JPH0946327A - フレーム同期信号の導出のための方法及び回路装置 - Google Patents
フレーム同期信号の導出のための方法及び回路装置Info
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- JPH0946327A JPH0946327A JP8159874A JP15987496A JPH0946327A JP H0946327 A JPH0946327 A JP H0946327A JP 8159874 A JP8159874 A JP 8159874A JP 15987496 A JP15987496 A JP 15987496A JP H0946327 A JPH0946327 A JP H0946327A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2656—Frame synchronisation, e.g. packet synchronisation, time division duplex [TDD] switching point detection or subframe synchronisation
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- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高精度の要求を充たす０符号の位置検出が行
われ、実現コストが従来の方法よりも僅かで済むよう
な、受信した搬送波周波数の信号からフレーム同期信号
を導出するための方法を提供すること。 【解決手段】 受信した信号を低い周波数領域に置き換
え、前記置き換えた信号をアナログ/デジタル変換さ
せ、該変換によって形成されたデジタル信号から短期出
力信号と長期出力信号を形成し、前記長期出力信号と短
期出力信号を比較する。
われ、実現コストが従来の方法よりも僅かで済むよう
な、受信した搬送波周波数の信号からフレーム同期信号
を導出するための方法を提供すること。 【解決手段】 受信した信号を低い周波数領域に置き換
え、前記置き換えた信号をアナログ/デジタル変換さ
せ、該変換によって形成されたデジタル信号から短期出
力信号と長期出力信号を形成し、前記長期出力信号と短
期出力信号を比較する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信した搬送波周
波数の信号からフレーム同期信号を導出するための方法
であって、前記信号はフレーム構造内にデジタル情報を
含み、各フレームの少なくとも１つのタイムスロット内
に他のタイムスロットよりも低減された振幅を有してい
る形式のフレーム同期信号の導出のための方法及び回路
装置に関する。
波数の信号からフレーム同期信号を導出するための方法
であって、前記信号はフレーム構造内にデジタル情報を
含み、各フレームの少なくとも１つのタイムスロット内
に他のタイムスロットよりも低減された振幅を有してい
る形式のフレーム同期信号の導出のための方法及び回路
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＯＦＤＭ方式によるデジタル伝送方法
においては、フレーム内で送信信号の分割が行われる。
このフレームも符号（シンボル）から構築されている。
受信機におけるフレーム同期のためには、いわゆる０符
号が設けられる。この０符号は符号期間中に存在する送
信出力がその他の符号期間よりも非常に弱いことからな
る。この出力差に対する典型的な値は１６ｄＢである。
この信号フォーマットは、例えばヨーロッパ遠距離通信
基準Ｐｒ ＥＴＳ ３００ ４０１．ＤＡＢシステム明
細書に記載されている。
においては、フレーム内で送信信号の分割が行われる。
このフレームも符号（シンボル）から構築されている。
受信機におけるフレーム同期のためには、いわゆる０符
号が設けられる。この０符号は符号期間中に存在する送
信出力がその他の符号期間よりも非常に弱いことからな
る。この出力差に対する典型的な値は１６ｄＢである。
この信号フォーマットは、例えばヨーロッパ遠距離通信
基準Ｐｒ ＥＴＳ ３００ ４０１．ＤＡＢシステム明
細書に記載されている。
【０００３】０符号の時間的位置と受信機における同期
信号の導出は、従来の包絡線検出器によってアナログ面
で行われる。この場合不正確さはアナログ回路ではよく
あるように取り除かれず、補償調整が必要となる。
