JPH09511631A - 同期検波のための同期検波器及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 同期検波器（２００）は第１及び第２のミキサ回路（２０６、２０８）と電圧制御発振器（２１２）を含む。電圧制御発振器は、局部発振器信号を直接に第２のミキサ回路に、また、位相変換器（２１０）を介して間接的に第１のミキサ回路に提供する。第１及び第２のミキサ回路の出力は合成器回路（２２０）で合成され、ジッタが消去された出力信号を提供する。ジッタが消去された出力信号はループ・フィルタ（２１４）で濾波されて電圧制御発振器に与えられ、局部発振器の信号の周波数及び位相を制御する。合成器回路は加算器（２２２）とジッタ消去フィルタ（２２８）とを含む。ジッタ消去フィルタは、検出される信号のスペクトルに一致する高域通過フィルタであることが好ましい。第１のミキサ回路の出力は高域通過フィルタを介して加算器の１つの入力に入り、第２のミキサ回路の出力は加算器の第２の入力に入る。加算器の出力はループ・フィルタに与えられる。

Description

【発明の詳細な説明】 同期検波のための同期検波器及び方法 発明の背景 発明の分野 本発明の分野は、ＲＦ信号の同期検波に関する。特に、本発明は、検波された 信号における位相ジッタが小さい同期検波器に関する。 関連技術の説明 既知の同期検波器は、フェーズ・ロック・ループを用いて、同期検波において 用いるための搬送波信号の複製を再生する。パイロット搬送波の位相変調は、残 留側波帯信号の固有の部分である。フェーズ・ロック・ループが残留側波帯信号 を同期検波するために用いられるとき、フェーズ・ロック・ループは、パイロッ ト搬送波の固有の位相変調にロックし、誘導された固有の位相雑音を有する搬送 波信号の複製を生成する。この位相雑音の結果、同期復調器からは歪んだ出力が 生じる。この位相雑音を最小化するために、既知のフェーズ・ロック・ループは 、狭帯域幅のループ・フィルタを用いる。こうすると、突然の位相ヒット、例え ば、マイクロホン効果（ｍｉｃｈｒｏｐｈｉｎｉｃ ｅｆｆｅｃｔｓ）に起因す るチューナの局部発振器における不要な位相変調が変調された信号に注入された ときに、位相に追従し且つ搬送波信号との位相コヒーレンスを維持するフェーズ ・ロック・ループの能力が制限されてしまう。 同期検波器技術は、多くの用途の中でも、高品位テレビジョンに関して重要な 技術である。高品位テレビジョンのための送信技術は最近の論争の主題である。 或る提案者はＱＡＭを所望し、別の提案者はＶＳＢを所望する。例えば、１６− ＱＡＭや直交振幅変調は、４ビット・データ・ニブルのシーケンスをシーケンス あたり２ビット・シンボルの２つの個別のシーケンスに分割する技術である。２ つの個別のシンボル・シーケンスは、直交多重形式の変調器の２つの変調入力ポ ートに与えられる。ＱＡＭ出力信号は両側波帯信号であり、側波帯は、変調プロ セスにおいて用いられて２つの個別のシンボル・シーケンス間の非対称に起因し て、互いに特定の位相関係を持たない。 それに対して、例えば、４−ＶＳＢ残留側波帯は、４ビット・ニブルの同じシ ーケンスが４ビット・シンボルの１つのシーケンスとして構成される技術であり 、ＶＳＢシンボル速度は、ＱＡＭにおいて用いられる２つの個別のシンボル・シ ーケンスのシンボル速度の和に等しい。 ＡＴ＆Ｔ、ゼニス、ゼネラル・インストルメンツ社、マサチューセッツ工科大 学、トムソン・コンシューマ・エレクトロニクス、フィリップス・コンシューマ ・エレクトロニクス、及びデイビッド・サーノフ・リサーチ・センターを含むデ ジタル高品位テレビジョン・グランド・アライアンスは、高品位テレビジョンの ための送信技術としてＱＡＭではなくＶＳＢを選択した。 高品位テレビジョンに対するＶＳＢ信号又はＱＡＭ信号の高性能同期検波の重 要性は明らかである。しかしながら、本発明は、送信された信号における不要な 位相変調が被検波信号に位相誤りを誘導する任意の送信技術に応用できる。 発明の概要 本発明の目的は、従来技術の上記の制限を克服することである。本発明の別の 目的は、同期検波器において用いられるフェーズ・ロック・ループの帯域幅内の 位相雑音を打ち消すことである。本発明の更に別の目的は、任意の指定されたル ープの帯域幅に対して位相追尾精度を向上させることである。本発明の更に別の 目的は、任意の指定された位相追尾精度に対して、フェーズ・ロック・ループに おけるループ帯域幅を増すことである。 これら及び他の目的は、第１のミキシング回路、第２のミキシング回路及び電 圧制御発振器を有する同期検波器において達成される。電圧制御発振器は局部発 振器信号を直接に第２のミキサ回路に与えると共に、第１のミキサ回路に位相変 換器を介して間接的に提供する。第１のミキサ回路の出力及び第２のミキサ回路 の出力は合成器回路に与えられ、合成された出力信号が生成される。合成された 出力信号はループ・フィルタによって濾波され、電圧制御発振器の周波数を制御 するための制御信号を提供する。合成器回路はジッタ消去フィルタを含み、それ は、検出されるべき変調された信号の単位周波数あたりの信号密度の傾きの変化 と実質的に等しい単位周波数あたりの信号密度の傾きの変化を持つ伝達関数によ っ て特徴付けされる。 図面の簡単な説明 本発明は、以下の好適な実施の形態の説明において以下の図面を参照して詳細 に説明される。 図１Ａは、情報信号の信号周波数密度のスペクトルを示すグラフである。 図１Ｂは、狭帯域パイロット信号の信号周波数密度のスペクトルを示すグラフ である。 図１Ｃは、パイロット信号を含む情報信号の信号周波数密度のスペクトルを示 すグラフである。 図２は、残留側波帯変調された信号を生成するための代表的なシステムを示す ブロック図である。 図３は、理想化した従来の同期検波器を示すブロック図である。 図４Ａ−４Ｄは、図３の同期検波器によって処理された信号の信号周波数密度 スペクトルを示すグラフである。 図５は、図２の回路で生成された残留側波帯変調された信号の信号周波数密度 スペクトルの特性を示すグラフである。 図６Ａ−６Ｄは、図５に周波数密度分布が示された残留側波帯被変調信号に固 有の位相変調を示すフェーザ（ｐｈａｓｅｒ）ベクトル・グラフである。 図７は、現実の同期変調器を示すブロック図である。 図８は、有限インパルス応答フィルタを示すブロック図である。 図９は、ナイキスト・フィルタのインパルス応答を示すグラフである。 図１０は、３２次の現実のナイキスト・フィルタの零のｚドメイン上のプロッ トである。 図１１は、ナイキスト・フィルタの周波数応答を（ｌｏｇの大きさで）示すグ ラフである。 図１２は、ナイキスト・フィルタの周波数応答を（線形の振幅で）示すグラフ である。 図１３は、ＶＳＢフィルタの実数アームのインパルス応答を示すグラフである 。 図１４は、ＶＳＢフィルタの虚数アームのインパルス応答を示すグラフである 。 図１５は、３２次の現実のＶＳＢフィルタの零のｚドメイン上のプロットであ る。 図１６は、ＶＳＢフィルタの周波数応答を（ｌｏｇの大きさで）示すグラフで ある。 図１７は、ＶＳＢフィルタの周波数応答を（線形の振幅で）示すグラフである 。 図１８は、ＶＳＢフィルタの実数アームの周波数応答を示すグラフである。 図１９は、ＶＳＢフィルタの実数アームの位相応答を示すグラフである。 図２０は、ＶＳＢフィルタの虚数アームの大きさ応答を示すグラフである。 図２１は、ＶＳＢフィルタの虚数アームの位相応答を示すグラフである。 図２２は、図２０のグラフの周波数応答の拡大したものを示すグラフである。 図２３は、従来の現実の同期検波器を示すブロック図である。 図２４は、本発明に係る同期検波器を示すブロック図である。 図２５は、ＶＳＢフィルタの虚数アームの周波数応答（曲線Ａ）と、その上に 重ねられた一次バタワース高域通過フィルタの周波数応答（曲線Ｂ）とを示すグ ラフである。 図２６は、一次バタワース高域通過フィルタの大きさ応答を示すグラフである 。 図２７は、一次バタワース高域通過フィルタの位相応答を示すグラフである。 図２８は、図２４のループ・フィルタ２１４への入力での、高域通過フィルタ を用いた場合（曲線Ｂ）と高域通過フィルタを用いない場合（曲線Ａ）との電力 スペクトルを示すグラフである。 図２９は、図２８を拡大したものを示すグラフである。 図３０は、変更されたパイロット追尾回路によって見られる等価スペクトルを 示すグラフである。（このスペクトルは変調器及び復調器には存在しない。） 図３１は、図３０に示すグラフを拡大したものを示すグラフである。 図３２ａ−ｄは、同期検波器のシミュレーションの位相追尾の結果を示すグラ フ及びヒストグラムである。 図３３は、本発明に係る消去フィルタを含む送信機の変調器である。 好適な実施の形態の説明 図１Ａは、情報信号の信号周波数密度のスペクトルを示すグラフであり、この 図示された情報信号は、搬送波周波数ｆ_cに関して変調された残留側波帯被変調 信号である。このような信号は、搬送波周波数よりも高い周波数及び低い周波数 の周波数成分を有するものとして特徴付けられる。しかしながら、図１Ａは搬送 波周波数がない状況を示し、搬送波周波数での唯一の周波数成分は情報信号の一 部である。 図１Ｂは、残留側波帯信号に付加されるパイロット信号の信号周波数密度のス ペクトルを示すグラフである。 図１Ｃは、情報信号と残留側波帯信号との組み合わせの信号周波数密度のスペ クトルを示すグラフである。 図２は、残留側波帯信号を生成するための代表的な変調器を示すブロック図で ある。フーリエ変換がＭ（２πｆ）である変調信号ｍ（ｔ）は、最初に、加算回 路２においてＶパイロットに加えられ（このＶパイロットは直流電圧であり得る ）、次いで、好適には平衡ミキサ４において搬送波信号ｃｏｓ（２πｆ_cｔ）と 混合されて両側波帯被変調信号を生成する。この両側波帯被変調信号は、伝達関 数Ｈ_v（２πｆ）を持つ適宜のフィルタによって処理され、フーリエ変換がΦ_v（ ２πｆ）である残留側波帯被変調信号φ_v（ｔ）を生成する。この残留側波帯被 変調信号の信号周波数密度スペクトル（パイロットを除く）は Φ（２πｆ）＝０．