JPH09501037A - 広帯域デジタル信号の信号スペクトルを規定し、かつこの信号に対応するビット配置情報を得る機構 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 広帯域ディジタルオーディオ信号をＭ個の狭帯域補助信号（ＳＢm）に分離する信号分離手段（２）を有し、Ｍ個の補助信号の各々は、広帯域ディジタルオーディオ信号の周波数帯において、Ｍ個の調整された実質的に重なり合わない狭帯域の対応する一つが示される広帯域ディジタルオーディオ信号の成分を示す。さらに、Ｍ個の補助信号から、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示す情報を毎時規定するために演算手段（２０）が設けられる。ここでＭは、１よりも大きな整数である。演算手段（２０）は、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルの情報標本を得るために、信号演算に基づく時間−周波数変換を確保女神号について実施する変換手段（２２）を有する。信号演算に基づく時間−周波数変換は、フーリエ変換である。

Description

【発明の詳細な説明】 広帯域デジタル信号の信号スペクトルを規定し、かつこの信号に対応するビッ ト配置情報を得る機構 技術分野 本発明は、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを規定し、かつ この信号に対応するビット配置情報を得る機構に関する。 背景技術 適応ビット配置システムにおいて、上述の機構は、 広帯域ディジタルオーディオ信号を受信する入力端子と、 広帯域ディジタルオーディオ信号の周波数帯域中のＭ個の実質的に重畳しない ように調整された狭帯域の対応する帯域に設けられる広帯域ディジタルオーディ オ信号の成分を網羅するＭ個の狭帯域補助信号に広帯域ディジタルオーディオ信 号を分割する信号分割手段と、 Ｍ個の補助信号から、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを網 羅する情報を毎時規定する演算手段と、 広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを網羅する情報に対応する ビット配置情報と、得られるであろう補助信号の試料を有する多数のビットを網 羅するビット配置情報とを得るビット配置情報規定手段とを有する。ここで、Ｍ は１よりも大きな整数である。このような機構は、文末の参考文献リストに、文 献（Ｄ１），（Ｄ２）として挙げられたヨーロッパ特許公開EP-A-457.390，EP-A -457.391から既知である。より詳細には、各補助帯域の電力は、補助信号の時間 が等しい信号ブロックに存在するサンプル値の２乗及び時間的に等しい信号ブロ ック中の２乗されたサンプル値の加算により算出される。上述の文献中の信号ブ ロックは、サンプル１２個分の長さである。 得られた電力には、マスクされた電力値を得る目的で、マトリクス多重化工程 が実施される。これらマスクされた電力値は、Ｍ個の補助帯域信号の時間的に等 しい信号ブロック中のサンプル用のｂ₁〜ｂ_Mの必要ビットをもたらす。ビット配 置工程において、これらの必要ビット値は、ビット配置情報値ｎ₁〜ｎ_mであるサ ンプルに対するビットを配置するために使用される。値ｎ_mは、補助帯域中のサ ンプルの量子化を実施した後に示されるであろうｍ個の補助帯域の信号ブロック 中における１２個のサンプルのサンプル順序を示す。 広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルと同じ情報を得るための他 の既知の方法は、信号演算に基づく時間−周波数変換、具体的には、広帯域ディ ジタルオーディオ信号上でフーリエ変換を実施することである。この方法は、第 ９２回 AES Convention in Vienna，March 1992の事前印刷no.3336の“The ISO/ MPEG-audio codec：a generic standard for coding of high-quality digital audio”，K，Brandenburg 共著に記載されている（文献リスト中の文献（Ｄ７） ）。 発明の開示 本発明は、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを網羅する情報 を規定する他の方法を提供することに向けられる。 本発明による機構は、演算手段が、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の信 号スペクトルの情報標本を得るために、信号演算に基づく時間−周波数変換を、 前記各補助信号について実施する変換手段を有することを特徴とする特徴とする 。 本発明は、以下のような認識に基づく。 文献（Ｄ１），（Ｄ２）に記載された信号処理は、広帯域デジタル信号の動作 周波数帯の低周波領域中の信号スペクトルの評価用として特に望まれる精度の向 上を明らかにした音響心理学試験の改善が開示されている。補助信号の離散フー リエ変換のような信号処理に基づく時間−周波数変換を実施することにより、変 換が実施された補助信号においては、上述のような改善を実現することができる 。とりわけ、結果として、周波数軸の大きな分解能が得られる。 