JPH0965500A - 音場制御装置 - Google Patents
音場制御装置Info
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- JPH0965500A JPH0965500A JP7242578A JP24257895A JPH0965500A JP H0965500 A JPH0965500 A JP H0965500A JP 7242578 A JP7242578 A JP 7242578A JP 24257895 A JP24257895 A JP 24257895A JP H0965500 A JPH0965500 A JP H0965500A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S7/00—Indicating arrangements; Control arrangements, e.g. balance control
- H04S7/30—Control circuits for electronic adaptation of the sound field
- H04S7/305—Electronic adaptation of stereophonic audio signals to reverberation of the listening space
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S3/00—Systems employing more than two channels, e.g. quadraphonic
Landscapes
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- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Stereophonic System (AREA)
- Reverberation, Karaoke And Other Acoustics (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な回路構成で高い音場効果を得る。
【解決手段】 サラウンドデコーダ１４から出力される
Ｓ信号には、入力差信号加算回路５６でＬｔ−Ｒｔが加
算され、Ｃ信号加算回路６４でＣ信号の仮想後方壁から
の反射音信号が加算されて、信号Ｓｏが生成される。反
射音生成回路２４，２６は信号Ｓｏの別々の反射音ｒ
１，ｒ２を生成する。反射音ｒ１は係数器２８で係数ｃ
が付与されて、加算器３０でもとの信号Ｓｏと加算され
る。このときＳ信号と反射音信号ｃ・ｒ１のレベル比ｃ
・ｒ１／Ｓを０．５以上に設定して加算する。反射音ｒ
２は移相回路３４で周波数に応じて位相が変化する処理
を施され、係数器３６を経て加算器３６でもとの信号Ｓ
ｏと加算される。加算器３０，３８の出力は、リスナ４
２の後方左右のスピーカ３２，５４で再生される。
Ｓ信号には、入力差信号加算回路５６でＬｔ−Ｒｔが加
算され、Ｃ信号加算回路６４でＣ信号の仮想後方壁から
の反射音信号が加算されて、信号Ｓｏが生成される。反
射音生成回路２４，２６は信号Ｓｏの別々の反射音ｒ
１，ｒ２を生成する。反射音ｒ１は係数器２８で係数ｃ
が付与されて、加算器３０でもとの信号Ｓｏと加算され
る。このときＳ信号と反射音信号ｃ・ｒ１のレベル比ｃ
・ｒ１／Ｓを０．５以上に設定して加算する。反射音ｒ
２は移相回路３４で周波数に応じて位相が変化する処理
を施され、係数器３６を経て加算器３６でもとの信号Ｓ
ｏと加算される。加算器３０，３８の出力は、リスナ４
２の後方左右のスピーカ３２，５４で再生される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、音楽再生におい
て音場効果を付与するための音場制御装置に関し、簡単
な回路構成で高い音場効果が得られるものである。
て音場効果を付与するための音場制御装置に関し、簡単
な回路構成で高い音場効果が得られるものである。