５［Ｍ（２πｆ＋２πｆ_c）＋Ｍ（２πｆ−２πｆ_c）］ Ｈ（２πｆ） （１） で表される。元の変調信号ｍ（ｔ）は、残留側波帯被変調信号φ_v（ｔ）が同期 検波器によって処理されるときに再生される。 図３は、代表的な理想化された同期検波器を示すブロック図である。残留側波 帯被変調信号φ_v（ｔ）は、フィルタ６において帯域通過濾波され、次に、ミキ サ８において搬送波信号ｃｏｓ（２πｆ_cｔ）と乗算され、混合された信号ｅ（ ｔ）を生成する。この混合された信号のフーリエ変換Ｅ（２πｆ）は ０．２５｛Ｈ（２πｆ＋２πｆ_c）［Ｍ（２πｆ＋４πｆ_c）＋Ｍ（２πｆ）］ ＋Ｈ（２πｆ−２πｆ_c）［Ｍ（２πｆ−４πｆ_c）＋Ｍ（２πｆ）］｝（２） によって与えられる。この信号から、送信機（図２）で加算されたＶパイロット を加算器９を用いて除去することが必要である。図４Ａに、残留側波帯被変調信 号の信号周波数密度スペクトルΦ_v（２πｆ）が示されている。図４Ｄには、図 ３に示された同期検波器のミキサの出力Ｅ（２πｆ）が信号周波数密度スペクト ルとして示されている。上記の式（２）の最初の行は、図４Ｃに示す信号周波数 密度スペクトルに対応し、上記の式（２）の第２行は、図４Ｂに示す信号周波数 密度スペクトルに対応する。フーリエ変換がＥ（２πｆ）であるミキサの出力は 、次に、伝達関数が図４Ｄの破線で示される低域通過フィルタによって処理され る。これは、搬送波周波数の２倍の周波数で出現する信号の高周波数部分を除去 する。低域通過フィルタの出力の信号周波数密度スペクトルは Ｅ₀（２πｆ）＝０．２５Ｍ（２πｆ）［Ｈ（２πｆ＋２πｆ_c） ＋（２πｆ−２πｆ_c）］ （３） で与えられる。低域通過フィルタの出力ｅ₀（ｔ）は Ｅ₀（２πｆ）＝ｋＭ（２πｆ） （４） のときに変調信号ｍ（ｔ）の正確な複製である。なお、ｋは定数である。従って 、図２に示すフィルタの伝達関数が Ｈ（２πｆ＋２πｆ_c）＋Ｈ（２πｆ−２πｆ_c）＝４ｋ （５） によって特徴付けられるとき、変調信号ｍ（ｔ）は完全に再生される。 式（５）に示される状態が図５に最も良く示されている。図５は、残留側波帯 被変調搬送波の信号周波数密度スペクトルを示すグラフであり、搬送波周波数は ｆ_cである。図５から理解できるように、点１は搬送波周波数ｆ_cに関して点２と 反対称である。搬送波周波数ｆ_cでの信号周波数密度スペクトルの周波数密度を 基準密度として用いると、点１での周波数密度は基準密度に関してｙ₁だけ小さ く、点２での周波数密度は基準密度に関してｙ₂だけ大きい。更に、点１の周波 数オフセット（即ち、ｘ₁）が点２の周波数オフセット（即ち、ｘ₂）と等しいと き、ｙ₁とｙ₂は等しい。図５に示すような周波数スペクトルを持つ信号は理想的 なの同期検波器によって復調され、変調信号ｍ（ｔ）を完全に再生する。 残留側波帯被変調信号は固有の位相変調を含む。図６Ａは、搬送波信号のフェ ーザ（ｐｈａｓｏｒ）・ベクトル図を示すグラフである。ベクトル自身は複素電 圧平面において反時計回りに回転する。搬送波信号の実数成分のみが変調プロセ スにおいて実際に存在する。ベクトルは複素電圧平面において角周波数２πｆで 反時計回りに回転し、従って、ベクトルの実数成分はｃｏｓ（２πｆ_cｔ）であ る。図６Ｂは、搬送波信号に関しての上側波帯信号に対するフェーザ・ベクトル 図を示すグラフである。フェーザ・ベクトルは反時計回りに回転し、搬送波周波 数に関する正の周波数分散を示す。図６Ｃは、搬送波信号に関しての下側波帯信 号に対するフェーザ・ベクトル図を示すグラフである。フェーザ・ベクトルは時 計回りに回転し、搬送波周波数に関して負の周波数分散を示す。この信号は残留 側波帯被変調信号を表すため、下側波帯に対するフェーザ・ベクトルの振幅は、 上側波帯に対するフェーザ・ベクトルの振幅より小さい。両側波帯被変調搬送波 は、各側波帯に対して１つずつの等しい振幅のベクトルを持ち、それらは逆回転 し、常に実数の合成ベクトルを生成する。しかしながら、残留側波帯被変調信号 は、２つの側波帯のフェーザ・ベクトルが等しくないため、位相変調を生成する 。平衡ミキサの出力を濾波することによって生成された単側波帯被変調信号は位 相変調を生成する。実際、無限に急峻なカットオフ・スロープは現実のフィルタ において不可能であるので、濾波によって生成された単側波帯信号は必然的に残 留側波帯を持つ。 位相操作方法（ｐｈａｓｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ）と言われる公知の方法によっ て生成された単側波帯信号はまた、広帯域ヒルベルト・フィルタの実現における 制限に起因して、或る残留側波帯成分を有する。例えば、１つのオーディオ信号 （即ち、３０〜３８４０Ｈｚ）が位相操作方法を用いて搬送波上に変調されると き、ヒルベルト・フィルタは、オーディオ帯域内（例えば、７オクターブ以上） の各周波数で９０°の移相を生成することが必要である。 図６Ｄは、図６Ｂのように反時計回りに回転する上側波帯フェーザ・ベクトル を示すグラフである。図６Ｄはまた、上側波帯フェーザ・ベクトルの端部に重ね て、図６Ｃに示すフェーザ・ベクトルに対応する下側波帯フェーザ・ベクトルを 示す。上側波帯と下側波帯とを重ね合わしたときに残る残留位相変調Θが存在す る。この位相変調は図１Ａに示した情報信号に固有のものであり、それは実際の 同期検波器の実現における復調プロセスに歪みをもたらす傾向がある。なぜなら 、実際の同期検波器はパイロット信号に依存して搬送波信号の同期した複製を生 成するからである。 米国特許第４，６０２，２８７号において、ピータ・フォッケンスは、ＳＡＷ フィルタを用いて搬送波周波数付近のＶＳＢ信号のスペクトル状の電力を平滑に し、この不要な残留位相変調（即ち、位相ジッタ）の影響を除去するシステムを 説明している。この平滑にされたスペクトルを持つ信号は、次に、従来の同期検 波器によって検波される。 残留側波帯変調器をデジタルで実現したものが図７に示されている。ＱＡＭの 実施の形態においては、図７は、それぞれに虚数アーム及び実数アームに信号を 与える２つの入力を持つことを示すように変更される。図７において、入力デー タはデータ入力端子１２に与えられ、フィルタの実数アーム１６の入力とフィル タの虚数アーム１８の入力とに与えられる。発振器２０は搬送波周波数で搬送波 信号を生成する。搬送波信号は平衡変調器２２とヒルベルト・フィルタ２６の入 力とに与えられる。搬送波周波数は実質的にスペクトル的に純粋であるので、ヒ ルベルト・フィルタ２６は単に搬送波周波数での９０°移相フィルタである。ヒ ルベルト・フィルタ２６の出力は平衡変調器２４に与えられる。実数アーム１６ の出力は、搬送波周波数を変調するために平衡変調器２２に与えられる。平衡変 調器２２の出力は加算回路２８の第１の入力に与えられる。虚数アーム１８の出 力は平衡変調器２４に与えられ、平衡変調器２４の出力は加算回路２８の第２の 入力に与えられる。加算回路２８の出力は変調された搬送波信号であり、出力端 子１４に与えられる。 図７に示す変調器は、虚数アーム１８が実数アーム・フィルタ１６の通過帯域 の全帯域幅にわたって９０°移相を提供するヒルベルト・フィルタであるときに 、単側波帯変調信号を生成する。加算回路２８が平衡変調器２２及び２４からの 信号を加算するとき、上側波帯信号が出力端子１４に与えられる。加算回路２８ が平衡変調器２２からの信号から平衡変調器２４からの信号を減算するとき、出 力端子１４で提供される変調された搬送波は下側波帯信号である。 変調器１０はまた、直交振幅被変調（ＱＡＭ）信号を生成する。この場合、上 で簡単に説明したように、データ入力は、虚数アーム１８及び実数アーム１６に 与えられる２つの別のデータ・ストリームを含む。第１のデータ・ストリームは 実数アーム・フィルタ１６に与えられ、第２のデータ・ストリームは虚数アーム ・ フィルタ１８に与えられる。実数アーム１６及び虚数アーム１８が共にナイキス ト・フィルタである場合、出力端子１４での変調された搬送波信号は直交振幅変 調された信号である。 変調器１０はまた、残留側波帯被変調信号を生成する。変調器１０は、実数ア ーム１６及び虚数アーム１８に適用される重みが適切に決定されたときに、以下 に詳細に説明するように、残留側波帯被変調信号を生成する。 ここで、ＶＳＢフィルタの実数アーム１６及び虚数アーム１８をデジタルで実 現したものを図８を参照して説明する。ｚドメインにおける離散時間（ｄｉｓｃ ｒｅｔｅ ｔｉｍｅ）フィルタの伝達関数の一般的な形は Ｈ（ｚ）＝［ｂ（ｚ）］／［ａ（ｚ）］ （６） である。ここで、ｂ（ｚ）及びａ（ｚ）は ｂ（ｚ）＝ｂ₀ｚ⁰＋ｂ₁ｚ^-1＋ｂ₂ｚ^-2＋・・・ （７） ａ（ｚ）＝ａ₀ｚ⁰＋ａ₁ｚ^-1＋ａ₂ｚ^-2＋・・・ （８） で与えられるｚの多項式表現である。ここで、ｚ⁰は現在のサンプルであり、ｚ^{- 1} は１つ前のサンプルであり、以下同様である。残留側波帯被変調信号を生成す ることを所望する場合、ＶＳＢフィルタの伝達関数の極及びゼロの位置は、ナイ キスト・フィルタの伝達関数の極及びゼロの位置に関して４５°回転される。変 換された伝達関数は一般に Ｈ_t（ｚ）＝［ｂ_t（ｚ）］／［ａ_t（ｚ）］ （９） によって与えられる。ここで、下付き文字ｔは変換された値を表し、多項式ｂ_t （ｚ）及びａ_t（ｚ）は ｂ_t（ｚ）＝ｂ₀ｚ⁰＋ｂ₁ｚ^-1ｅ^(jω)＋ｂ₂ｚ^-2ｅ^(j2ω)＋・・・ （１０） ａ_t（ｚ）＝ａ₀ｚ⁰＋ａ₁ｚ^-1ｅ^(jω)＋ａ₂ｚ^-2ｅ^(j2ω)＋・・・ （１１） によって与えられる。指数項ｅ^(jω)は残留側波帯被変調信号を生じる変換の移 相を分担する。 一般に、多項式ｂ（ｚ）の係数はフィルタにおけるゼロを分担し、多項式ａ（ ｚ）の係数はフィルタにおける極を分担する。 以下に説明する離散時間の実施においては、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フ ィルタが用いられるが、その他のフィルタ設計を用いることもできる。