さらに、離散フーリエ変換のような時間−周波数変換を実施することは、広帯 域デジタル信号上で、文献（Ｄ１），（Ｄ２）に記述された処理に比べて、信号 スペクトルに関するより良好な評価をもたらすであろう。具体的には、512点の ディジタルフーリエ変換を、サンプリング周波数が４８kHzであると仮定すると 、興 味のある周波数帯において257個の周波数サンプルを得る目的で、広帯域ディジ タルオーディオ信号上で実施できる。 しかしながら、高精度の多数の演算が、広帯域デジタル信号上でフーリエ変換 を実現する目的で、実施されねばならない。この演算は、広帯域デジタル信号上 のフーリエ変換演算を内蔵するＩＣが、複雑及び大型、そして高価であるという ような回路をもたらす。 本発明に対応して、補助帯域信号上の信号演算に基づく時間−周波数変換を実 施することは、補助帯域の帯域幅、即ち、補助帯号の帯域幅が狭くなる。信号演 算に基づくフーリエ変換のような信号演算に基づく時間−周波数変換は、補助帯 域信号のｐ個の点の離散フーリエ変換を実現する。ここでｐは、信号処理に基づ く時間−周波数変換において実施されるべき演算を少なくするため、非常に小さ な数である。結果として、本発明による機構は、回路を、より単純にそしてより 安価に実現できる。 値ｑ₁は、上述の文献を見ると、量子化が実施された信号ブロックの値（ｑ） である１２よりも大きな値が選択されるであろうことに注意されたい。詳細には 、値ｑ₁が１２よりも大きく設定される場合、値ｑ₁の信号ブロックの最終１２番 目の値は、量子化が実施されるであろう１２サンプルの信号ブロックであっても よい。 本発明による機構においては、演算手段が、毎時、Ｍ個の時間的に等価な信号 ブロックから、一つの信号ブロックを規定することに適応され、当該一つの信号 ブロックが、ｑ₁個のサンプルの補助信号を有し、前記情報が広帯域ディジタル オーディオ信号を示す信号スペクトルで、ｑ₁が１よりも大きな整数である広帯 域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを規定し、かつこのスペクトルに 応じてビット配置情報を供給する、適応ビット配置システムにおける機構であっ て、変換手段が、時間的に等しい信号ブロックの各々において、広帯域ディジタ ルオーディオ信号の信号スペクトルを示す情報を得るための信号演算に基づいて 時間−周波数変換を実施することに適応されることを特徴とする。 この実施例においては、信号処理に基づく時間−周波数変換が、広帯域ディジ タルオーディオ信号の信号スペクトルの情報を正確に得る目的で、補助帯域信号 のｑ₁個のサンプルの信号ブロック上で正確に実施される。補助帯域信号中のｑ₁ 個のサンプルの連続する信号ブロックが、ｑ₁がｑよりも大きい場合には重なり 合うことは明らかである。ここでｑは、量子化が実施される補助信号中の連続す る信号ブロックの数である。 本発明による機構はさらに、変換手段が、補助帯域における補助帯域信号の各 信号ブロックについての変換係数を得るために、各信号ブロックにおいて、時間 −周波数変換を実施することと等価である信号処理に基づく時間−周波数変換を 実施することに適応されることを特徴とする。 この実施例の場合、信号処理に基づく時間−周波数変換が、信号ブロックのｑ₁ 個のサンプル上で実施される或る時間−周波数変換と等しく実施される。 本発明による機構の他の実施例は、変換手段が、各信号ブロックにおける、補 助帯域において信号ブロック用のｎセットの変換係数を得るために信号ブロック のサンプル上でｎ下位の時間−周波数変換の実施と同様の信号処理に基づく時間 −周波数変換の実施に適応され、補助帯域における信号スペクトルを示す情報を 供給し、そして広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示す情報を 得るためにＭ個の補助帯域に信号スペクトルを示す情報を混合することを特徴と する。 この実施例においては、信号処理に基づく時間−周波数変換が、信号ブロック 上て実施されるｎ個の時間−周波数変換と等しく実施される。詳細には、ｑ₁よ りも小さいであろう変換で使用されるサンプル数について、広帯域ディジタルオ ーディオ信号の信号スペクトルと同等の情報を得るため、非常に簡単な演算が望 まれる。 実施される時間−周波数変換は、望ましくは離散フーリエ変換である。しかし ながら、他の変換として離散コサイン変換（DCT）も可能である。 図面の簡単な説明 第１図は本発明の機構の実施例を示す図である 第２図は第１図に示した機構の補助帯域分離器により発生される補助帯域信号 を示す図である。 第３ａ図は第１図に示した機構の必要ビット規定手段の実施例を示す図である 。 第３ｂ図は必要ビット規定手段の更なる改良例を示す図である。 第４図は補助帯域における電力値を示す図である。 第５図は種々の補助帯域信号用の信号スペクトルを示す図である。 第６図は得られた信号スペクトルを示す図である。 第７図は信号処理に基づくフーリエ変換を実施する演算ユニットの実施例を示 す図である。 発明を実施するための最良の形態 第１図は本発明の機構の実施例を示す図である。この機構の入力端子１には、 広帯域ディジタル信号が供給される。この状況において、およそ２０kHzの帯域 を持つオーディオ信号であると考えることができる。この音響信号は、ステレオ オーディオ信号でもよい。