信号の導出は、従来の包絡線検出器によってアナログ面
で行われる。この場合不正確さはアナログ回路ではよく
あるように取り除かれず、補償調整が必要となる。
【０００４】さらにデジタルフレーム同期方法がヨーロ
ッパ特許第４４０５７５２号明細書から公知である。こ
の方法ではデジタル回路の利点が活用される。しかしな
がら係数の切換可能なフィルタが含まれている。この種
のマッチングフィルタは、公知文献“Couch, Leon W: D
igital and analog communication system, 4th ed.,Ne
w York, Macmillan Publishing Company, 1993, S.547-
558, ISBN 0-02-325281-2”で説明されている。
ッパ特許第４４０５７５２号明細書から公知である。こ
の方法ではデジタル回路の利点が活用される。しかしな
がら係数の切換可能なフィルタが含まれている。この種
のマッチングフィルタは、公知文献“Couch, Leon W: D
igital and analog communication system, 4th ed.,Ne
w York, Macmillan Publishing Company, 1993, S.547-
558, ISBN 0-02-325281-2”で説明されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、高精
度な要求を充たすことのできるような０符号の位置検出
が行われ、実現コストが従来の方法よりも僅かで済むよ
うな、受信した搬送波周波数の信号からフレーム同期信
号を導出するための方法を提供することである。
度な要求を充たすことのできるような０符号の位置検出
が行われ、実現コストが従来の方法よりも僅かで済むよ
うな、受信した搬送波周波数の信号からフレーム同期信
号を導出するための方法を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、受信した信号を低い周波数領域に置き換え、前記置
き換えた信号をアナログ/デジタル変換させ、該変換に
よって形成されたデジタル信号から短期出力信号と長期
出力信号を形成し、前記長期出力信号と短期出力信号を
比較するようにして解決される。
り、受信した信号を低い周波数領域に置き換え、前記置
き換えた信号をアナログ/デジタル変換させ、該変換に
よって形成されたデジタル信号から短期出力信号と長期
出力信号を形成し、前記長期出力信号と短期出力信号を
比較するようにして解決される。
【０００７】本発明の方法によれば、フレーム同期信号
の導出が僅かな実現コストで高精度に行われることが保
証される。受信した信号は本発明による方法の枠内では
中間周波数か又はベース帯域に置換され得る。
の導出が僅かな実現コストで高精度に行われることが保
証される。受信した信号は本発明による方法の枠内では
中間周波数か又はベース帯域に置換され得る。
【０００８】例えばＤＡＢ（デジタルオーディオブロー
ドキャスティング）等の種々のモードでの信号の場合に
は有利には、次のようにして実現コストの低減が図られ
る。すなわち、短期出力信号を比較の前に走査速度デシ
メーション処理を施し、引き続き平均化を行い、この場
合のデシメーションレートは受信した信号のそのつどの
モードに依存して設定され、前記平均化はサンプリング
値の一定の数に亘って行われるようにして低減が図られ
る。
ドキャスティング）等の種々のモードでの信号の場合に
は有利には、次のようにして実現コストの低減が図られ
る。すなわち、短期出力信号を比較の前に走査速度デシ
メーション処理を施し、引き続き平均化を行い、この場
合のデシメーションレートは受信した信号のそのつどの
モードに依存して設定され、前記平均化はサンプリング
値の一定の数に亘って行われるようにして低減が図られ
る。
【０００９】受信した信号をアナログ/デジタル変換に
よって中間周波数帯に置換する際には有利には、デジタ
ル信号にＩ／Ｑ復調処理が施され、復調されたデジタル
信号の同相分と直角分が長期出力信号と短期出力信号の
形成に用いられる。本発明によれば前記２つの成分のう
ちの１つの成分のみを用いることも可能である。
よって中間周波数帯に置換する際には有利には、デジタ
ル信号にＩ／Ｑ復調処理が施され、復調されたデジタル
信号の同相分と直角分が長期出力信号と短期出力信号の
形成に用いられる。本発明によれば前記２つの成分のう
ちの１つの成分のみを用いることも可能である。