極は存在 せ ず、ゼロのみが存在する。多項式ａ（ｚ）は１に等しい。図８において、離散時 間信号がデータ入力４２に与えられ、遅延素子４６から構成されるタップ付き遅 延線を通過する。タップからの出力は、重み付け素子４８において適宜の係数（ 複素数であり得る）によって重み付けされる。図８に示される有限インパルス応 答フィルタ４０において、係数はｂ₁、ｂ₂、ｂ₃、・・・ｂ_N-1、及びｂ_Nである 。これらの値は式（７）の係数値に対応する。フィルタ４０の重み付けされた項 は加算器５０において加算され、加算された出力は出力端子４４に提供される。 図８は離散時間ＦＩＲフィルタを示すが、そのような離散時間フィルタを、サ ンプリングされた各データ入力がデジタル・ワード（例えば、１２又は１６ビッ ト・ワード）として表されるデジタル・フィルタとして実現することは普通であ る。そのようなデジタル・フィルタにおいて、遅延素子４６は、直列に接続され 且つシンボル速度の整数倍で「クロック」されるクロック同期レジスタの形を取 る。更に、そのようなデジタル・フィルタにおいて、重み付け素子４８はデジタ ル乗算器の形を取る。 一般に、重み付け素子４８によって表されるデジタル乗算器は、第１の複素数 （ａ＋ｊｂ）と第２の複素数（ｃ＋ｊｄ）とを (ａ＋ｊｂ)(ｃ＋ｊｄ)＝(ａｃ−ｂｄ)＋ｊ(ａｄ＋ｂｃ) （１２） のように乗算する複素乗算器である。従って、一般の複素乗算器は４つの実数乗 算器と２つの実数加算器／減算器とを必要とする。しかしながら、データ入力端 子１２へのデータ入力が実数部のみのとき（即ち、ｂ＝０）、乗算器は簡略化さ れる。（ａ＋ｊｂ）がタップ付き遅延線のタップの出力を表し、（ｃ＋ｊｄ）が この出力と乗算される重みを表すとき、乗算器の出力は、データ入力端子１２で の入力が実数部のみであるときにはｂ＝０であるので、（ａｃ＋ｊａｄ）である 。乗算器の出力の実数部はａｃであり、乗算器の出力の虚数部はａｄである。こ れを基にして、一般の複素フィルタはａｃ項を処理するための実数アーム１６と ａｄ項を処理するための虚数アーム１８とに分けられ、両方のアームにデジタル 入力データの実数部（即ち、「ａ」）のみが提供される。重みの実数部（即ち、 「ｃ」）は実数アーム１６に与えられ、重みの虚数部（即ち、「ｃ」）は虚数ア ーム１８に与えられる。 以下の例示的な実施の形態において、ナイキスト・フィルタを説明する。この フィルタは、図８のフィルタ４０のような有限インパルス・フィルタとして説明 されるが、同等の無限インパルス・フィルタを用いることもできる。フィルタ４ ０は、図７に示す実数アーム１６又は虚数アーム１８として使用するのに適切で ある（即ち、各フィルタのすべてのデジタル値が実数である）。説明されるフィ ルタは３２次（即ち、３３個のタップ）であり、データはシンボル速度の４倍の サンプリング速度を持つ。簡潔にするために、シンボル速度を１ヘルツと仮定す る。しかし、シンボル速度を任意の速度に定めることができることは明らかであ る。 ナイキスト・フィルタは、図９に示すようなインパルス応答関数に対応する伝 達関数を持つように設計される。このインパルス応答は５０％のアルファ・ファ クタをもつ。即ち、フィルタの帯域幅はナイキスト帯域幅を５０％越える。図９ は３３個の時間サンプルのインパルス応答を示す。これら時間サンプルは、フィ ルタ４０の遅延素子４６に固有の時間遅延に対応する時間要素（即ち、サンプリ ング速度に対応する時間遅延）によって分離される。インパルス応答関数の振幅 は、伝達関数が式（６）で与えられるフィルタを実現するために必要な重み（即 ち、ｂ₁・・・ｂ_N）に対応する。ナイキスト・フィルタに対するそれら係数の値 を以下の表１に示す。 このフィルタのゼロは、図１０のグラフにおいて示されるｚドメインに描かれ ている。図１１はこのフィルタの周波数応答を（ｌｏｇの大きさで）示すグラフ である。図１２はこのフィルタの周波数応答を（線形の振幅で）示すグラフであ る。ゼロ周波数に関して周波数応答が対称形になることに留意されたい（ゼロ周 波数は、データが搬送波信号上に変調された後に搬送波周波数となる）。図７の 実数アーム１６及び虚数アーム１８が上述したようなナイキスト・フィルタであ り、フィルタの各アームに個別の実数データ・ストリームが与えられるとき、直 交振幅被変調（ＱＡＭ）信号が出力端子１４に提供される。 残留側波帯（ＶＳＢ）被変調信号を提供するために、図１０に示すナイキスト ・フィルタの極及びゼロは、次に、図１５と比較して４５°即ちπ／４だけ回転 される。図１０及び１１に示す例において、デジタル・フィルタのサンプリング 周波数はシンボル速度の４倍である（即ち、シンボル速度が１Ｈｚの場合には４ Ｈｚである）。次に、フィルタの伝達関数に対して０.５Ｈｚの周波数変換が行 われる。これは、サンプリング周波数の８分の１、即ち３６０°÷８＝４５°に 対応する。 式（１０）は、図１０に示すゼロに関して、すべての極及びゼロを４５°回転 させたＶＳＢフィルタを生成するための重み付け係数を計算するために用いられ る。一般に、シーケンスｘ［ｎ］を対応するシーケンスｙ［ｎ］＝（ｅ^jω）ⁿと 要素毎に乗算すると、元のシーケンスｘ［ｎ］のフーリエ変換からωだけ周波数 シフトされたフーリエ変換を持つシーケンスが得られる。このようにして、シー ケンスｘ［ｎ］の極及びゼロは、ｚドメインにおいて原点に関して角度ωだけ回 転される。本例の場合、シーケンスｘ［ｎ］は、フィルタの伝達関数である式（ ６）及び（７）の多項式ｂ（ｚ）に対応する。係数ｂ₁・・・ｂ_Nが表１から供給 されるとき、ゼロが図１０にプロットされているナイキスト・フィルタが得られ る。これらのゼロを４５°回転させるために、表１の値は要素毎にシーケンスｙ ［ｎ］＝（ｅ^jω）ⁿと乗算される。ここで、ω＝４５°即ちπ／４である。ＶＳ Ｂフィルタの係数は表２に掲げられている。 上述したように、その結果生じる係数の実数部はＶＳＢフィルタの実数アーム １６における対応する重み付け素子に与えられ、係数の虚数部はＶＳＢフィルタ の虚数アーム１８における対応する重み付け素子に与えられる。図１３及び図１ ４はＶＳＢフィルタの実数インパルス応答及び虚数インパルス応答を示すグラフ であり、時間上の離散的な点の値は表２の係数に対応する。図１５は、表２の係 数によって定められたこのＶＳＢフィルタによって生成されたゼロをｚドメイン 上にプロットしたものである。ゼロの位置は、図１０に示すゼロの位置に関して ４５°だけ回転している。 ＶＳＢフィルタへ入力されるデータは実数部のみを有するので、実数成分と虚数 成分は、ＶＳＢフィルタの個別のアームに適用される重みである。 図１６は、搬送波信号への変調の後のＶＳＢフィルタ（即ち、両方のアーム） に対する周波数応答から生じる信号の電力スペクトルを（ｌｏｇの大きさとして ）搬送波周波数を基準に示しており、図１７は、搬送波信号への変調の後のＶＳ Ｂフィルタ（即ち、両方のアーム）に対する周波数応答から生じる電力スペクト ルを（線形の振幅として）搬送波周波数を基準に示している。 図１８及び図２０は、それぞれ、ＶＳＢフィルタの実数アーム及び虚数アーム の周波数応答を（線形の振幅として）示すグラフである。図１９はＶＳＢフィル タの実数アームの位相応答を示すグラフである。中心周波数付近の実数アームの 位相応答は０度である。図２０は、ＶＳＢフィルタの虚数アームの周波数応答を 示すグラフであり、スペクトルの上側の部分（即ち、正の周波数）とスペクトル の下側の部分（即ち、負の周波数）とを有する。スペクトルの下側の部分は、ス ペクトルの上側の部分に関して１８０°移相されている。信号の実数アームの成 分と虚数アームの成分とが加算回路２８において加算されると、スペクトルの下 側の部分は消去される傾向にあり、上側残留側波帯変調が達成される。加算回路 ２８において虚数アームの信号が実数アームの信号から減算されるとき、下側残 留側波帯変調が達成される。 虚数アーム・フィルタの応答関数は奇対称である。これは、負の周波数での位 相が正の周波数での位相に対して１８０°であることを意味する。 図１８及び１９は、それぞれ、ＶＳＢフィルタの実数アームの大きさ応答及び 位相応答を示すグラフである。図２０及び図２１は、それぞれ、ＶＳＢフィルタ の虚数アームの大きさ応答及び位相の応答を示すグラフである。図２１に示され る奇対称の特性に留意されたい。図２２は、搬送波周波数付近の周波数で生成さ れたＶＳＢフィルタの虚数アームの大きさ応答の拡大した部分を示すグラフであ る。 図２３は、局部発振器からの信号においてパイロット信号の周波数を生成する ためにフェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）を用いる従来の同期検波器１００を 示すブロック図である。従来の同期検波器１００は、検波器入力端子１０２（被 変調搬送波信号を受け取る）と検波器出力端子１０４（復調された出力信号を提 供する）とを有する。同期検波器１００は第１のミキサ回路１０６と第２のミキ サ回路１０８とを備える。第１のミキサ回路１０６及び第２のミキサ回路１０８ のそれぞれの第１の入力は検波器入力端子１０２に接続される。第１のミキサ回 路１０６からの出力は検波器出力端子１０４に接続される。従来の同期検波器は ヒルベルト・フィルタと呼ばれることもある位相変換器１１０を備え、入力から 出力へ９０°の移相を行う。位相変換器１１０の出力は第１のミキサ回路１０６ の第２の入力に接続され、位相変換器１１０の入力は第２のミキサ回路１０８の 第２の入力に接続される。従来の同期検波器は、第２のミキサ回路１０８の出力 に接続された発振器入力を持つ電圧制御発振器１１２（ＶＣＯ）をも備える。電 圧制御発振器１１２は位相変換器１１０の入力に接続された出力を持つ。第１の ミキサ回路１０６及び第２のミキサ回路１０８の各々は、ミキサ要素１０６Ｍ、 １０８Ｍ及びミキサ・フィルタ要素１０６Ｆ、１０８Ｆをそれぞれ含む。ミキサ ・フィルタ要素１０６Ｆは図３に示す形式の低域通過フィルタとしてのみ機能す る。