この場合、ステレオオーディオ信号の２つの信号部分 （左または右信号部分）の一方についてのみ、さらに説明する。他方については 、同様の処理が適用される。 入力端子１には、例えば、４８kHzのサンプリング周波数を持つオーディオ信 号の左信号部分の１６ビットのサンプルが供給される。オーディオ信号は、補助 帯域分離器２に供給される。この補助帯域分離器２は、Ｍ個のフィルタ、例えば 、ローパスフィルタLP、M-2個のバンドパスフィルタBP、そしてハイパスフィル タHPによりＭ個以上の補助帯域に分離する。Ｍは、例えば３２である。Ｍ個の補 助帯域信号のサンプル周波数は、参照番号９のブロックにおいて下げられる。こ の得られた信号は、出力3.1，3.2，…3.Mに供給される。出力3.1には、最下位の 補助帯域SB₁の信号が供給される。出力3.2には、最下位の次の補助帯域SB₂の信 号が供給される。出力3.Mには、最上位の補助帯域SB_mの信号が供給される。出力 3.1〜3.Mにおける信号は、１６ビットまたはそれ以上（例えば２４ビット）で表 される連続的なサンプルを形成する。提案した模範的な実施例において、補助帯 域SB₁〜SB_Mは、全て等しい幅である。 しかしながら、これらは不可欠ではない。文献（Ｄ３）において、Krasnerは 、帯域幅を、個々の周波数領域における人間の聴覚システムの臨界帯域の帯域幅 に 実質的に対応する複数の補助帯域に細分割することを提案している。 補助帯域分離器２の動作は、既に広範にわたって説明されたため更には説明し ない。この動作を目的として、必要に応じてこの出願に含まれることが推測され る文献（Ｄ４），（Ｄ５）を参照されたい。 信号ブロック１０において、各時間における補助帯域信号中の連続する信号ブ ロックである信号ブロックを形成する補助帯域信号中のｑ個のサンプルは、最初 に標準化される。この標準化は、信号ブロックにおいて最大の絶対値を持つサン プルの振幅と同等の縮小関数値SF_mにより、ｑ個のサンプルの振幅を分割するこ とにより達成される。補助帯域SB_mの信号ブロックにおいて最大振幅を持つサン プルの振幅は、縮小関数SF_mを生成する（文献（Ｄ６）参照）。次いで、振幅範 囲−１〜＋１に位置される振幅を持つｑ個の標準化サンプルの時間が等価な信号 ブロックは、量子化器Ｑ₁〜Ｑ_Mに供給される。従来技術の文献からは、既知のDC C（ディジタルコンパクトカセット）システム用に、ｑが１２に等しいというこ とが明らかである。他の用途、例えば放送用途については、ｑは３６に設定され る。 量子化器Ｑ_mにおいて、補助帯域信号SB_mの信号ブロックのｑ個のサンプルが、 １６よりも少ないビット数ｎ_mを持つ量子化サンプルに量子化される。 文献（Ｄ６）において、この量子化が詳しく記述されている。具体的には、第 ２４、２５、２６図とその対応する説明である。 補助帯域SB₁〜SB_Mの量子化サンプルは、出力4.1〜4.Mに提供される。 出力3.1〜3.Mはさらに、必要ビット規定手段６の入力5.1〜5.Mに個別に結合さ れる。必要ビット規定手段６は、補助帯域SB₁〜SB_Mの左補助帯域信号部分のｑ₁ 個のサンプル信号ブロック用に必要ビットｂ_mを規定する。この必要ビットｂ_mは 、量子化されるであろう補助帯域信号のｑサンプル信号のｑ個のサンプルのビッ ト数に対して関連性を生じる相対的な数である。 必要ビット規定手段６により供給される必要ビットｂ₁〜ｂ_Mは、ビット配置手 段７に供給される。ビット配置手段７は、必要ビットｂ₁〜ｂ_Mに基づいて量子化 されるべき補助帯域信号SB₁〜SB_Mの対応信号ブロックのｑ個のサンプルを持つ実 数のビットｎ₁〜ｎ_Mを規定する。数値ｎ₁〜ｎ_Mに対応する制御信号は、配線8.1 〜8.Mを介して対応する量子化器Ｑ₁〜Ｑ_Mに供給される。この結果、量子化器は 、対 応するビット数のサンプルの量子化を実現する。 文献リストの文献（Ｄ１），（Ｄ２）は、従来の機構における前述の必要ビッ ト規定手段６及びビット配置手段７について詳しく記述している。 補助帯域信号の信号ブロックにおける量子化されたサンプルは、端子4.1〜4.M に供給される。数値ｎ₁〜ｎ_Mから形成されるビット配置情報は、端子12.1〜12.M に供給される。同様に、縮小関数SF₁〜SF_Mから形成される縮小関数情報が、端子 11.1〜11.Mに供給される。端子4.1〜4.M，11.1〜11.M，12.1〜12.Mに存在する信 号成分は、この信号成分の送信を可能にするため、さらに演算される。この内容 については、文献（Ｄ６）を参照する。 上述のように、必要ビット規定手段６に供給されるｑ₁個のサンプルの信号ブ ロックは、量子化が実施されるｑ個のサンプルの信号ブロックと同様であっても よい。この場合、ｑはｑ₁に等しくなる。しかしながら、ｑよりも大きなｑ₁も同 様に可能である。この場合、量子化手段Ｑ_mにおける量子化に使用されるｑ個の サンプルの信号ブロックは、必要ビット規定手段６において使用されるｑ₁個の サンプルの信号ブロックの一部を形成する。より具体的には、ｑ個のサンプルの 信号ブロックは、ｑ₁個のサンプルの信号ブロックにおける後半のｑ個のサンプ ルであってもよい。この状況において、補助帯域信号におけるｑ₁個のサンプル の連続的な信号ブロックは、時間的に重なり合うであろう。 第２図は、補助帯域分離器２により発生されかつ、それぞれ出力3.1〜3.Mに供 給される補助帯域信号SB₁〜SB_Mを示す図である。