【００１０】０符号の確実な検出を、受信信号の振幅が
大きく変動している場合にも可能にするために本発明の
別の有利な実施例によれば、比較のために短期出力信号
と長期出力信号の間の差分を閾値回路に供給し、該閾値
回路の出力信号を、差分における閾値を上回っている部
分に対応させ、前記閾値は、係数で重み付けされた長期
出力信号によって形成されており、前記閾値回路の出力
信号を最大値検出器に供給し、該最大値検出器は、閾値
回路の出力信号がそのつどの１つの最大値に達した場合
に、フレーム同期信号が送出する。
大きく変動している場合にも可能にするために本発明の
別の有利な実施例によれば、比較のために短期出力信号
と長期出力信号の間の差分を閾値回路に供給し、該閾値
回路の出力信号を、差分における閾値を上回っている部
分に対応させ、前記閾値は、係数で重み付けされた長期
出力信号によって形成されており、前記閾値回路の出力
信号を最大値検出器に供給し、該最大値検出器は、閾値
回路の出力信号がそのつどの１つの最大値に達した場合
に、フレーム同期信号が送出する。
【００１１】本発明の方法を実施するための有利な回路
装置によれば、プロセッサが設けられており、該プロセ
ッサにおいて信号の処理が前記方法の個々のステップに
対応して行われる。
装置によれば、プロセッサが設けられており、該プロセ
ッサにおいて信号の処理が前記方法の個々のステップに
対応して行われる。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に本発明の実施例を図面に基づ
き詳細に説明する。
き詳細に説明する。
【００１３】本実施例並びにこれの部分回路は、ブロッ
ク回路図で示される。しかしながらこれらのブロック回
路は、個々のブロックに相応する回路を用いた本発明の
実施に対する限定を意味するものではない。それどころ
か本発明は、特に有利には高集積回路を用いて実現可能
である。この場合ブロック回路図に示されている処理ス
テップを適切なプログラミングのもとで実施するデジタ
ル信号プロセッサが用いられる。
ク回路図で示される。しかしながらこれらのブロック回
路は、個々のブロックに相応する回路を用いた本発明の
実施に対する限定を意味するものではない。それどころ
か本発明は、特に有利には高集積回路を用いて実現可能
である。この場合ブロック回路図に示されている処理ス
テップを適切なプログラミングのもとで実施するデジタ
ル信号プロセッサが用いられる。
【００１４】図１による実施例では、符号１の個所から
受信信号が供給され、受信部（チューナー）２に達す
る。この受信部２では信号が中間周波数帯域に置き換え
られる。それによって形成されるアナログ信号は、アナ
ログ／デジタル変換器３を用いてデジタル信号に変換さ
れる。引き続きデジタルＩ／Ｑ復調が実施される。これ
によりデジタル同相分ｓｉとデジタル直角分ｓｑが生じ
る。これらの成分信号ｓｉとｓｑは、さらなる処理のた
め、特に復調のために出力側６,７から取り出し可能で
ある。これに対しては本発明を用いて導出される同期信
号が必要とされる。
受信信号が供給され、受信部（チューナー）２に達す
る。この受信部２では信号が中間周波数帯域に置き換え
られる。それによって形成されるアナログ信号は、アナ
ログ／デジタル変換器３を用いてデジタル信号に変換さ
れる。引き続きデジタルＩ／Ｑ復調が実施される。これ
によりデジタル同相分ｓｉとデジタル直角分ｓｑが生じ
る。これらの成分信号ｓｉとｓｑは、さらなる処理のた
め、特に復調のために出力側６,７から取り出し可能で
ある。これに対しては本発明を用いて導出される同期信
号が必要とされる。
【００１５】成分信号ｓｉとｓｑ（これらはいわゆる複
号ベース帯域を形成する）は、瞬時出力形成部５に供給
される。この瞬時出力形成は、例えばテーブル、乗算器
又は直角分の絶対形成によって行われ得る。符号８にお
けるサンプリング値の所定の数Ｄ０に亘る瞬時出力値の
平均化によって短期出力信号ｐ０が形成される。
号ベース帯域を形成する）は、瞬時出力形成部５に供給
される。この瞬時出力形成は、例えばテーブル、乗算器
又は直角分の絶対形成によって行われ得る。符号８にお
けるサンプリング値の所定の数Ｄ０に亘る瞬時出力値の
平均化によって短期出力信号ｐ０が形成される。
【００１６】ＤＡＢシステムに存在するパラメータに対
しては、ＤＡＢシステム特有のモードＩ，ＩＩ，ＩＩＩ
１２８，３２，１６に対する所定の数Ｄ０である。こ
の場合２.０４８ＭＨｚの複号ベース帯域の走査速度が
前提とされる。平均化により短期出力信号ｐ０は低い周
