつ周波数伝達特性ｚが、ｚ＝ａ＋ｊｂ
   （ただし、０＜ａ＜１、０＜ｂ＜２）である制御電圧生
   成回路を具備し、 該制御電圧生成回路の出力をインピーダンスを介して、
   前記圧電型変換素子の出力端に接続するようにしたこと
   を特徴とする加速度センサ。
2. 【請求項２】 請求項１記載の加速度センサにおいて、 前記制御電圧生成回路中の抵抗および前記インピーダン
   スの少なくとも一つにサーミスタ等の温度補償素子を用
   い、温度補償をするようにしたことを特徴とする加速度
   センサ。