補助帯域信号は、ｑ₁個のサン プルＳ₁〜Ｓ_q1の連続的な信号ブロックに分割される。必要ビット規定手段６に おける演算は、ｑ₁個のサンプルの時間的長さが等しい信号ブロックにおいて毎 時実施される。このブロックは、第２図における垂直方向の破断線の間に含まれ る信号ブロックである。この状態において、ｑ₁はｑに等しいものと仮定する。 第３ａ図は、本発明による機構の更なる概要説明を示す図である。この機構は 、第１図のブロック６に含まれる。本発明によると、ブロック６は、Ｍ個の補助 帯域信号から、端子１に供給される広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペ クトルを直接示す情報を毎時規定する演算ユニット２０を有する。演算ユニット ２０は、Ｍ個の補助帯域信号を受信する目的で、ブロック６のＭ個の入力5.1〜5 .M に結合されたＭ個の入力を有する。広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペ クトルを直接示す情報が、21.1，21.2，21.3，…等で示された多数の出力への出 力を実現する。これら出力は、更なる演算ユニット３２の対応する入力に結合さ れる。ユニット２０の出力で実現可能な情報は、Ｍ個の値Ｖ₁〜Ｖ_Mから形成でき る。値Ｖ_mは、補助帯域ｍにおける補助帯域信号SB_mの信号部分または信号ブロッ クの信号電力またはエネルギである。得られた電力Ｖ_mは、更なる演算ユニット ３２に供給される。個のユニットは、必要ビットｂ₁〜ｂ_Mを得る目的で、文献（ Ｄ₁），（Ｄ₂）において説明された様なマトリクス操作を実施する。 しかしながら、上述のＭ個の電力値よりの大きな電力値を持つことは可能であ る。この場合、電力値における他の操作は、必要ビットｂ_m用のＭ個の値を得る ための更なる演算ユニットにおいて実施されねばならない。 演算ユニット２０は、補助帯域信号の各々について信号演算に基づく離散フー リエ変換を実施することに適応される。 第１の実施例において、信号演算に基づくフーリエ変換は、補助帯域信号の各 々において、より具体的には、補助帯域信号の対応時間が等しい信号ブロックの それぞれにおいて等しく実施され、補助帯域信号の個々のフーリエ変換係数のセ ットを得るため、補助帯域における信号スペクトルと等しい情報を供給し、そし て広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルと等しい情報を得るための 情報のセットを併合するための離散フーリエ変換（DFT）である。補助帯域にお ける信号スペクトルと等しい情報は、補助帯域における対応周波数用の電力値の セットの形にできる。次に、電力値のＭこのセットは、広帯域ディジタルオーデ ィオ信号の信号スペクトルを示す電力値の併合セットを得るために併合される。 以後説明される第２の実施例においては、第１のフーリエ変換の様な離散フー リエ変換を、補助帯域信号の時間的に等しい信号ブロックの個々において、ｎ回 実施する。同一の信号ブロックにおいて実施される連続的なフーリエ変換のため には、２つの連続的なフーリエ変換が実施される補助帯域信号の信号ブロックに おける信号位置が時間的に一部が重なり合うであろうと言うことができる。信号 ブロックにおいて実施される各フーリエ変換は、補助帯域における信号スペクト ルを表す電力値のセットの供給が可能なフーリエ係数のセットをもたらす。この 結果、このような電力値のｎ個のセットが、各補助帯域について得られる。この 電力値のｎセットは、各補助帯域について一つの電力値セットを得るために併合 される。次に、併合された電力値セットであるＭ個のセットは、広帯域ディジタ ルオーディオ信号の信号スペクトルを表す電力値セットを得るために併合される 。 信号処理に基づくフーリエ変換が、フーリエ変換係数の獲得と電力値の供給を 目的として、信号位置においてフーリエ変換を同様に実施するという言及は、フ ーリエ変換の実施、フーリエ変換係数の獲得、そして電力値の供給という連続的 な工程を実際には実施する必要が無いことを意味する。実施される実際の信号演 算は、この工程に基づく。言い換えれば、実施される信号演算は、全ての工程が 連続的に実施される演算に基づくが、ここでは、信号処理が、結果として演算の みを含む。この結果、この演算に基づく分離工程は、実施される信号処理におい ては、これ以上は見られるない。この内容は、第２の実施例についてさらに説明 することにより明らかにされるであろう。 第２の実施例は、第３ｂ図のブロック図により実現できる。図３は、出力26.1 ，26.2，26.3，…つにおいて電力値のＭ個のセット（各補助帯域について一つの セット）を生成する変換ユニット２２を有する演算ユニット２０を示す図である 。Ｍセットの電力値は、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを得 る目的で、Ｍセットの電力値を混合するための混合ユニット２４に供給される。 この第２の実施例において、変換ユニット２２において実施される信号演算は 、信号ブロックのｑ（１２）個のサンプルにおいてｎ（３）回のDFTを実施する ことに等しい。より具体的には、４個の１２サンプルのみを使用する実施される 。ここで、フーリエ変換係数Ｙ（Ｋ）は、以下の数式から得ることができる。 