ミキサ・フィルタ要素１０８Ｆは、（１）図３に示す形式の低域通過フィル タとして、及び（２）ミキサ回路１０８及び電圧制御発振器１１２を含むＰＬＬ の帯域幅を更に制限するためのＰＬＬループ・フィルタとして機能する。 検波器入力端子１０２に与えられる変調された搬送波信号は、情報信号（図１ Ａに示す）及びパイロット信号（図１Ｂに示す）を含む。パイロット信号は離散 的なスペクトル線によって特徴付けられる。被変調搬送波信号（図１Ｃに示す） はパイロット信号と一部の情報信号とを含む。 動作について説明する。従来の同期検波器１００は電圧制御発振器１１２を制 御して、パイロット信号の周波数に実質的に等しい周波数とパイロット信号の位 相に対してほぼコヒーレントな位相とを有する出力信号を生成する。これは、部 分的にのみ達成される。なぜならパイロット信号はフェーズ・ロック・ループの 帯域内の情報信号によって改変されるからである。しかしながら、ミキサ・フィ ルタ要素１０８Ｆを狭帯域低域通過フィルタとして設計して、実質的にゼロ周波 数にある信号（即ち、直流信号に近いもの）のみが電圧制御発振器１１２の周波 数を制御するようにすることにより、情報信号の搬送波周波数付近の周波数成分 を持つ部分のみが電圧制御発振器を制御するために平均化される。代わりに、別 のループ・フィルタをＰＬＬに取り入れてもよい。図５に示すように、搬送波周 波数付近の周波数での上側波帯及び下側波帯における信号密度は僅かに平衡が取 れておらず、フィルタ１０８Ｆが狭帯域である限り少しの位相ジッタが導入され る。しかしながら、広帯域フェーズ・ロック・ループ追尾の利益を得るためには 、フィルタ１０８Ｆの帯域幅を増加する必要があり、その結果、検波器出力に歪 みを発生させる位相追尾ジッタを更に多く導入することになる。 図２４は、本発明の同期検波器２００を示すブロック図である。同期検波器は 、検波器入力端子２０２（被変調搬送波信号を受け取る）と検波器出力端子２０ ４（復調された出力信号が提供される）とを備える。同期検波器２００は、第１ のミキサ回路２０６と第２のミキサ回路２０８とを含む。第１のミキサ回路２０ ６及び第２のミキサ回路２０８の各々の第１の入力２０６ａ、２０８ａは、それ ぞれ検波器入力端子２０２に接続される。第１のミキサ回路２０６からの第１の ミキサ出力２０６ｃは検波器出力端子２０４に接続される。同期検波器２００は ヒルベルト・フィルタと言われることもある位相変換器２１０を備え、入力２１ ０ａから出力２１０ｂへ９０°の移相を行う。位相変換器２１０の出力は第１の ミキサ回路２０６の第２入力２０６ｂに接続され、位相変換器２１０の入力２１ ０ａは第２のミキサ回路２０８の第２の入力２０８ｂに接続される。同期検波器 ２００はまた、発振器入力２１２ａと発振器出力２１２ｂとを有する電圧制御発 振器（ＶＣＯ）２１２を備え、発振器出力２１２ｂは位相変換器入力２１０ａに 接続される。第１のミキサ回路２０６及び第２のミキサ回路２０８の各々は、そ れ ぞれミキサ要素２０６Ｍ、２０８Ｍとミキサ・フィルタ要素２０６Ｆ、２０８Ｆ とを備える。ミキサ・フィルタ要素２０６Ｆ、２０８Ｆは、図４Ｄを参照して説 明した形式の低域通過フィルタとしてのみ機能する。フェーズ・ロック・ループ に対するループ帯域幅を定めるために、図２５に示した従来の同期検波器１００ で要求されたような、ミキサ・フィルタ要素２０８Ｆの帯域幅を制限する必要は ない。 同期検波器は、第１の合成器入力２２０ａ、第２の合成器入力２２０ｂ及び合 成器出力２２０ｃを有する合成器回路２２０を含む。第１の合成器入力２２０ａ は第１のミキサ回路の出力２０６ｃに接続され、第２の合成器入力２２０ｂは第 ２のミキサ回路の出力２０８ｃに接続される。同期検波器２００は更に、ループ ・フィルタ入力２１４ａ及びループ・フィルタ出力２１４ｂを有するループ・フ ィルタを含む。合成器出力２２０ｃはループ・フィルタ入力２１４ａに接続され 、ループ・フィルタ出力２１４ｂは発振器入力２１２ａに接続される。 合成器回路２２０はジッタ消去フィルタ２２４と加算器２２２とを備える。ジ ッタ消去フィルタ２２４は、合成器入力２２０ａに接続された入力と加算器２２ ２の第１入力に接続された出力とを有する。加算器２２２の第２の入力は第２の 合成器入力２２０ｂに接続される。加算器２２２の出力は合成器出力２２０ｃに 接続される。 ジッタ消去フィルタ２２４は高域通過フィルタ２２８とスケーリング回路２２ ６とを含むことが好ましい。スケーリング回路２２６は伝達関数Ｋの増幅器を含 み得るが、好ましくはレジスタである。 低域通過フィルタ２０６Ｆ及び２０８Ｆは、図４Ｄに示すようなミキサ出力の 搬送波周波数の２倍の周波数のみを除去するのに十分なカットオフ周波数を持つ ように設計される。電圧制御発振器２１２、ミキサ２０８、加算器２２２及びル ープ・フィルタ２１４がフェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）を形成する。ミキ サ・フィルタ要素２０８Ｆは信号帯域幅を必ずしも制限する必要がないので、ル ープ帯域幅はループ・フィルタ２１４に必要な雑音帯域幅のトレードオフに従っ て定められる。検波器入力端子２０２で受け取られた残留側波帯被変調信号（又 は単側波帯信号）に固有の位相ジッタは合成器回路２２０において少なくとも部 分的に消去される。この特徴のため、残留側波帯被変調信号の固有の位相変調に 起因する追尾誤りを最小化するためにループ・フィルタ２１４の帯域幅を不必要 に狭くする必要はない。 動作を説明すると、第２のミキサ回路の出力２０８ｃでの信号は、変調器１０ （図７）のＶＳＢフィルタの虚数アーム１８の出力での信号の複製である。虚数 アーム１８の周波数応答（図２０及び図２２に示す）もまた、図２５に示すよう に曲線Ａと同じ形である。このグラフに（曲線Ｂ）には、０．１Ｈｚのカットオ フ周波数を持ち且つ１／２（即ち、−６ｄＢ）で調節されたゲインを持つ１次バ タワース高域通過フィルタの周波数応答が重ね合わされており、２つの応答曲線 はかなり良く一致することがわかる。図２６及び図２７は、それぞれ、更に拡張 された周波数範囲におけるこの１次バタワース高域通過フィルタの大きさ応答及 び位相応答を示すグラフである。しかしながら、図２４に示す同期検波器の対象 となる範囲はループ・フィルタの帯域幅に制限される。ループ・フィルタの帯域 幅にわたって、ジッタ消去フィルタ２２４は、同じ周波数において図２０に示す 周波数応答に極めて良く近似する。ジッタ消去フィルタ２２４は、周波数応答が 第２のミキサ回路の出力２０８ｃでの信号の電力スペクトル分布にほぼ一致する 限り、任意のフィルタ設計を用いることができる。 ＶＣＯ２１２が搬送波周波数に同調すると、第２のミキサ回路の出力２０８ｃ で生成された信号の大きさは図２５の曲線Ａに示すとおりである。大きさは、中 心周波数付近の周波数については極めて小さく、中心周波数から周波数が離れる ほど大きい。更に、正の周波数差での位相は負の周波数差での位相と１８０°異 なる。 第１のミキサ回路の出力２０６ｃでの信号は、ＶＳＢ変調器（図７）のＶＳＢ フィルタの実数アーム１６の出力での信号の複製である。この複製の信号の電力 スペクトルは図１８に示す実数アーム１６の周波数応答と同じ形である。この複 製の信号はジッタ消去フィルタ２２４を介して送られる。ジッタ消去フィルタが 前記１次バタワース・フィルタに基づくとき、ジッタ消去フィルタ２２４の大き さ応答及び位相応答は、それぞれ図２６及び２７に示すとおりである。ジッタ消 去フィルタ２２４が前記１次バタワース・フィルタに基づくとき、ジッタ消去フ ィ ルタ２２４の出力での信号の電力スペクトルは図２５の曲線Ｂに示すとおりであ る。 従って、ジッタ消去フィルタ２２４の出力での信号の周波数応答は、第２のミ キサ回路の出力２０８ｃでの信号の周波数応答に良く近似する。このフィルタを １次バタワース・フィルタに制限する必要はない。図２５の曲線ＡとＢとがほぼ 一致する限り、任意の次数のフィルタ及び他の形式のフィルタを用いることがで きる。 加算器２２２は、ジッタ消去フィルタ２２４の出力での信号と第２のミキサ回 路の出力２０８ｃで提供される信号とを加算する。加算器２２２の結果の出力信 号の電力スペクトルを図２８の曲線Ｂに示す。図２８の曲線Ａは、ジッタ消去フ ィルタを接続しないとき（即ち、ゲインがゼロ）の出力信号の電力スペクトルを 示す。従って、曲線Ａは図２０に示す周波数応答に対応する。 しかしながら、曲線Ｂは微妙である。ジッタ消去フィルタ２２４への信号入力 の大きさ及び位相は、それぞれ図１８及び図１９に示す応答曲線に対応する。中 心周波数付近の位相はゼロである。次いで、このような信号は、図２６及び図２ ７にそれぞれ示す大きさ応答及び位相応答を持つジッタ消去フィルタ２２４によ って濾波される。中心周波数から離れた周波数では、ジッタ消去フィルタの出力 での信号の位相はまだゼロである。それに対して、第２のミキサ回路の出力２０ ８ｃでの信号（図２８の曲線Ａ）の位相は、中心周波数から離れた周波数ではプ ラス９０°又はマイナス９０°である。このことは、第２のミキサ回路の出力２ ０８ｃからの信号出力に対応するＶＳＢフィルタの虚数アーム１８の出力におけ る信号に対して、図２０及び図２１に示される。従って、中心周波数から遠く離 れた周波数では、ジッタ消去フィルタ２２４の出力での信号と第２のミキサ回路 の出力２０８ｃでの信号との間には９０°の位相差がある。この９０°の位相差 は信号消去を妨げるので、曲線Ｂ（図２８）の大きさは中心周波数から遠く離れ た周波数では大きいままである。 それに対して、中心周波数付近の周波数では、ジッタ消去フィルタ２２４の出 力での信号の位相は、図２７に示すような高域通過フィルタの位相応答に対応す る。僅かに正の周波数ではプラス９０°移相され、僅かに負の周波数ではマイナ ス９０°移相される。第２のミキサ回路の出力２０８ｃでの信号の位相は、図２ １に示すようなＶＳＢフィルタの虚数アームの位相応答に対応する。僅かに正の 周波数ではマイナス９０°移相され、僅かに負の周波数ではプラス９０°移相さ れる。