【０００２】
【従来の技術】音場効果を付与するためのサラウンド方
式として、ドルビープロロジックサラウンド（商標）方
式が普及しつつあり、それを実現するためのサラウンド
デコーダを搭載したＡＶ（オーディオ・ビジュアル）機
器が出回っている。ドルビープロロジックデコーダは、
Ｌｔ，Ｒｔの２チャンネルドルビーサラウンドエンコー
ド信号を入力し、Ｌｔ，Ｒｔ，Ｌｔ＋Ｒｔ，Ｌｔ−Ｒｔ
の間でレベルの優劣を判定し、その結果に応じて各チャ
ンネルの優劣を判定し、その判定結果に応じて各チャン
ネルをレベル制御し、マトリクス回路を介してメイン信
号Ｌ，Ｃ，Ｒとサラウンド信号Ｓの４チャンネル信号に
デコードする。Ｌ，Ｃ，Ｒの各チャンネルはリスナの前
方左、前方中央、前方右の各位置に配置したスピーカか
ら再生され、Ｓチャンネルはリスナの後方に配置したス
ピーカから再生される。
式として、ドルビープロロジックサラウンド（商標）方
式が普及しつつあり、それを実現するためのサラウンド
デコーダを搭載したＡＶ（オーディオ・ビジュアル）機
器が出回っている。ドルビープロロジックデコーダは、
Ｌｔ，Ｒｔの２チャンネルドルビーサラウンドエンコー
ド信号を入力し、Ｌｔ，Ｒｔ，Ｌｔ＋Ｒｔ，Ｌｔ−Ｒｔ
の間でレベルの優劣を判定し、その結果に応じて各チャ
ンネルの優劣を判定し、その判定結果に応じて各チャン
ネルをレベル制御し、マトリクス回路を介してメイン信
号Ｌ，Ｃ，Ｒとサラウンド信号Ｓの４チャンネル信号に
デコードする。Ｌ，Ｃ，Ｒの各チャンネルはリスナの前
方左、前方中央、前方右の各位置に配置したスピーカか
ら再生され、Ｓチャンネルはリスナの後方に配置したス
ピーカから再生される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ドルビープロロジック
デコーダは、後方再生用には１チャンネルのモノラル信
号Ｓしか割り当てられていない。したがって、リスナの
後方左右にスピーカを配置して、Ｓ信号を両スピーカに
供給して再生したとしても、同一信号であるため後方左
右での広がり感は得られなかった。また、このような欠
点を改善するために、Ｓ信号の多数の反射音を生成して
各スピーカから再生するようにしたもの（例えば、特開
平４−１５０２００号）があったが、この手法では、多
数の反射音や長い遅延時間の反射音処理をしなければ広
がり効果は得られず、回路が複雑になりコストが高くつ
く欠点があった。
デコーダは、後方再生用には１チャンネルのモノラル信
号Ｓしか割り当てられていない。したがって、リスナの
後方左右にスピーカを配置して、Ｓ信号を両スピーカに
供給して再生したとしても、同一信号であるため後方左
右での広がり感は得られなかった。また、このような欠
点を改善するために、Ｓ信号の多数の反射音を生成して
各スピーカから再生するようにしたもの（例えば、特開
平４−１５０２００号）があったが、この手法では、多
数の反射音や長い遅延時間の反射音処理をしなければ広
がり効果は得られず、回路が複雑になりコストが高くつ
く欠点があった。
【０００４】この発明は、前記従来の技術における欠点
を解決して、簡単な構成で高い音場効果が得られる音場
制御装置を提供しようとするものである。
を解決して、簡単な構成で高い音場効果が得られる音場
制御装置を提供しようとするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
入力されるサラウンドエンコード信号をデコードして、
前方左、前方中央、前方右の各位置で再生されることを
想定したＬ，Ｃ，Ｒの３チャンネル信号と後方で再生さ
れることを想定した１チャンネルのＳ信号を発生するサ
ラウンドデコーダと、前記Ｌ，Ｃ，Ｒの３チャンネル信
号を前方左、前方中央、前方右の各位置での再生用にそ
れぞれ出力するＬ，Ｃ，Ｒ各チャンネル出力端と、前記
Ｓ信号の反射音信号を生成する第１の反射音生成手段
と、前記Ｓ信号の別の反射音信号を生成する第２の反射
音生成手段と、前記第１の反射音生成手段で生成される
反射音信号と前記Ｓ信号とを加算する第１の加算手段
と、前記第２の反射音生成手段で生成される反射音信号