または、 Ｙ［０］＝ｘ［０］＋ｘ［１］＋ｘ［２］＋ｘ［３］ Ｙ［１］＝ｘ［０］−ｊｘ［１］＋ｘ［２］＋ｊｘ［３］ Ｙ［２］＝ｘ［０］−ｘ［１］＋ｘ［２］＋ｘ［３］ Ｙ［３］＝ｘ［０］＋ｊｘ［１］−ｘ［２］−ｊｘ［３］ 最初のサンプルｘ［０］〜ｘ［３］は、サンプルｓ₁〜ｓ₄の各々に等しい信号 ブロックにおいて実施された３つのフーリエ変換の最初の変換によるものである 。次のサンプルｘ［０］〜ｘ［３］は、サンプルｓ₅〜ｓ₈の各々に等しい信号ブ ロックにおいて実施された３つのフーリエ変換の第２の変換によるものである。 次のサンプルｘ［０］〜ｘ［３］は、サンプルｓ₉〜ｓ₁₂の各々に等しい信号ブ ロックにおいて実施された３つのフーリエ変換の第３の変換によるものである。 フーリエ変換は、以下のようなマトリクスで示すことができる。 ４つのフーリエ変換係数Ｙ［０］〜Ｙ［３］は、補助帯域において重要な３つ の周波数成分をもたらす。即ち、補助帯域の低域周波数を示す周波数成分である 周波数ｆ＝０のＹ［０］、補助帯域の高域周波数を示す周波数成分であるｆ＝ｆ_s ／２のＹ［２］、そして補助帯域の丁度半分の周波数を示す周波数ｆ＝ｆ_s／４ のＹ［１］，Ｙ［３］をもたらす。これらの成分は、第４図に示されている。 順番ｍの補助帯域の周波数ｆ＝０における電力Ｐ(0,m)は、Ｙ［０］の２乗に 等しい。即ち、 P(0,m)=|Y[0]|²=(x[0]+x[1]+x[2]+x[3])² 順番ｍの補助帯域のｆ＝ｆ_s／４における電力Ｐ（１，ｍ）は、複素共役値と Ｙ［１］の加算値とを乗算したもの及びこの複素共役値とＹ［３］とを乗算した ものに等しい。即ち、 P(1,m)=|Y[1]|²+|Y[3]|²=2{(x[0]-x[2])²+(x[1]-x[3])²} 順番ｍの補助帯域の周波数ｆ＝ｆ_s／２における電力Ｐ（２，ｍ）は、Ｙ［２ ］の２乗に等しい。即ち、 P(2,m)=|Y[2]|²=(x[0]-x[1]+x[2]-x[3])² 即ち、フーリエ変換を実施する、そして初めにフーリエ係数を得て、次いで電 力を計算する代わりに、上述の演算が各補助帯域について３回、即ち、信号ブロ ックの最初の４サンプル、この信号ブロックの第２の４サンプル、そしてこの信 号ブロックの第３の４サンプルに実施される。この結果、電力（０，ｍ），（１ ，ｍ），（２，ｍ）が３セット得られる。これら３セットの値Ｐ（０，ｍ）は、 更なる演算で使用される電力Ｐ（０，ｍ）を得る目的で付加される。３セットの 値Ｐ（１，ｍ）は、更なる演算で使用される電力Ｐ（１，ｍ）を得る目的で付加 される。３セットの値Ｐ（２，ｍ）は、更なる演算で使用される電力Ｐ（２，ｍ ）を得る目的で付加される。他の組合せとして、電力Ｐ（０，ｍ），Ｐ（１，ｍ ），Ｐ（２，ｍ）の各々のついての３つの値に対する重み付けを実現できる。３ つの電力値は、即ち、変換ユニット２２の出力26.1，26.2，26.3，…等に供給さ れる各補助信号用に得られる。 第４図の補助帯域が最低域の補助帯域であると、この帯域は、順番ｍ＝１の補 助帯域で、値ｆ_s／２は750Hzに等しい。広帯域ディジタルオーディオ信号が、２ ４kHzの周波数を持つことにより、ナイキストサンプリング定理により、４８kHz のサンプリング周波数に到る。Ｍが３２であると、帯域が750Hz（24000/32）の 補助帯域をもたらす。補助帯域の電力Ｐ（０，１）は、即ち０Hzの周波数の広帯 域ディジタルオーディオ信号の実電力をもたらす。補助帯域の電力Ｐ（１，１） は、即ち375Hz（750/2）の広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力をもたらす 。補助帯域の電力Ｐ（２，１）は、750Hzの周波数における広帯域ディジタルオ ーディオ信号の実電力に関する。 第２図の補助帯域が、次に高い（第２の）補助帯域（ｍ＝２）である場合、周 波数ｆ_s／４は、750〜1500Hzの補助帯域の中心周波数、即ち1125Hzに対応する。 分離ユニット２における信号分離の特定の方法により、降下サンプリング器（do wnsampler）９において、補助帯域750〜1500Hzのみでなく、０〜750Hzの間の周 波数帯に低減混合される下降サンプリングを含む。しかしながら、この周波数帯 は、補助帯域の中心周波数について鏡映される。次いで、上述のようにして得ら れた電力Ｐ（０，２）は、1500Hzの周波数における広帯域ディジタルオーディオ 信号の電力に関連性を持つ。電力Ｐ（１，２）は、1125Hzの周波数における広帯 域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連し、電力Ｐ（２，２）は、ｆ＝750H zで広帯域ディジタルオーディオ信号の電力と関連性を持つ。 異なる方法で信号分離が実施されると、スペクトルの鏡映は生じないという点 に注意されたい。 第４図の補助帯域が第３の補助帯域（ｍ＝３）である場合、この補助帯域は、 1500〜2250Hzの間に位置する。この補助帯域に関する電力Ｐ（０，３）は、周波 数1500Hzの広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連し、電力Ｐ（１，３ ）は、周波数1875Hzにおける広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連し 、電力Ｐ（２，３）は、周波数2250Hzの広帯域ディジタルオーディオ信号の実電 力に関連する。 