中心周波数付近の周波数では、加算器２２２は、一方はプラス９０°移相 され、他方はマイナス９０°移相された２つの等しい大きさの信号を加算するこ とによって、２つの入力信号を消去する。従って、ＶＳＢ信号に固有の位相ジッ タが合成器回路２２０において消去される。しかしながら、変調器における搬送 波信号の位相に対するＶＣＯ信号の真の位相ずれは第２のミキサ回路２０８にお いて検出され、ＶＣＯ位相を調節するためにループ・フィルタを介して送られる 。 図２８は、ループ・フィルタへの入力での信号の電力スペクトルを示すグラフ である。曲線Ｂは、ゲインを１に設定された１次バタワース高域通過フィルタを 用いての電力スペクトルを示す。曲線Ａは、高域通過フィルタを接続していない とき（ゲインをゼロに設定）のループ・フィルタの入力での電力スペクトルを示 す。図２９は図２０の一部を拡大して示すグラフである。図２４に示す設計の高 域通過フィルタを用いることによって、搬送波周波数に近づくにつれ、合成器回 路２２０のない従来技術と比較して、電力スペクトルの雑音密度は小さくなり、 従って、位相ジッタが低減される。 図３０及び図３１は伝送系の影響を示す。実数アーム１６の出力がジッタ消去 フィルタ２２４の入力（即ち、合成器回路の第１の入力２２０ａ）に接続され、 虚数アーム１８の出力がミキサ２４から切り離されて第２の合成器回路の入力２ ２０ｂに接続され、合成器回路の出力２２０ｃが虚数アーム１８からの出力の代 わりにミキサ２４に接続されるように、合成器回路２２０が変調器（図７）に接 続されたならば、出力端子１４での信号の電力スペクトルは図３０及び図３１に 示すとおりである。図３０は、合成器回路２２０において１次バタワース・フィ ルタの特性を用いたときの、ベースバンドを基準とした残留側波帯被変調信号の 等価電力スペクトルを（ｌｏｇで）示している。曲線Ａ−Ｅは、それぞれ、ジッ タ消去フィルタのゲイン０、０.５、０.７５、１.０、１.２５に対応する。図３ １は、搬送波周波数付近の周波数応答曲線の一部を拡大して示すグラフである。 位相ジッタを最小にするためには、搬送波周波数付近の周波数応答をできるだけ 平滑（例えば、図３１の曲線Ｃ）にし、図６Ａ−Ｄに関して説明した位相ジッタ を引き起こす影響に対抗することが望ましい。 従って、合成器回路２２０の加算器２２２と関連するジッタ消去フィルタ２２ ４は、送信機側及び受信機側において搬送波周波数付近の周波数の他の信号や残 留側波帯に固有の位相ジッタを消去することができる。この特徴により、ループ ・フィルタの帯域幅を拡大し、指定された位相追尾精度を維持することが可能に なる。図２４に示す同期検波器により与えられる位相追尾精度は、他のシステム 制約に対する要件となるループ帯域幅フィルタの指定された帯域幅を維持すると き、従来技術に比較して改善される。 図２３及び図２４に示す同期検波器の性能を、４−ＶＳＢフォーマットの２１ ．５メガビット／秒のデータ・ストリームについてコンピュータ上でシミュレー ションした。図３２ａ−ｄは、シミュレーションされた４０００個のシンボルの 搬送波再生に対するシミュレーション結果を示すグラフ及びヒストグラムである 。図３２ａ及び図３２ｂの縦軸は、ループ・フィルタ２１４（１３．４ＫＨｚと して設計され、Ｎ＝２の低域通過フィルタである）の再生された搬送波の位相を 示す。図３２ａは従来の同期検波器に対応しており、ループ・フィルタの出力は 、度に変換したときに−１．２８７７度と＋１．４５７２度との間で変化し、標 準偏差は０．４６２９度である。消去はカットオフ周波数が３１２．５ｋＨｚの 高域通過フィルタによって近似される。図３２ｂは、ジッタ消去フィルタ（３１ ２．５ｋＨｚの高域通過フィルタとして設計）付きのループ・フィルタ出力を示 す。超過フィルタ帯域幅（即ち、アルファ・ファクタ）は、この例では１２％で ある。ループ・フィルタの出力は、度に変換したときに−０．２４２０度から＋ ０．２８３７度まで変化し、標準偏差は０．０７３５度である。従って、図２４ に示す同期検波器２００は、従来の同期検波器１００と比較して、ピーク・ツ・ ピーク位相ジッタを１／６よりも小さく低減する。（再生された搬送波の位相の ヒストグラムである図３２ａと図３２ｃを参照せよ。）実際の受信機システムに おいて、この改良により、歪み（例えば、テレビジョン技術で直交歪み（ｑａｄ ｒａｔｕｒｅ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）として知られる歪み）が小さく信頼性の 高い信号受信が可能になる。図２５の曲線Ａと曲線Ｂを一層良く一致させる別の フィルタ 設計は性能を更に向上させる。より複雑な、従って一層高価なフィルタ設計がの 方が良好な性能を提供するが、同期検波器のコストと複雑性を増加させる。コス トや複雑性の設計上の制約や、同期検波器で使用される特定の技術（例えば、デ ジタル回路対アナログ回路、バイポーラ・トランジスタ対ＭＯＳトランジスタ等 ）によって課される他の制約と矛盾しない最善の位相追尾性能を提供するジッタ 消去フィルタのフィルタ設計の選択は、設計者に委ねられる。 図３３において、変調器３００は、実数アーム・フィルタ１６及び虚数アーム ・フィルタ１８と送信機消去回路３１０とを備える。合成器回路２２０（図２４ ）に対応する送信機消去回路３１０は、高域通過（又は帯域通過）フィルタ３１ ２、振幅スケーリング回路３１４及び加算器３１４を含む。加算器３１４の出力 は第２のミキサ３１８へ入力される信号を提供し、実数アーム１６は第１のミキ サ３１６へ入力される対応の信号を提供する。変調器３００は図７に示す変調器 の代わりに用いることができ、図３０及び図３１を参照して説明したようにスペ クトルの形状を制御する。 新規な同期検波器及び同期検波の方法の好適な実施の形態を説明したが、それ らは例示であり制限的ではなく、当業者は上記の教示に鑑みて改造及び変形を行 い得る。従って、請求の範囲に規定された本発明の範囲内及び精神内にある、開 示された本発明の特定の実施の形態における変更が可能である。 従って、この発明を特許法で要求される詳しさで説明したが、特許請求し特許 証によって保護を求める事項は、請求の範囲に記述したとおりである。

【手続補正書】特許法第１８４条の８ 【提出日】１９９５年１０月３１日 【補正内容】 【図７】 【図８】 【図３３】 【手続補正書】特許法第１８４条の８ 【提出日】１９９６年４月１１日 【補正内容】 英文明細書第1頁第１行〜第２０行 （翻訳文明細書第頁第１行〜第１９行） 同期検波のための同期検波器及び方法 発明の背景 発明の分野 本発明の分野は、ＲＦ信号の同期検波に関する。特に、本発明は、検波された 信号における位相ジッタが小さい同期検波器に関する。 関連技術の説明 既知の同期検波器は、フェーズ・ロック・ループを用いて、同期検波において 用いるための搬送波信号の複製を再生する。パイロット搬送波の位相変調は、残 留側波帯信号の固有の部分である。フェーズ・ロック・ループが残留側波帯信号 を同期検波するために用いられるとき、フェーズ・ロック・ループは、パイロッ ト搬送波の固有の位相変調にロックし、誘導された固有の位相雑音を有する搬送 波信号の複製を生成する。この位相雑音の結果、同期復調器からは歪んだ出力が 生じる。この位相雑音を最小化するために、既知のフェーズ・ロック・ループは 、狭帯域幅のループ・フィルタを用いる。こうすると、突然の位相ずれ、例えば 、マイクロホン効果（ｍｉｃｈｒｏｐｈｉｎｉｃ ｅｆｆｅｃｔｓ）に起因する チューナの局部発振器における不要な位相変調が変調された信号に注入されたと きに、位相に追従し且つ搬送波信号との位相コヒーレンスを維持するフェーズ・ ロック・ループの能力が制限されてしまう。 英文明細書第７頁第２行〜第１４行 （翻訳文明細書第６頁第５行〜第１５行） 密度スペクトルに対応する。フーリエ変換がＥ（２πｆ）であるミキサの出力は 、次に、伝達関数が図４Ｄの破線で示される低域通過フィルタによって処理され る。これは、搬送波周波数の２倍の周波数で出現する信号の高周波数部分を除去 する。低域通過フィルタの出力の信号周波数密度スペクトルは Ｅ₀（２πｆ）＝０．２５Ｍ（２πｆ）［Ｈ（２πｆ＋２πｆ_c） ＋Ｈ（２πｆ−２πｆ_c）］ （３） で与えられる。低域通過フィルタの出力ｅ₀（ｔ）は Ｅ₀（２πｆ）＝ｋＭ（２πｆ） （４） のときに変調信号ｍ（ｔ）の正確な複製である。なお、ｋは定数である。従って 、図２に示すフィルタの伝達関数が Ｈ（２πｆ＋２πｆ_c）＋Ｈ（２πｆ−２πｆ_c）＝４ｋ （５） によって特徴付けられるとき、変調信号ｍ（ｔ）は完全に再生される。 請求の範囲 １．検波器入力端子における変調された入力信号から復調された出力信号を検波 器出力端子において再生するための同期検波器において、 それぞれが第１ミキサ入力、第２ミキサ入力及びミキサ出力を備える第１ミキ サ回路及び第２ミキサ回路であって、前記検波器入力端子を前記第１ミキサ回路 及び前記第２ミキサ回路の各々の前記第１ミキサ入力に結合してなる第１ミキサ 回路及び第２ミキサ回路と、 前記第１ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に結合された変換器出力を有し、且 つ前記第２ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に結合された変換器入力を有する位 相変換器と、 前記変換器入力に結合された発振器出力を有する電圧制御発振器と、 第１合成器入力、第２合成器入力及び合成器出力を有し、前記第１合成器入力 を前記検波器出力端子と前記第１ミキサ回路のミキサ出力とに結合し、前記第２ 合成器入力を前記第２ミキサ回路のミキサ出力に結合した合成器回路であって、 加算器とフィルタ回路とを備えてなり、前記フィルタ回路は前記第１合成器入力 に接続された入力を有し、前記加算器は前記フィルタ回路の出力に結合された第 １加算器入力を有し、前記加算器は前記第２合成器入力に接続された第２加算器 入力を有し、前記加算器は前記合成器出力に接続された加算器出力を有する合成 器回路と、 前記合成器出力に結合されたループ・フィルタ入力を有し、且つ前記発振器の 入力に結合されたループ・フィルタ出力を有するループ・フィルタと、 を具備する同期検波器。 ２．請求項１の検波器であって、前記合成器回路の前記フィルタ回路は高域通過 フィルタと帯域通過フィルタのうちの１つを備える検波器。 ３．請求項２の検波器であって、前記変調された入力信号はパイロット信号と情 報信号とを含み、前記高域通過フィルタは、前記パイロット信号の周波数におい て、前記情報信号の単位周波数当たりの信号密度の傾きの変化に実質的に等しい 、単位周波数当たりの信号密度の傾きの変化を有する伝達関数によって特徴付け ら れる検波器。 ４．請求項１の検波器であって、前記合成器回路の前記フィルタ回路はフィルタ 位相応答によって特徴付けられるフィルタ出力信号を生成し、前記ループ・フィ ルタはループ・フィルタ帯域幅によって特徴付けられ、前記第２ミキサ回路は第 ２ミキサ出力位相応答によって特徴付けられる第２ミキサ出力信号を提供し、前 記フィルタ位相応答は、前記ループ・フィルタ帯域幅内の周波数で前記第２ミキ サ出力位相応答と実質的に逆相であり、前記加算器は、前記フィルタ出力信号が 前記ループ・フィルタ帯域幅内の周波数において前記第２ミキサ出力信号を少な くとも部分的に消去するように、前記フィルタ出力信号と前記第２ミキサ出力信 号とを組み合わせる検波器。 ５．検波器入力端子における被変調搬送波信号から検波器出力端子において出力 信号を再生するための同期検波器において、 第１ミキサ入力、第２ミキサ入力及びミキサ出力をそれぞれ備える第１ミキサ 回路及び第２ミキサ回路であって、前記検波器入力端子を前記第１ミキサ回路及 び前記第２ミキサ回路の各々の前記第１ミキサ入力に結合してなり、前記第１ミ キサ回路が第１ミキサ出力信号を提供し、前記第２ミキサ回路が第２ミキサ出力 位相応答によって特徴付けられる第２ミキサ出力信号を提供する第１ミキサ回路 及び第２ミキサ回路と、 前記第１ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に結合された変換器出力を有し、且 つ前記第２ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に結合された変換器入力を有する位 相変換器と、 前記変換器入力に結合された発振器出力を有する電圧制御発振器と、 第１合成器入力、第２合成器入力及び合成器出力を有する合成器回路であって 、前記第１合成器入力を前記検波器出力端子及び前記第１ミキサ回路のミキサ出 力に結合し、前記第２合成器入力を前記第２ミキサ回路のミキサ出力に結合して なる合成器回路と、 前記合成器出力に結合されたループ・フィルタ入力を有し、且つ前記発振器の 入力に結合されたループ・フィルタ出力を有し、且つループ・フィルタ帯域幅に よって特徴付けられるループ・フィルタと、 を具備し、 前記合成器回路は前記第１ミキサ出力信号を処理してフィルタ出力信号を生成 し、前記フィルタ出力信号はフィルタ位相応答によって特徴付けられ、前記フィ ルタ位相応答は、前記ループ・フィルタ帯域幅内の周波数において前記第２ミキ サ出力位相応答と実質的に逆相であり、前記合成器回路は、前記フィルタ出力信 号が前記ループ・フィルタ帯域幅内の周波数において前記第２ミキサ出力信号を 少なくとも部分的に消去するように、前記フィルタ出力信号と前記第２ミキサ出 力信号とを組み合わせる検波器。 ６．請求項５の検波器であって、前記合成器回路は加算器とジッタ消去フィルタ 回路とを含み、前記ジッタ消去フィルタ回路は前記第１合成器入力に接続された 入力を有し、前記加算器は前記ジッタ消去フィルタ回路の出力に接続された第１ 加算器入力を有し、前記加算器は前記第２合成器入力に結合された第２加算器入 力を有し、前記加算器は前記合成器出力に接続された加算器出力を有する検波器 。 ７．発振器と直交関係の第１ミキサ及び第２ミキサとを組み込んだ部分的フェー ズ・ロック・ループ回路を有する同期検波器における、前記部分的フェーズ・ロ ック・ループ回路と協働してフェーズ・ロック・ループ回路を形成するキャンセ ラ回路であって、 前記第１ミキサの出力に結合されたフィルタと、 前記フィルタの出力に結合され且つ前記第２ミキサの出力に結合された加算器 であって、前記フェーズ・ロック・ループ回路の前記発振器に結合された加算器 出力を有する加算器と、 を具備するキャンセラ回路。 ８．請求項７のキャンセラ回路であって、前記加算器は前記第２ミキサの出力と 前記キャンセラ回路の出力との間に接続されるキャンセラ回路。 ９．請求項７のキャンセラ回路であって、前記フィルタは、高域通過フィルタと 帯域通過フィルタのうちの１つを含むキャンセラ回路。 １０．請求項７のキャンセラ回路であって、前記フェーズ・ロック・ループ回路 はループ帯域幅によって特徴付けられ、前記フィルタはフィルタ位相応答によっ て特徴付けられるフィルタ出力信号を生成し、前記第２ミキサは第２ミキサ出力 位相応答によって特徴付けられる第２ミキサ出力信号を提供し、前記フィルタ位 相応答は、前記ループ帯域幅内の周波数において前記第２ミキサ出力位相応答と 実質的に逆相であり、前記加算器は、前記フィルタ出力信号が前記ループ帯域幅 内の周波数において前記第２ミキサ出力信号を少なくとも部分的に消去するよう に、前記フィルタ出力信号と前記第２ミキサ出力信号とを組み合わせるキャンセ ラ回路。 １１．変調された入力信号の同期検波を行って復調された出力信号を生成するた めの方法であって、 ループ帯域幅内の周波数によって特徴付けられる信号である制御信号に基づい て、局部発振器信号と前記位相変換された信号とを生成するステップと、 前記局部発振信号と前記変調された入力信号とを混合して第１の混合された出 力信号を生成するステップであって、前記第１の混合された出力信号は前記復調 された出力信号であるステップと、 前記位相変換された信号と前記変調された入力信号とを混合して、第２ミキサ 出力位相応答によって特徴付けられる第２の混合された出力信号を生成するステ ップと、 前記第１の混合された出力信号を濾波して、フィルタ位相応答によって特徴付 けられるフィルタ出力信号を生成するステップであって、前記フィルタ位相応答 が前記ループ帯域幅内の周波数において前記第２の混合された出力位相応答と実 質的に逆相であるステップと、 前記フィルタ出力信号と前記第２の混合された出力信号とを加算して、前記フ ィルタ出力信号が前記ループ帯域幅内の周波数において前記第２の混合された出 力信号を少なくとも部分的に消去するように、加算された信号を生成するステッ プと、 前記加算された信号を濾波して前記制御信号を生成するステップと、 を具備する方法。 １２．フェーズ・ロック・ループ回路を形成するために部分的フェーズ・ロック ・ループ回路と協働するキャンセラ回路を有する同期検波器であって、前記部分 的フェーズ・ロック・ループ回路は発振器と直交関係の第１及び第２ミキサとを そ 組み込んでなる同期検波器における、前記フェーズ・ロック・ループ回路におけ るループ帯域幅内の周波数において位相ジッタを消去する方法において、 前記第１ミキサからの出力信号を濾波して、濾波された信号を生成するステッ プと、 前記ループ帯域内において、前記濾波された信号と前記第２ミキサからの出力 信号とを加算して、前記発振器に結合される位相ジッタの消去された信号を生成 する加算ステップと、 を備える方法。 １３．請求項１２の方法であって、前記濾波ステップは、前記第１ミキサからの 出力信号の高周波数成分を通過させ、前記第１ミキサからの出力信号の低周波数 成分を抑圧するステップを含む方法。 １４．請求項１２の方法であって、前記第２ミキサは第２ミキサ出力位相応答に よって特徴付けられる第２ミキサ出力信号を提供し、前記濾波された信号はフィ ルタ位相応答によって特徴付けられ、前記フィルタ位相応答は、前記ループ帯域 幅内の周波数において前記第２ミキサ出力位相応答と実質的に逆相であり、前記 加算ステップは、前記濾波された信号が前記ループ帯域幅内の周波数において前 記第２ミキサからの出力信号を少なくとも部分的に消去するように、前記濾波さ れた信号と前記第２ミキサからの出力信号とを組み合わせる方法。 １５．請求項４の検波器であって、前記フィルタ位相応答と前記第２ミキサ出力 位相応答との間の位相差は前記ループ・フィルタ帯域幅内の周波数において実質 的に１８０度に等しい検波器。 １６．請求項５の検波器であって、前記フィルタ位相応答と前記第２ミキサ出力 位相応答との間の位相差は前記ループ・フィルタ帯域幅内の周波数において実質 的に１８０度に等しい検波器。 １７．請求項１０のキャンセラ回路であって、前記フィルタ位相応答と前記第２ ミキサ出力位相応答との間の位相差は前記ループ帯域幅内の周波数において実質 的に１８０度に等しいキャンセラ回路。 １８．請求項１１の方法であって、前記第１の混合された出力信号を濾波する前 記ステップは、前記フィルタ位相応答と前記第２ミキサ出力位相応答との間の位 相差が前記ループ帯域幅内の周波数において実質的に１８０度と等しくなるよう に、前記第１の混合された出力信号を濾波する方法。 １９．請求項１４の方法であって、前記第１ミキサからの出力信号を濾波する前 記ステップは、前記フィルタ位相応答と前記第２ミキサ出力位相応答との間の位 相差が前記ループ帯域幅内の周波数において実質的に１８０度と等しくなるよう に、前記出力信号を濾波する方法。 ２０．請求項１２の方法であって、前記第２ミキサからの出力信号は第２ミキサ 出力位相応答によって特徴付けられ、前記濾波された信号はフィルタ位相応答に よって特徴付けられ、前記第１ミキサからの出力信号を濾波する前記ステップは 、前記フィルタ位相応答と前記第２ミキサ出力位相応答との間の位相差が前記ル ープ帯域幅内の周波数において実質的に１８０度と等しくなるように、前記第１ ミキサからの出力信号を濾波する方法。 ２１．請求項１の検波器であって、前記変調された入力信号は残留側波帯被変調 信号であり、前記第１ミキサは前記残留側波帯被変調信号から前記復調された出 力信号を生成する検波器。 ２２．