に対し、周波数に応じて位相を変化させる移相処理を施
す移相手段と、この移相手段から出力される反射音信号
と前記Ｓ信号とを加算する第２の加算手段と、前記第
１、第２の加算手段の出力信号を後方左、後方右の各位
置での再生用にあるいはこれとは逆の位置関係でそれぞ
れ出力するＲＬ，ＲＲ各チャンネル出力端とを具備して
なり、前記第１、第２の加算手段の少くとも一方が、反
射音信号のレベルをもとのＳ信号のレベルで除した値が
０．５以上となる比率でこれら反射音信号とＳ信号を加
算してなるものである。
入力されるサラウンドエンコード信号をデコードして、
前方左、前方中央、前方右の各位置で再生されることを
想定したＬ，Ｃ，Ｒの３チャンネル信号と後方で再生さ
れることを想定した１チャンネルのＳ信号を発生するサ
ラウンドデコーダと、前記Ｌ，Ｃ，Ｒの３チャンネル信
号を前方左、前方中央、前方右の各位置での再生用にそ
れぞれ出力するＬ，Ｃ，Ｒ各チャンネル出力端と、前記
Ｓ信号の反射音信号を生成する第１の反射音生成手段
と、前記Ｓ信号の別の反射音信号を生成する第２の反射
音生成手段と、前記第１の反射音生成手段で生成される
反射音信号と前記Ｓ信号とを加算する第１の加算手段
と、前記第２の反射音生成手段で生成される反射音信号
に対し、周波数に応じて位相を変化させる移相処理を施
す移相手段と、この移相手段から出力される反射音信号
と前記Ｓ信号とを加算する第２の加算手段と、前記第
１、第２の加算手段の出力信号を後方左、後方右の各位
置での再生用にあるいはこれとは逆の位置関係でそれぞ
れ出力するＲＬ，ＲＲ各チャンネル出力端とを具備して
なり、前記第１、第２の加算手段の少くとも一方が、反
射音信号のレベルをもとのＳ信号のレベルで除した値が
０．５以上となる比率でこれら反射音信号とＳ信号を加
算してなるものである。
【０００６】請求項２記載の発明は、前記Ｃ信号の再生
音がリスナの後方に想定された仮想の後方壁で反射され
た際に生じる反射音を擬似的に作り出すために、当該Ｃ
信号を当該反射音の遅延時間を実現する時間分遅延し、
かつ当該反射音のリスナ耳介回り込み特性をシミュレー
トする帯域減衰特性の周波数特性補正を施して、前記第
１、第２の反射音生成手段に入力されるＳ信号に適宜の
レベル比で加算するＣ信号加算手段をさらに具備してな
るものである。
音がリスナの後方に想定された仮想の後方壁で反射され
た際に生じる反射音を擬似的に作り出すために、当該Ｃ
信号を当該反射音の遅延時間を実現する時間分遅延し、
かつ当該反射音のリスナ耳介回り込み特性をシミュレー
トする帯域減衰特性の周波数特性補正を施して、前記第
１、第２の反射音生成手段に入力されるＳ信号に適宜の
レベル比で加算するＣ信号加算手段をさらに具備してな
るものである。
【０００７】請求項３記載の発明は、前記入力されるサ
ラウンドエンコード信号がＬｔ，Ｒｔの２チャンネル信
号であり、これら入力信号の差信号Ｌｔ−Ｒｔを前記第
１、第２の反射音生成手段に入力されるＳ信号に適宜の
レベル比で加算する入力差信号加算手段をさらに具備し
てなるものである。
ラウンドエンコード信号がＬｔ，Ｒｔの２チャンネル信
号であり、これら入力信号の差信号Ｌｔ−Ｒｔを前記第
１、第２の反射音生成手段に入力されるＳ信号に適宜の
レベル比で加算する入力差信号加算手段をさらに具備し
てなるものである。
【０００８】請求項１記載の発明によれば、第１、第２
の反射音生成手段でＳ信号の別々の反射音信号を生成
し、生成された反射音信号にもとのＳ信号を加算してリ
スナの後方左右位置から再生するようにしている。そし
て、反射音信号ともとのＳ信号を加算する際の両者のレ
ベル比を、反射音信号のレベルをもとのＳ信号のレベル
で除した値が０．５以上となるように設定している。こ
のように設定したのは次の理由による。すなわち、一般
に、遅延を伴った音（反射音信号）ともとの信号（Ｓ信
号）が加算される場合、周波数によって打ち消しや加算
される現象が生じ、いわゆるくし形フィルタと呼ばれる
応答特性になることが知られている。この発明の場合、
反射音生成手段で生成される反射音信号は別々の反射音