波数領域を有する。そのため符号９において係数Ｄ０だ
けデシメーションされ得る。それにより以下の回路は値
Ｄ０だけ低減された走査速度で動作される。同じ情報内
容のために、デシメーション回路９の出力信号は図１か
ら図４においても符号ｐ０が付される。この信号は、デ
ジタルフィルタ１０と長期出力検出用回路１１に供給さ
れる。前述したＤ０の値（１２８,３２,１６）は、３つ
の伝送モードにおける０符号の長さと同じものである。
それにより値Ｄ０だけ走査速度を低減された信号ｐ０の
後続処理が伝送モードに依存することなく行われる。そ
のため以下に記載する数値Ｄ２は全ての伝送モードに対
して一定である。
しては、ＤＡＢシステム特有のモードＩ，ＩＩ，ＩＩＩ
１２８，３２，１６に対する所定の数Ｄ０である。こ
の場合２.０４８ＭＨｚの複号ベース帯域の走査速度が
前提とされる。平均化により短期出力信号ｐ０は低い周
波数領域を有する。そのため符号９において係数Ｄ０だ
けデシメーションされ得る。それにより以下の回路は値
Ｄ０だけ低減された走査速度で動作される。同じ情報内
容のために、デシメーション回路９の出力信号は図１か
ら図４においても符号ｐ０が付される。この信号は、デ
ジタルフィルタ１０と長期出力検出用回路１１に供給さ
れる。前述したＤ０の値（１２８,３２,１６）は、３つ
の伝送モードにおける０符号の長さと同じものである。
それにより値Ｄ０だけ走査速度を低減された信号ｐ０の
後続処理が伝送モードに依存することなく行われる。そ
のため以下に記載する数値Ｄ２は全ての伝送モードに対
して一定である。
【００１７】デジタルフィルタ１０は、マッチングフィ
ルの方式に従って、検出すべき０符号に適合する。理想
的な特性は、このデジタルフィルタがＤＡＢシステムの
場合にＤ２＝２１のサンプリング値に亘って平均化を行
う場合に得られる。この場合信号サンプリング値の有効
な平均化が正確に０符号をスイープする。一般的なケー
スでは以下の式が当てはまる。
ルの方式に従って、検出すべき０符号に適合する。理想
的な特性は、このデジタルフィルタがＤＡＢシステムの
場合にＤ２＝２１のサンプリング値に亘って平均化を行
う場合に得られる。この場合信号サンプリング値の有効
な平均化が正確に０符号をスイープする。一般的なケー
スでは以下の式が当てはまる。
【００１８】Ｄ２＝[Ｔ０Ｆｃ／Ｄ１] この場合前記Ｔ０は０符号の持続時間、Ｆｃは複号ベー
ス帯域中の信号の走査速度である。デジタルフィルタに
適する回路については以下で図３と関連して記載する。
ス帯域中の信号の走査速度である。デジタルフィルタに
適する回路については以下で図３と関連して記載する。
【００１９】回路１１は、非常に長い期間、例えばＤ１
＝５１２のサンプリング値に亘って信号ｐ０を用いて該
信号の長期出力を求める。デジタルフィルタ１０と回路
１１の出力信号ｐ２ないしｐ１の差分形成によって、符
号１２の個所では差分信号ｐが形成される。この信号は
閾値回路１３に供給される。閾値ＴＨは、符号１４の個
所で係数αＴで重み付けされた、回路１１の出力側から
の長期出力信号に相応する。有利には閾値αＴのレベル
は長期出力信号の３／４のレベルで形成される。
＝５１２のサンプリング値に亘って信号ｐ０を用いて該
信号の長期出力を求める。デジタルフィルタ１０と回路
１１の出力信号ｐ２ないしｐ１の差分形成によって、符
号１２の個所では差分信号ｐが形成される。この信号は
閾値回路１３に供給される。閾値ＴＨは、符号１４の個
所で係数αＴで重み付けされた、回路１１の出力側から
の長期出力信号に相応する。有利には閾値αＴのレベル
は長期出力信号の３／４のレベルで形成される。
【００２０】閾値回路１３の出力信号は、既に０符号の
位置に対する大まかな尺度となる。しかしながらそれと
共に生ぜしめられたウインド信号の幅は、受信信号のレ
ベルに依存し、そのため一般的には０符号の幅とは異な
る。それ故図１に示された実施例では最大値検出器１５
が設けられる。この最大値検出器１５には閾値ＴＨを上
回った場合に差分信号が供給される。これにより０符号
の微細な位置付けが可能となる。それによって形成され
る同期信号は出力側１６から取り出される。
位置に対する大まかな尺度となる。しかしながらそれと
共に生ぜしめられたウインド信号の幅は、受信信号のレ
ベルに依存し、そのため一般的には０符号の幅とは異な
る。それ故図１に示された実施例では最大値検出器１５
が設けられる。この最大値検出器１５には閾値ＴＨを上
回った場合に差分信号が供給される。これにより０符号