請求項５の検波器であって、前記変調された入力信号は残留側波帯被変調 信号であり、前記第１ミキサは前記残留側波帯被変調信号から前記復調された出 力信号を生成する検波器。 ２３．請求項７のキャンセラ回路であって、前記フィルタは前記第１ミキサの出 力に結合されたフィルタ入力を有し、残留側波帯被変調信号を前記第１ミキサの 入力に結合しれなり、前記加算器は、前記発振器で生成され且つ前記第１ミキサ に結合される発振信号の位相を制御するために制御信号を加算器出力において生 成し、前記位相は、前記第１ミキサが前記残留側波帯被変調信号から情報信号を 再生するように制御されるキャンセラ回路。 ２４．請求項１１の方法であって、前記変調された入力信号は残留側波帯被変調 信号であり、前記局部発振器信号と前記変調された入力信号とを混合する前記ス テップは、前記復調された出力信号を生成するステップを含む方法。 ２５．請求項１２の方法であって、残留側波帯被変調信号を前記第１ミキサの入 力に結合してなり、前記加算ステップは、前記発振器で生成され且つ前記第１ミ キサに結合される発振信号の位相を制御するために前記位相ジッタの消去された 信号を生成し、前記位相は前記第１ミキサが前記残留側波帯被変調信号から情報 信号を再生するように制御される方法。 ２６．請求項１の検波器であって、前記合成器回路の前記フィルタ回路は１次バ タワース高域通過フィルタを含む検波器。 ２７．請求項７のキャンセラ回路であって、前記フィルタは１次バタワース高域 通過フィルタを含むキャンセラ回路。 ２８．請求項１１の方法であって、前記第１の混合された出力信号を濾波する前 記ステップは、１次バタワース高域通過フィルタにより濾波するステップを含む 方法。 ２９．請求項１２の方法であって、出力信号を濾波する前記ステップは、１次バ タワース高域通過フィルタにより濾波するステップを含む方法。 ３０．搬送波信号上に情報信号を変調することによって生成された被変調信号の スペクトルを整形するための変調器であって、 それぞれ前記情報信号に結合された第１入力フィルタ及び第２入力フィルタで あって、前記第１入力フィルタは第１フィルタ出力を有し、前記第２フィルタは 第２フィルタ出力を有する第１フィルタ及び第２入力フィルタと、 第１合成器入力、第２合成器入力及び合成器出力を有する合成器回路であって 、前記第１合成器入力を前記第１フィルタ出力に接続し、前記第２合成器入力を 前記第２フィルタ出力に接続してなり、加算器とフィルタ回路とを具備し、前記 フィルタ回路は前記第１合成器入力に接続された入力を有し、前記加算器は前記 フィルタ回路の出力に結合された第１加算器入力を有し、前記加算器は前記第２ 合成器入力に接続された第２加算器入力を有し、前記加算器は前記合成器出力に 接続された加算器出力を有する合成器回路と、 第１ミキサ入力、第２ミキサ入力及びミキサ出力を有する第１ミキサ回路及び 第２ミキサ回路であって、前記第１ミキサ回路の前記第１ミキサ入力を前記第１ フィルタ出力に接続し、前記合成器出力を前記第２ミキサ回路の前記第１ミキサ 入力に接続してなる第１ミキサ回路及び第２ミキサ回路と、 前記第１ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に接続された変換器出力を有し、且 つ前記第２ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に接続された変換器入力を有する位 相変換器と、 前記変換器入力に接続された搬送波信号入力端子と、 第１加算回路入力と第２加算回路入力と加算回路出力とを有する加算回路であ って、前記第１加算回路入力を前記第１ミキサ回路の前記ミキサ出力に接続し、 前記第２加算回路入力を前記第２ミキサ回路の前記ミキサ出力に接続してなり、 前記加算回路出力は変調された信号を提供する加算回路と、 を具備する変調器。 ３１．請求項３０の変調器であって、前記合成器回路の前記フィルタ回路は高域 通過フィルタと帯域通過フィルタのうちの１つを含む変調器。 ３２．請求項３０の変調器であって、前記第２フィルタ出力での信号は第２フィ ルタ出力信号の傾きによって特徴付けられ、前記第２フィルタ出力信号の傾きは 、前記搬送波信号入力端子に与えられる前記搬送波信号の周波数に関する所定の 帯域幅内の周波数における単位周波数あたりの信号密度の変化によって規定され 、前記合成器回路の前記フィルタ回路は伝達関数の傾きによって特徴付けられ、 前記伝達関数の傾きは、前記搬送波信号の周波数に関する所定の帯域幅内の周波 数における単位周波数あたりの伝達関数スペクトル密度の変化によって規定され 、前記伝達関数の傾きは前記第２フィルタ出力信号の傾きに実質的に等しい変調 器。 ３３．請求項３０の変調器であって、前記合成器回路の前記フィルタはフィルタ 回路信号を提供し、前記第２入力フィルタは第２の濾波された信号を提供し、前 記第２の濾波された信号は、前記搬送波信号入力端子に与えられる前記搬送波信 号の周波数に関する所定の帯域幅内の周波数において前記フィルタ回路信号と実 質的に逆相である変調器。 ３４．請求項３３の変調器であって、前記フィルタ回路信号は、前記搬送波信号 の周波数に関する所定の帯域幅内の周波数で前記加算器出力で生成された信号に おいて前記第２の濾波された信号を少なくとも部分的に消去する変調器。 ３５．請求項３０の変調器であって、前記第１及び第２入力フィルタはそれぞれ 第１の濾波された信号及び第２の濾波された信号を提供し、前記第１の濾波され た信号は、前記加算器によって処理される前に、前記合成器回路の前記フィルタ 回路において更に濾波され、前記第２の濾波された信号は、前記加算器によって 処理される前に、更に濾波されない変調器。 ３６．搬送波信号上に情報信号を変調することによって生成された被変調信号の スペクトルを整形するための変調器であって、 それぞれが前記情報信号に結合された第１入力フィルタフィルタ及び第２入力 フィルタフィルタであって、前記第１入力フィルタは第１フィルタ出力を有し、 前記第２フィルタは第２フィルタ出力を有する第１入力フィルタ及び第２入力フ ィルタと、 第１合成器入力フィルタ、第２合成器入力及び合成器出力を有する合成器回路 であって、前記第１合成器入力を前記第１フィルタ出力に結合し、前記第２合成 器入力を前記第２フィルタ出力に結合してなる合成器回路と、 それぞれ第１及び第２ミキサ入力とミキサ出力とを有する第１ミキサ回路及び 第２ミキサ回路であって、前記第１ミキサ回路の前記第１ミキサ入力を前記第１ フィルタ出力に結合し、前記合成器出力を前記第２ミキサ回路の前記第１ミキサ 入力に接続してなる第１ミキサ回路及び第２ミキサ回路と、 前記第１ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に結合された変換器入力を有し、前 記第２ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に結合された変換器出力を有する位相変 換器と、 前記変換器入力に接続された搬送波信号入力端子と、 第１加算回路入力と第２加算回路入力と加算回路出力とを有する加算回路であ って、前記第１加算回路入力を前記第１ミキサ回路の前記ミキサ出力に結合し、 前記第２加算回路入力を前記第２ミキサ回路の前記ミキサ出力に結合してなり、 前記加算回路出力が変調された信号を提供する加算回路と、 を具備する変調器。 ３７．請求項３６の変調器であって、前記第１入力フィルタ及び第２入力フィル タはそれぞれ第１の濾波された信号及び第２の濾波された信号を提供し、前記合 成器回路は、前記搬送波信号入力端子に与えられる前記搬送波信号の周波数に関 する所定の帯域幅内の周波数で前記合成器出力に生成された信号において前記第 １の濾波された信号が前記第２の濾波された信号を少なくとも部分的に消去する ように、前記第１の濾波された信号及び前記第２の濾波された信号を組み合わせ る変調器。 ３８．請求項３７の変調器であって、前記合成器回路は前記第１の濾波された信 号の位相を変更して変更された位相の信号を生成し、前記変更された位相の信号 は、前記搬送波信号の周波数に関する所定の帯域幅内の周波数で前記第２の濾波 された信号と実質的に逆相であり、前記変更された位相の信号と前記第２の濾波 された信号とを加算して前記合成器出力で提供される信号を生成する変調器。 ３９．請求項３６の変調器であ、前記第１入力フィルタ及び前記第２入力フィル タは、前記加算回路出力での前記変調された信号が残留側波帯被変調信号である ように、それぞれの伝達関数によって特徴付けられる変調器。 ４０．請求項３０の変調器であって、前記第１入力フィルタ及び前記第２入力フ ィルタは、前記加算回路出力での前記変調された信号が残留側波帯被変調信号で あるように、それぞれの伝達関数によって特徴付けられる変調器。 ４１．請求項３０の変調器であって、前記フィルタ回路は１次バタワース高域通 過フィルタを含む変調器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)， ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ， ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．検波器入力端子における変調された入力信号から復調された出力信号を検波 器出力端子において再生するための同期検波器において、 それぞれが第１ミキサ入力、第２ミキサ入力及びミキサ出力を備える第１ミキ サ回路及び第２ミキサ回路であって、前記検波器入力端子を前記第１ミキサ回路 及び前記第２ミキサ回路の各々の前記第１ミキサ入力に接続してなる第１ミキサ 回路及び第２ミキサ回路と、 前記第１ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に接続された変換器出力を有し、且 つ前記第２ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に接続された変換器入力を有する位 相変換器と、 前記変換器入力に接続された発振器出力を有する電圧制御発振器と、 第１合成器入力、第２合成器入力及び合成器出力を有し、前記第１合成器入力 を前記検波器出力端子と前記第１ミキサ回路のミキサ出力とに接続し、前記第２ 合成器入力を前記第２ミキサ回路のミキサ出力に接続した合成器回路であって、 加算器とフィルタ回路とを備えてなり、前記フィルタ回路は前記第１合成器入力 に接続された入力を有し、前記加算器は前記フィルタ回路の出力に接続された第 １加算器入力を有し、前記加算器は前記第２合成器入力に接続された第２加算器 入力を有し、前記加算器は前記合成器出力に接続された加算器出力を有する合成 器回路と、 前記合成器出力に接続されたループ・フィルタ入力を有し、且つ前記発振器の 入力に接続されたループ・フィルタ出力を有するループ・フィルタと、 を具備する同期検波器。 ２．請求項１の検波器であって、ジッタ消去フィルタ回路は高域通過フィルタと 帯域通過フィルタのうちの１つを備える検波器。 ３．請求項２の検波器であって、前記変調された入力信号はパイロット信号と情 報信号とを含み、前記高域通過フィルタは、前記パイロット信号の周波数におい て、前記情報信号の単位周波数当たりの信号密度の傾きの変化に実質的に等しい 、単位周波数当たりの信号密度の傾きの変化を有する伝達関数によって特徴付け ら れる検波器。 ４．請求項１の検波器であって、前記第１ミキサ回路及び前記第２ミキサ回路は それぞれ第１ミキサ出力信号及び第２ミキサ出力信号を提供し、前記第１ミキサ 出力信号は第１位相雑音成分信号を含み、前記第２ミキサ出力信号は第２位相雑 音成分信号を含み、前記合成器回路は合成器出力信号を生成し、前記合成器出力 信号は合成器出力位相雑音信号を含み、前記合成器出力位相雑音信号は前記第１ ミキサ出力信号と前記第２ミキサ出力信号との組み合わせの関数に基づいており 、前記組み合わせは、前記第２位相雑音成分信号による前記第１位相雑音成分信 号の少なくとも部分的な消去を有する検波器。 ５．検波器入力端子における被変調搬送波信号から検波器出力端子において出力 信号を再生するための同期検波器において、 第１ミキサ入力、第２ミキサ入力及びミキサ出力をそれぞれ備える第１ミキサ 回路及び第２ミキサ回路であって、前記検波器入力端子を前記第１ミキサ回路及 び前記第２ミキサ回路の各々の前記第１ミキサ入力に接続してなる第１ミキサ回 路及び第２ミキサ回路と、 前記第１ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に接続された変換器出力を有し、且 つ前記第２ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に接続された変換器入力を有する位 相変換器と、 前記変換器入力に接続された発振器出力を有する電圧制御発振器と、 第１合成器入力、第２合成器入力及び合成器出力を有する合成器回路であって 、前記第１合成器入力を前記検波器出力端子及び前記第１ミキサ回路のミキサ出 力に接続し、前記第２合成器入力を前記第２ミキサ回路のミキサ出力に接続して なる合成器回路と、 前記合成器出力に接続されたループ・フィルタ入力を有し、且つ前記発振器の 入力に接続されたループ・フィルタ出力を有し、且つループ・フィルタ帯域幅に よって特徴付けされるループ・フィルタと、 を具備し、 前記第１ミキサ回路及び前記第２ミキサ回路はそれぞれ第１ミキサ出力信号及 び第２ミキサ出力信号を提供し、前記第１ミキサ出力信号は第１位相雑音成分信 号を含み、前記第２ミキサ出力信号は第２位相雑音成分信号を含み、前記合成器 回路は合成器出力信号を生成し、前記合成器出力信号は合成器出力位相雑音信号 を含み、前記合成器出力位相雑音信号は前記第１ミキサ出力信号と前記第２ミキ サ出力信号との組み合わせの関数に基づいており、前記組み合わせは、前記第２ 位相雑音成分信号による前記第１位相雑音成分信号の少なくとも部分的な消去を 有する検波器。 ６．請求項５の検波器であって、前記合成器回路は加算器とジッタ消去フィルタ 回路とを含み、前記ジッタ消去フィルタ回路は前記第１合成器入力に接続された 入力を有し、前記加算器は前記ジッタ消去フィルタ回路の出力に接続された第１ 加算器入力を有し、前記加算器は前記第２合成器入力に接続された第２加算器入 力を有し、前記加算器は前記合成器出力に接続された加算器出力を有する検波器 。 ７．直交関係の第１ミキサ及び第２ミキサと、前記第２ミキサを組み込んだフェ ーズ・ロック・ループ回路とを有する同期検波器におけるキャンセラ回路であっ て、 前記第１ミキサの出力に結合されたフィルタと、 前記フィルタの出力に結合され、前記フェーズ・ロック・ループに組み込まれ た加算器と、 を備えるキャンセラ回路。 ８．請求項７のキャンセラ回路であって、前記加算器は前記第２ミキサの出力と 前記キャンセラ回路の出力との間に結合されるキャンセラ回路。 ９．請求項７のキャンセラ回路であって、前記フィルタは、高域通過フィルタと 帯域通過フィルタのうちの１つを含むキャンセラ回路。 １０．請求項７のキャンセラ回路であって、前記第１ミキサ及び前記第２ミキサ はそれぞれ第１ミキサ出力信号及び第２ミキサ出力信号を提供し、前記第１ミキ サ出力信号は第１位相雑音成分信号を含み、前記第２ミキサ出力信号は第２位相 雑音成分信号を含み、前記加算器はキャンセラ出力信号を生成し、前記キャンセ ラ出力信号はキャンセラ出力位相雑音信号を含み、前記キャンセラ出力位相雑音 信号は前記第１ミキサ出力信号と前記第２ミキサ出力信号との組み合わせの関数 に基づいており、前記組み合わせは、前記第２位相雑音成分信号による前記第１ 位相雑音成分信号の少なくとも部分的な消去を有するキャンセラ回路。 １１．変調された入力信号の同期検波を行って復調された出力信号を生成するた めの方法であって、 制御信号に基づいて、局部発振器信号と位相変換された信号とを生成するステ ップと、 前記位相変換された信号と前記変調された入力信号とを混合して第１の混合さ れた出力信号を生成するステップであって、前記第１の混合された出力信号は前 記復調された出力信号であり且つ第１位相雑音成分信号を含むステップと、 前記局部発振器信号と前記変調された入力信号とを混合して第２の混合された 出力信号を生成するステップであって、前記第２の混合された出力信号は第２位 相雑音成分信号を含むステップと、 前記第１ミキサ出力信号と前記第２ミキサ出力信号とを組み合わせて合成器出 力信号を生成するステップであって、前記合成器出力信号は合成器出力位相雑音 信号を含み、前記合成器出力位相雑音信号は前記第１ミキサ出力信号と前記第２ ミキサ出力信号との組み合わせの関数に基づいており、前記組み合わせは、前記 第２位相雑音成分信号による前記第１位相雑音成分信号の少なくとも部分的な消 去を有するステップと、 前記合成器出力信号を濾波して前記制御信号を生成するステップと、 を具備する方法。 １２．直交関係の第１ミキサ及び第２ミキサと、前記第２ミキサをその中に組み 込んだフェーズ・ロック・ループ回路とを有する同期検波器において前記フェー ズ・ロック・ループ回路における位相ジッタを消去する方法であって、 前記第１ミキサからの出力信号を濾波して、濾波された信号を生成する濾波ス テップと、 前記濾波された信号と前記第２ミキサからの出力信号とを加算して、位相ジッ タの消去された信号を生成する加算ステップと、 を具備する方法。 １３．請求項１２の方法であって、前記濾波ステップは、前記第１ミキサからの 出力信号の高周波数成分を通過させ、前記第１ミキサからの出力信号の低周波数 成分を抑圧するステップを含む方法。 １４．請求項１２の方法であって、前記第１ミキサ及び前記第２ミキサはそれぞ れ第１ミキサ出力信号及び第２ミキサ出力信号を提供し、前記第１ミキサ出力信 号は第１位相雑音成分信号を含み、前記第２ミキサ出力信号は第２位相雑音成分 信号を含み、前記加算ステップはキャンセラ出力信号を生成するステップを含み 、前記キャンセラ出力信号はキャンセラ出力位相雑音信号を含み、前記キャンセ ラ出力位相雑音信号は前記第１ミキサ出力信号と前記第２ミキサ出力信号との組 み合わせの関数に基づいており、前記組み合わせは、前記第２位相雑音成分信号 による前記第１位相雑音成分信号の少なくとも部分的な消去を有する方法。 １５．搬送波信号上に情報信号を変調することによって生成された被変調信号の スペクトルを整形するための変調器であって、 それぞれ前記情報信号に結合された第１入力フィルタ及び第２入力フィルタで あって、前記第１入力フィルタは第１フィルタ出力を有し、前記第２フィルタは 第２フィルタ出力を有する第１フィルタ及び第２入力フィルタと、 第１合成器入力、第２合成器入力及び合成器出力を有する合成器回路であって 、前記第１合成器入力を前記第１フィルタ出力に接続し、前記第２合成器入力を 前記第２フィルタ出力に接続してなり、加算器とフィルタ回路とを具備し、前記 フィルタ回路は前記第１合成器入力に接続された入力を有し、前記加算器は前記 フィルタ回路の出力に結合された第１加算器入力を有し、前記加算器は前記第２ 合成器入力に接続された第２加算器入力を有し、前記加算器は前記合成器出力に 接続された加算器出力を有する合成器回路と、 第１ミキサ入力、第２ミキサ入力及びミキサ出力を有する第１ミキサ回路及び 第２ミキサ回路であって、前記第１ミキサ回路の前記第１ミキサ入力を前記第１ フィルタ出力に接続し、前記合成器出力を前記第２ミキサ回路の前記第１ミキサ 入力に接続してなる第１ミキサ回路及び第２ミキサ回路と、 前記第１ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に接続された変換器出力を有し、且 つ前記第２ミキサ回路の前記第２ミキサ入力に接続された変換器入力を有する位 相変換器と、 前記変換器入力に接続された搬送波信号入力端子と、 第１加算回路入力と第２加算回路入力と加算回路出力とを有する加算回路であ って、前記第１加算回路入力を前記第１ミキサ回路の前記ミキサ出力に接続し、 前記第２加算回路入力を前記第２ミキサ回路の前記ミキサ出力に接続してなり、 前記加算回路出力は変調された信号を提供する加算回路と、 を具備する変調器。