第４図の補助帯域が第４の補助帯域（ｍ＝４）である場合、この補助帯域は、 2250〜3000Hzの間に位置する。第２の補助帯域について述べられたことは同様に 、第４及び他の全ての偶数補助帯域について有効である。即ち、低減混合（mixi ng down）は同様に、補助帯域における中心周波数において鏡映をもたらす。補 助帯域用の電力Ｐ（０，４）は、即ち周波数3000Hzにおける広帯域ディジタルオ ーディオ信号の実電力に関連し、補助帯域用の電力Ｐ（１，４）は、即ち周波数 2250Hzにおける広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連し、電力Ｐ（２ ，４）は、即ち周波数2625Hzにおける広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力 に関連する。 上述の説明は、連続する補助帯域について続けることができる。 第５図は、種々の補助帯域について、変換ユニット２２の出力に存在する周波 数の関数として示した図である。電力スペクトルの上位は、１から計数した場合 、奇数順序の補助帯域の電力スペクトルである。電力スペクトルの下位は、偶数 順序の補助帯域の電力スペクトルである。 第５図の電力が得られると、信号混合ユニット２４は、第５図の電力から、同 様の周波数値の電力を加算して、広帯域ディジタルオーディオ信号のスペクトル を誘導する。これらの周波数用に、ここでは、２つの電力値を利用できる。つま り、750Hzの倍数である。さらに、ｆ＝０Hzにおける電力ついての正確な値を得 る目的で、値Ｐ（０，１）は、２逓倍されねばならない。この結果、６５（32× 2＋1）個の電力値Ｐ₁が、総合の周波数帯域を０〜２４kHzとして、出力30.1，30 .2，30.3，…等に設けられる。なお、ｊは１乃至６５の間を変化する。電力に関 するこれら６５個の値は、ブロック３２において、直接的に必要ビットｂ₁〜ｂ_M を得るために使用できる。 必要ビットを得る他の方法は、以下のものである。文献（Ｄ２）からは、必要 ビットｂ₁〜ｂ_Mを得るために必要とされる連続的なマトリクス操作用の電力値と しての、Ｖｍ用の３２個の値のみが既知である。次いで、必要ビットｂ₁〜ｂ_Mを 得るために既知のマトリクス操作を使用することは、文献（Ｄ２）に記述された 既知の必要ビット演算方法において、値Ｖｍとして使用可能な３２個のみの電力 値に、第６図の６５個の電力値Ｐ_jを変換することが必要とされる。 他の解決策では、６５個の電力値から６５個の必要ビットを得るために、６５ ×６５のマトリクスを使用可能で、そして、補助帯域に存在する必要ビットの最 大または最小の必要ビットの両者を、ビット配置工程における補助帯域用の必要 ビットとして得ることが可能である。 第７図は、上述の信号処理を実施するための演算ユニット２０の実施例を示す 図である。この演算ユニット２０は、第３ｂ図に示した変換ユニット２２と信号 混合ユニット２４とを有する。変換ユニット２２は、メモリ50.1〜50.qを有する 。図には、メモリ50.m-1，50.m，50.m+1のみが示されている。これらのメモリは 、ｘ［０］〜ｘ［３］で示された４つの連続的な値を格納するため、４つの格納 場所を有する。 メモリ50.1〜50.Mは、補助帯域信号を受信するビット規定ユニット６の入力5. 1〜5.Mに結合された入力を持つ。第７図には、入力5.m-1，5.m，5.m+1のみが示 されている。メモリ50.m-1は、補助帯域信号SB_m-1の４つのサンプル値を格納す る。前述のように、これら４つのサンプル値は、補助帯域信号ＳＢ_mの信号ブロ ックのサンプル値Ｓ₁〜Ｓ₄またはサンプル値Ｓ₅〜Ｓ₈またはサンプル値Ｓ₉〜Ｓ_{1 2} である。メモリ50.mは、格納する。補助帯域信号ＳＢmの４つのサンプル値の各 々を格納する。メモリ50.mに格納された４つのサンプル値は、メモリ50.m-1に格 納されたサンプルと時間的に等しい。メモリ50.m+1は、補助帯域信号ＳＢm+1の ４つのサンプル値の各々を格納する。メモリ50.m+1に格納された４つのサンプル 値は、メモリ50.m-1及び50.mに格納された４つのサンプル値と時間的に等しい。 メモリ50.mの４つの出力は、３つの演算ブロック52.1，52.2，52.3の対応する 入力に結合される。（メモリ50.mにおける格納位置の各々は、一つの出力に結合 される。）演算手段52.1は、先に示した式に対応する４つのサンプル値ｘ［０］ 〜ｘ［３］に基づく電力Ｐ（０，ｍ）の演算に適用される。演算ブロック52.2は 、先に示した式に対応する４つのサンプル値ｘ［０］〜ｘ［３］に基づく電力Ｐ （１，ｍ）の演算に適用される。演算ブロック52.3は、先に示した式に対応する ４つのサンプル値ｘ［０］〜ｘ［３］に基づく電力Ｐ（２，ｍ）の演算に適用さ れる。 同一の演算ブロックは、他のメモリ50.1〜50.m-1，50.m+1〜50.Mの各々に適応 される。第７図は、メモリ50.m+1に格納されたサンプル値ｘ［０］〜ｘ［３］か ら電力Ｐ（２，m+1）を演算する演算ブロック５３と、メモリ50.m-1に格納され たサンプル値ｘ［０］〜ｘ［３］から電力Ｐ（０，m-1）を演算する演算ブロッ ク５４を示す。演算ブロックの出力は、加算ユニット56.1，56.2，56.3の様な加 算ユニットの第１入力に結合される。加算ユニットの出力は、メモリ58.1，58.2 ，58.3の様なメモリの入力に結合される。