の微細な位置付けが可能となる。それによって形成され
る同期信号は出力側１６から取り出される。
【００２１】図２に示されている、図１における平均化
部８とデシメーション部９のブロック回路図では、符号
２１の個所に供給される瞬時出力信号が再帰フィルタを
介して案内される。このフィルタは加算器２２とサンプ
リング周期分の遅延部２３からなる。さらに符号２４で
はそのつどのＤ０のサンプリング値のうちの１つだけが
転送される。これは非再帰フィルタに供給される。この
フィルタは、減算器２５と低減された走査速度のサンプ
リング周期分だけの遅延部２６からなる。引き続き信号
は符号２７の個所で係数α０で重み付けされ、出力側２
８からデジタルフィルタ１０と回路１１（図１）に供給
される。この係数α０は、伝送モードに依存しており、
モードＩの場合は０.２５、モードＩＩ及びＩＩＩの場
合は１である。
部８とデシメーション部９のブロック回路図では、符号
２１の個所に供給される瞬時出力信号が再帰フィルタを
介して案内される。このフィルタは加算器２２とサンプ
リング周期分の遅延部２３からなる。さらに符号２４で
はそのつどのＤ０のサンプリング値のうちの１つだけが
転送される。これは非再帰フィルタに供給される。この
フィルタは、減算器２５と低減された走査速度のサンプ
リング周期分だけの遅延部２６からなる。引き続き信号
は符号２７の個所で係数α０で重み付けされ、出力側２
８からデジタルフィルタ１０と回路１１（図１）に供給
される。この係数α０は、伝送モードに依存しており、
モードＩの場合は０.２５、モードＩＩ及びＩＩＩの場
合は１である。
【００２２】図３によるデジタルフィルタでは入力側３
１に供給される信号ｐ０がまず次のようなフィルタを介
して供給される。すなわち減算器３２とサンプリング周
期Ｄ２分の遅延部３３からなるフィルタを介して供給さ
れる。このフィルタには、加算器３４とサンプリング周
期分の遅延部３５からなる再帰フィルタが接続されてい
る。最終的には係数α２＝４／Ｄ２での重み付けが符号
３６の個所で行われる。出力側３７から取り出される信
号は減算器１２（図１）に供給される。
１に供給される信号ｐ０がまず次のようなフィルタを介
して供給される。すなわち減算器３２とサンプリング周
期Ｄ２分の遅延部３３からなるフィルタを介して供給さ
れる。このフィルタには、加算器３４とサンプリング周
期分の遅延部３５からなる再帰フィルタが接続されてい
る。最終的には係数α２＝４／Ｄ２での重み付けが符号
３６の個所で行われる。出力側３７から取り出される信
号は減算器１２（図１）に供給される。
【００２３】図４には長期出力信号検出用回路１１（図
１）の詳細が示されている。信号ｐ０は入力側４１に供
給され、この信号は、加算器４２とサンプリング周期分
の遅延部４３からなる再帰フィルタを介してデシメーシ
ョン回路４４まで転送される。このデシメーション回路
４４ではそれぞれ各Ｄ１番目のサンプリング値のみが転
送される。非再帰フィルタ４５,４６の後では符号４７
の個所において係数Ｄ１分のサンプリング値の引き上げ
が、入力値の繰り返しによって行われる。それに続いて
符号４８の個所では、信号が符号４９の個所から回路１
１を離れる前に、係数α１での信号の重み付けが行われ
る。この場合の有利な選定値は、Ｄ１＝５１２でα１＝
４／Ｄ１である。
１）の詳細が示されている。信号ｐ０は入力側４１に供
給され、この信号は、加算器４２とサンプリング周期分
の遅延部４３からなる再帰フィルタを介してデシメーシ
ョン回路４４まで転送される。このデシメーション回路
４４ではそれぞれ各Ｄ１番目のサンプリング値のみが転
送される。非再帰フィルタ４５,４６の後では符号４７
の個所において係数Ｄ１分のサンプリング値の引き上げ
が、入力値の繰り返しによって行われる。それに続いて
符号４８の個所では、信号が符号４９の個所から回路１
１を離れる前に、係数α１での信号の重み付けが行われ
る。この場合の有利な選定値は、Ｄ１＝５１２でα１＝
４／Ｄ１である。
【００２４】係数α１とα２は、信号ｐ１及びｐ２の補
償調整（基準化）に用いられる。このことは必要であ
る。なぜなら２つの分岐においては種々異なる数値（Ｄ
１、Ｄ２）に亘って累積が行われるからである。
償調整（基準化）に用いられる。このことは必要であ
る。なぜなら２つの分岐においては種々異なる数値（Ｄ
１、Ｄ２）に亘って累積が行われるからである。
【００２５】図５に示されている、図１での最大値検出
器１５は、２つのデジタル差分器５１,５２；５３,５４