信号であるので、形成されるくし形フィルタ特性は別々
の特性となり、両信号の相関は低くなる。そして、この
ような相関の低くなった反射音信号をリスナの後方左右
からそれぞれ再生すると、聴感上の広がり感が得られ
る。特に、反射音のレベルをもとのＳ信号のレベルで除
した値が０．５以上となるように反射音のレベルを比較
的大き目に設定した場合、くし形フィルタ特性が増強さ
れて、反射音生成手段の遅延時間が比較的短くても、十
分な後方左右の広がり感が得られた。なお、反射音信号
ともとのＳ信号のレベル比を０．５以上に設定するのは
左右一方のチャンネルだけでもよいが、両チャンネルと
も０．５以上に設定すればより広がり感が得られる。
の反射音生成手段でＳ信号の別々の反射音信号を生成
し、生成された反射音信号にもとのＳ信号を加算してリ
スナの後方左右位置から再生するようにしている。そし
て、反射音信号ともとのＳ信号を加算する際の両者のレ
ベル比を、反射音信号のレベルをもとのＳ信号のレベル
で除した値が０．５以上となるように設定している。こ
のように設定したのは次の理由による。すなわち、一般
に、遅延を伴った音（反射音信号）ともとの信号（Ｓ信
号）が加算される場合、周波数によって打ち消しや加算
される現象が生じ、いわゆるくし形フィルタと呼ばれる
応答特性になることが知られている。この発明の場合、
反射音生成手段で生成される反射音信号は別々の反射音
信号であるので、形成されるくし形フィルタ特性は別々
の特性となり、両信号の相関は低くなる。そして、この
ような相関の低くなった反射音信号をリスナの後方左右
からそれぞれ再生すると、聴感上の広がり感が得られ
る。特に、反射音のレベルをもとのＳ信号のレベルで除
した値が０．５以上となるように反射音のレベルを比較
的大き目に設定した場合、くし形フィルタ特性が増強さ
れて、反射音生成手段の遅延時間が比較的短くても、十
分な後方左右の広がり感が得られた。なお、反射音信号
ともとのＳ信号のレベル比を０．５以上に設定するのは
左右一方のチャンネルだけでもよいが、両チャンネルと
も０．５以上に設定すればより広がり感が得られる。
【０００９】また、この発明では、左右一方の反射音信
号に対し、移相手段で周波数に応じて位相を変化させる
処理を施している。これは、両チャンネル間の位相を複
雑に変化させ、両チャンネルによる後方左右の広がり感
に変化を与え、より自然な印象に効果を改善するためで
ある。また、これにより、両チャンネルの相関がより低
くなり、後方左右の広がり感がより増強される。また、
移相処理では位相が変化するだけで高周波成分は変化し
ないので、音色の変化や歪感の増加は起こらない。な
お、左右他方の反射音信号に対し、別の特性の移相処理
を併せて行なうこともできる。
号に対し、移相手段で周波数に応じて位相を変化させる
処理を施している。これは、両チャンネル間の位相を複
雑に変化させ、両チャンネルによる後方左右の広がり感
に変化を与え、より自然な印象に効果を改善するためで
ある。また、これにより、両チャンネルの相関がより低
くなり、後方左右の広がり感がより増強される。また、
移相処理では位相が変化するだけで高周波成分は変化し
ないので、音色の変化や歪感の増加は起こらない。な
お、左右他方の反射音信号に対し、別の特性の移相処理
を併せて行なうこともできる。
【００１０】請求項２記載の発明はさらに、Ｃ信号の再
生音がリスナの後方に想定された仮想の後方壁（例え
ば、映画館の後方壁）で反射された際に生じる反射音を
擬似的に作り出して、空間感（映画館等で鑑賞している
かのような空間イメージ）を高めようとするものであ
る。これを実現するために、想定した後方壁からのＣ信
号の反射音の遅延時間を実現する時間分Ｃ信号を遅延
し、かつリスナの耳介回り込み特性をシミュレートする
帯域減衰特性の周波数特性補正を施して、Ｓ信号に加算
して、第１、第２の反射音生成手段に入力している。
生音がリスナの後方に想定された仮想の後方壁（例え
ば、映画館の後方壁）で反射された際に生じる反射音を
擬似的に作り出して、空間感（映画館等で鑑賞している
かのような空間イメージ）を高めようとするものであ