これらメモリの出力は、加算ユニット の第２入力に結合される。 メモリ５９，58.1の出力は、加算ユニットと６２の対応する入力にさらに結合 され、メモリ58.3，６０の出力は、加算ユニット６３の対応する入力に結合され る。 時間的に同一である信号ブロックの信号演算は、以下のようなものである。メ モリ58.1，58.2，58.3，59，60は、内容がゼロになるように初期化される。Ｍ個 の補助帯域信号の時間的に等しい全ての信号ブロックの最初の４つのサンプル値 ｓ₁〜ｓ₄は、メモリ50.1〜50.Mに格納される。補助帯域信号SBmのような補助帯 域信号の４つのサンプルの各々について、３つの電力値Ｐ(0,m)，Ｐ(1,m)，Ｐ(2 ,m)が、演算ブロック52.1，52.1，52.3において演算される。これら３つの電力 値は、加算器56.1，56.2，56.3に供給される。メモリ58.1，58.2，58.3の内容が ゼロの場合は、値ゼロが加算器の第２入力に供給される。次いで、電力値が、メ モリ58.1，58.2，58.3に格納される。 次に、時間的に等しい全ての信号ブロックの４つのサンプル値ｓ₅〜ｓ₈の第２ セットが、メモリ50.1〜50.Mに格納される。再び、補助帯域信号ＳＢmについて の電力値Ｐ(0,m)，Ｐ(1,m)，Ｐ(2,m)が演算され、そして対応する加算器56.1，5 6.2，56.3に供給される。ここで演算された電力値は、メモリ58.1，58.2，58.3 に格納された電力値に加算され、そして加算結果が再び当該メモリに格納される 。 次に、時間的に等しい全ての信号ブロックの４つのサンプル値Ｓ₉〜Ｓ₁₂の第 ３セットが、メモリ50.1〜50.Mに格納される。再び、補助帯域信号ＳＢmについ ての電力値Ｐ(0,m)，Ｐ(1,m)，Ｐ(2,m)が演算され、そして対応する加算器56.1 ，56.2，56.3に加算され、さらに加算結果が当該メモリに再び格納される。 メモリ58.2に格納された電力値は、図示のように電力値Ｐ_2mである。さらに、 メモリ５９，58.1に格納された電力値Ｐ(0,m-1)，Ｐ(2,m+1)は、図示のような電 力値Ｐ2m-1を得るために、加算ユニット６２に共に格納される。同様の方法で、 メモリ58.3，６０に格納された電力値Ｐ(2,m)，Ｐ(2,m+1)の各々も、図示のよう に、電力値Ｐ_2m+1を得るために加算ユニット６３に共に加算される。 信号混合ユニット２４は即ち、次の低域補助他愛器において最も高い周波数の 電力値に対する補助帯域中の最も低い周波数の電力値を毎時加算するために、第 ７図に示された加算ユニット６２，６３のような多数の加算ユニットを有する。 最も低い電力成分Ｐ₀を得る目的で、第７図に見られるような付加的な乗算器 ６５が必要とされることが、以後の説明から明らかになるであろう。乗算器６５ は、メモリ６４の出力に結合された入力を有する。メモリ６４には、電力値Ｐ(0 ,1)が格納される。乗算器６５は、電力値Ｐ₀を得るために電力Ｐ(0,1)を２で乗 算する。 さらに、望ましくは、ハミング窓空け（Hamming windowing）のような窓空け が、演算に基づく時間−周波数変換を事前に実施するための信号上で実施される 。同様に、従来の既知である別名の補正方法が、電力Ｐ₁が４よりも大きい場合 に、望ましくは実施される。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．広帯域ディジタルオーディオ信号を受信する入力端子と、 前記広帯域ディジタルオーディオ信号をＭ個の狭帯域補助信号に分離する信号 分離手段とを有し、当該Ｍ個の補助信号の各々が、当該広帯域ディジタルオーデ ィオ信号を示す成分に相当し、そして当該広帯域ディジタルオーディオ信号の周 波数帯のＭ個の実質的に重なり合わないように調整された狭帯域の一つに対応し て存在され、 さらに、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルの標本である 情報を、Ｍ（１より大きな整数）個の補助信号から毎時規定する演算手段と、 広帯域ディジタルオーディオ信号を示す信号スペクトルである情報に応じてビ ット配置情報と、補助帯域信号のサンプルを示すであろうビット順序を示すビッ ト配置情報とを供給するビット配置情報規定手段とを有する、広帯域ディジタル オーディオ信号の信号スペクトルを規定し、かつこのスペクトルに応じてビット 配置情報を供給する、適応ビット配置システムにおける機構において、 前記演算手段が、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルの前 記情報標本を得るために、信号演算に基づく時間−周波数変換を、前記各補助信 号について実施する変換手段を有することを特徴とする広帯域ディジタルオーデ ィオ信号の信号スペクトルを規定し、かつこのスペクトルに応じてビット配置情 報を供給する、適応ビット配置システムにおける機構。 ２．