からなる。これらの差分器にはそれぞれ１つの閾値ブロ
ック５５,５６が接続されている。閾値ブロック５５
は、極性検出器として使用される。第２の閾値ブロック
５６は、−２の入力信号の下で１つの閾値を有してい
る。入力側５７には閾値回路１３（図１）の出力信号が
供給される。出力側５８からは次のような信号が取り出
される。すなわち０符号の終端と、第１の有効符号の開
始を表す信号が取り出される。受信機においてはシステ
ム特性によって０符号の期間が周知なので、０符号の位
置は終了通知によって正確に検出される。
器１５は、２つのデジタル差分器５１,５２；５３,５４
からなる。これらの差分器にはそれぞれ１つの閾値ブロ
ック５５,５６が接続されている。閾値ブロック５５
は、極性検出器として使用される。第２の閾値ブロック
５６は、−２の入力信号の下で１つの閾値を有してい
る。入力側５７には閾値回路１３（図１）の出力信号が
供給される。出力側５８からは次のような信号が取り出
される。すなわち０符号の終端と、第１の有効符号の開
始を表す信号が取り出される。受信機においてはシステ
ム特性によって０符号の期間が周知なので、０符号の位
置は終了通知によって正確に検出される。
【００２６】図６は、例えば移動無線チャネル等で予測
される受信信号の振幅が示されている。この図からは受
信信号の振幅が非常に大きく変動しているのがわかる。
規則的な間隔で０符号が生じている。この０符号は本発
明による方法によって識別されそこから同期信号が導出
される。振幅単位は任意に選択される。この図では受信
信号の振幅変動が非常に大きいことが示されているのみ
である。
される受信信号の振幅が示されている。この図からは受
信信号の振幅が非常に大きく変動しているのがわかる。
規則的な間隔で０符号が生じている。この０符号は本発
明による方法によって識別されそこから同期信号が導出
される。振幅単位は任意に選択される。この図では受信
信号の振幅変動が非常に大きいことが示されているのみ
である。
【００２７】図７には閾値ＴＨと差分信号ｐの経過が示
されている。そのつどの閾値ＴＨを上回っている信号ｐ
の成分から最大値検出器１５（図１）において最大値が
検出される。この時点でフレーム同期信号が形成され
る。図７中には時間単位として再びサンプリング周期が
用いられ、振幅単位として任意の単位が用いられてい
る。この任意の単位はデジタル信号処理のもとでの数値
に応じて選択される。
されている。そのつどの閾値ＴＨを上回っている信号ｐ
の成分から最大値検出器１５（図１）において最大値が
検出される。この時点でフレーム同期信号が形成され
る。図７中には時間単位として再びサンプリング周期が
用いられ、振幅単位として任意の単位が用いられてい
る。この任意の単位はデジタル信号処理のもとでの数値
に応じて選択される。
【図１】本発明の実施例のブロック回路図である。
【図２】平均化とデシメーション処理の組み合わせに対
して用いられる実施例の部分を示した図である。
して用いられる実施例の部分を示した図である。
【図３】図２による実施例に適したデジタルフィルタを
示した図である。
示した図である。
【図４】長期出力値を検出するための回路を示した図で
ある。
ある。
【図５】実施例中に含まれている最大値検出器の１つの
実施例を示した図である。
実施例を示した図である。
【図６】受信した信号の振幅経過を示した図である。
【図７】図１による実施例で生じた信号の経過を示した
図である。
図である。
１ 入力側 ２ 受信部 ３ Ａ／Ｄ変換器 ４ Ｉ／Ｑ復調部 ５ 瞬時出力形成部 ６,７ 出力側 ８ 平均化部 ９ デシメーション部 １０ デジタルフィルタ １１ 長期出力信号検出回路 １２ 減算器 １３ 閾値回路 １５ 最大値検出器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マルクス シュテーペン ドイツ連邦共和国 ヒルデスハイム シュ ッツェンヴィーゼ 46
Claims (5)
- 【請求項１】 受信した搬送波周波数の信号からフレー
ム同期信号を導出するための方法であって、前記信号は
フレーム構造内にデジタル情報を含み、各フレームの少
なくとも１つのタイムスロット内に他のタイムスロット
よりも低減された振幅を有している形式の、フレーム同
期信号の導出のための方法において、 受信した信号を低い周波数領域に置き換え、 前記置き換えた信号をアナログ/デジタル変換し、 前記変換によって形成されたデジタル信号から短期出力