請求項１に記載の機構において、 前記演算手段が、毎時、Ｍ個の時間的に等価な信号ブロックから、一つの信号 ブロックを規定することに適応され、当該一つの信号ブロックが、ｑ₁個のサン プルの補助信号を有し、前記情報が前記広帯域ディジタルオーディオ信号の前記 信号スペクトルの標本で、ｑ₁が１よりも大きな整数である広帯域ディジタルオ ーディオ信号の信号スペクトルを規定し、かつこのスペクトルに応じてビット配 置情報を供給する、適応ビット配置システムにおける機構であって、 前記変換手段が、時間的に等しい信号ブロックの各々において、前記広帯域デ ィジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示す前記情報を得るための信号演算 に基づいて前記時間−周波数変換を実施することに適応されることを特徴とする 広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを規定し、かつこのスペクト ルに応じてビット配置情報を供給する、適応ビット配置システムにおける機構。 ３．請求項２に記載の機構において、 前記変換手段が、補助帯域における補助帯域信号の各信号ブロックについての 変換係数を得るために、各信号ブロックにおいて、時間−周波数変換を実施する ことと等価である信号処理に基づく時間−周波数変換を実施することに適応され ることを特徴とする広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを規定し 、かつこのスペクトルに応じてビット配置情報を供給する、適応ビット配置シス テムにおける機構。 ４．請求項２に記載の機構において、 前記変換手段が、各信号ブロックにおける、補助帯域において信号ブロック用 のｎセットの変換係数を得るために信号ブロックのサンプル上でｎ下位の時間− 周波数変換の実施と同様の信号処理に基づく時間−周波数変換の実施に適応され 、補助帯域における信号スペクトルを示す情報を供給し、そして広帯域ディジタ ルオーディオ信号の信号スペクトルを示す情報を得るためにＭ個の補助帯域に信 号スペクトルを示す情報を混合することを特徴とする広帯域ディジタルオーディ オ信号の信号スペクトルを規定し、かつこのスペクトルに応じてビット配置情報 を供給する、適応ビット配置システムにおける機構。 ５．請求項３または４に記載の機構において、 補助帯域における前記信号スペクトルを示す前記情報が、当該補助帯域におけ る対応する数の多数の電力値の形態で、前記変換手段がさらに、前記広帯域ディ ジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示す電力値と混合されたセットを得る ために、各補助帯域について一つのセットで、Ｍセットの電力値を併合すること に適応されることを特徴とする広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクト ルを規定し、かつこのスペクトルに応じてビット配置情報を供給する、適応ビッ ト配置システムにおける機構。 ６．請求項４に記載の機構において、 前記変換手段が、補助帯域の各信号ブロック上で、ｎセットの変換係数を得る 目的で信号ブロックにおけるｐ₁でｎ下位の時間−周波数変換を実施することと 同様の信号演算に基づく時間−周波数変換を実施することに適応され、ｎセット の変換係数から、当該補助帯域におけるｐ₂の対応する数の多数のｐ₂電力値を供 給し、変換手段がさらに、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを 示すｐ₃電力値の混合されたセットを得るために、ｐ₂電力値のＭセットを併合す ることに適応され、ここではｎ，ｐ₁，ｐ₂，ｐ₃が1より大きな整数で、ｐ₁がｑ₁ よりも小さいことを特徴とする広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクト ルを規定し、かつこのスペクトルに応じてビット配置情報を供給する、適応ビッ ト配置システムにおける機構。 ７．請求項６に記載の機構において、 ｎ＝ｑ₁／ｐ₁ であることを特徴とする広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを 規定し、かつこのスペクトルに応じてビット配置情報を供給する、適応ビット配 置システムにおける機構。 ８．請求項５または６に記載の機構において、 前記変換手段がさらに、次に高い補助帯域における最低位周波数成分に対応す る電力のセットの電力値を有する補助帯域における最高位周波数成分に対応する 電力のセットの電力値を混合することに適応されることを特徴とする広帯域ディ ジタルオーディオ信号の信号スペクトルを規定し、かつこのスペクトルに応じて ビット配置情報を供給する、適応ビット配置システムにおける機構。 ９．請求項６に従属する請求項８に記載の機構において、 ｐ₃＝Ｍ(P₂-1)+1 であることを特徴とする広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを規 定し、かつこのスペクトルに応じてビット配置情報を供給する、適応ビット配置 システムにおける機構。 １０．請求項６に記載の機構において、 ｑ₁＝１２，ｐ₁＝４ であることを特徴とする広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを規 定し、かつこのスペクトルに応じてビット配置情報を供給する、適応ビット配置 システムにおける機構。 １１．請求項１乃至１０の何れか一項に記載の機構において、 時間−周波数変換が、離散フーリエ変換であることを特徴とする広帯域ディジ タルオーディオ信号の信号スペクトルを規定し、かつこのスペクトルに応じてビ ット配置情報を供給する、適応ビット配置システムにおける機構。