信号と長期出力信号を形成し、 前記長期出力信号と短期出力信号を比較することを特徴
とする、フレーム同期信号の導出のための方法。 - 【請求項２】 前記短期出力信号を比較の前に走査速度
デシメーション処理を施してさらに平均化を行い、この
場合のデシメーションレートは受信した信号のそのつど
のモードに依存して設定可能であり、前記平均化はサン
プリング値の一定の数に亘って行われる、請求項１記載
のフレーム同期信号の導出のための方法。 - 【請求項３】 前記デジタル信号にＩ／Ｑ復調処理を施
し、復調されたデジタル信号の同相分と直角分を長期出
力信号と短期出力信号の形成に用いる、請求項１又は２
記載のフレーム同期信号の導出のための方法。 - 【請求項４】 前記比較のために短期出力信号と長期出
力信号の間の差分を閾値回路に供給し、該閾値回路の出
力信号を、差分における閾値を上回っている部分に対応
させ、前記閾値は、係数で重み付けした長期出力信号に
よって形成し、前記閾値回路の出力信号を最大値検出器
に供給し、該最大値検出器は、閾値回路の出力信号がそ
のつどの最大値に達した場合に、フレーム同期信号を送
出する、請求項１〜３いずれか１項記載のフレーム同期
信号の導出のための方法。 - 【請求項５】 請求項１から４いずれか１項記載の方法
を実施するための回路装置において、 プロセッサが設けられており、該プロセッサにおいて信
号の処理が前記方法の個々のステップに対応して行われ
ることを特徴とする回路装置。
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|---|---|---|---|
| DE19523402.2 | 1995-06-28 | ||
| DE19523402A DE19523402A1 (de) | 1995-06-28 | 1995-06-28 | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Ableitung eines Rahmen-Synchronisiersignals |
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| JPH0946327A true JPH0946327A (ja) | 1997-02-14 |
| JP3811222B2 JP3811222B2 (ja) | 2006-08-16 |
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|---|---|
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| JP (1) | JP3811222B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11275065A (ja) * | 1998-03-23 | 1999-10-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線システムの局間同期装置および局間同期方法 |
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-
1995
- 1995-06-28 DE DE19523402A patent/DE19523402A1/de not_active Ceased
-
1996
- 1996-04-30 EP EP96106815A patent/EP0751654B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-30 DE DE59611063T patent/DE59611063D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-06-20 JP JP15987496A patent/JP3811222B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| DE19523402A1 (de) | 1997-01-02 |
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| EP0751654B1 (de) | 2004-08-25 |
| DE59611063D1 (de) | 2004-09-30 |
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