る。これを実現するために、想定した後方壁からのＣ信
号の反射音の遅延時間を実現する時間分Ｃ信号を遅延
し、かつリスナの耳介回り込み特性をシミュレートする
帯域減衰特性の周波数特性補正を施して、Ｓ信号に加算
して、第１、第２の反射音生成手段に入力している。
【００１１】請求項３記載の発明はさらにドルビープロ
ロジックサラウンドデコード処理において、優勢強調動
作により、劣勢信号が優勢信号によって劣化する現象を
救済しようとするものである。すなわち、ドルビープロ
ロジック方式のサラウンドデコーダは、Ｌｔ，Ｒｔの２
チャンネル入力信号をＬ，Ｃ，Ｒ，Ｓの４チャンネルに
デコードするに際し、優勢強調動作の概念で高いチャン
ネルセパレーションを実現している。優勢強調動作と
は、Ｌ，Ｃ，Ｒ，Ｓのいずれかにレベルの高いチャンネ
ル（優勢なチャンネル）が存在するとみなされる状態で
は、２チャンネルから４チャンネルに変換するマトリク
スデコーダ部の係数を操作して、他のレベルの低いチャ
ンネル（劣勢なチャンネル）を相殺し、優勢チャンネル
を強調する動作をいう。例えば大きなレベルでＣチャン
ネルに人の会話があり、Ｌ，Ｒチャンネルに小さなレベ
ルでステレオで音楽が存在したとする。ドルビープロロ
ジックサラウンドデコーダではＣチャンネルに人の会話
を出力するが、Ｌ，Ｒチャンネルにステレオで存在する
はずだった音楽はモノラルとなってＣチャンネルに引き
込まれてしまう。この場合、ステレオ状態の音楽情報は
デコード前にしか存在しない。そこで請求項３の発明で
は、デコード前のＬｔ，Ｒｔの差信号を適量Ｓ信号へ加
算し、請求項１の発明の拡散効果によって擬似的にステ
レオ感を得ることで劣勢チャンネルが持っていた広がり
感を救済している。同時に、このようなステレオ状態の
音の広がり感を救済する効果は、テレビのように左右の
スピーカの間隔が狭い場合に広がり感を高める効果も得
られ、好都合である。
ロジックサラウンドデコード処理において、優勢強調動
作により、劣勢信号が優勢信号によって劣化する現象を
救済しようとするものである。すなわち、ドルビープロ
ロジック方式のサラウンドデコーダは、Ｌｔ，Ｒｔの２
チャンネル入力信号をＬ，Ｃ，Ｒ，Ｓの４チャンネルに
デコードするに際し、優勢強調動作の概念で高いチャン
ネルセパレーションを実現している。優勢強調動作と
は、Ｌ，Ｃ，Ｒ，Ｓのいずれかにレベルの高いチャンネ
ル（優勢なチャンネル）が存在するとみなされる状態で
は、２チャンネルから４チャンネルに変換するマトリク
スデコーダ部の係数を操作して、他のレベルの低いチャ
ンネル（劣勢なチャンネル）を相殺し、優勢チャンネル
を強調する動作をいう。例えば大きなレベルでＣチャン
ネルに人の会話があり、Ｌ，Ｒチャンネルに小さなレベ
ルでステレオで音楽が存在したとする。ドルビープロロ
ジックサラウンドデコーダではＣチャンネルに人の会話
を出力するが、Ｌ，Ｒチャンネルにステレオで存在する
はずだった音楽はモノラルとなってＣチャンネルに引き
込まれてしまう。この場合、ステレオ状態の音楽情報は
デコード前にしか存在しない。そこで請求項３の発明で
は、デコード前のＬｔ，Ｒｔの差信号を適量Ｓ信号へ加
算し、請求項１の発明の拡散効果によって擬似的にステ
レオ感を得ることで劣勢チャンネルが持っていた広がり
感を救済している。同時に、このようなステレオ状態の
音の広がり感を救済する効果は、テレビのように左右の
スピーカの間隔が狭い場合に広がり感を高める効果も得
られ、好都合である。
【００１２】なお、この発明の音場制御装置は、ＡＶア
ンプ、レシーバ等に組み込むほか、ＴＶ用サラウンドＬ
ＳＩ等としてＴＶ受像機に組み込むこともできる。
ンプ、レシーバ等に組み込むほか、ＴＶ用サラウンドＬ
ＳＩ等としてＴＶ受像機に組み込むこともできる。
【００１３】
【発明の実施の形態】この発明の実施の形態を図１に示
す。入力端子１０，１２からは、ドルビーサラウンドエ
ンコードされた２チャンネル信号Ｌｔ，Ｒｔが入力され
て、ドルビープロロジックサラウンドデコーダ１４に伝
送される。ドルビープロロジックサラウンドデコーダ１
４は、入力信号Ｌｔ，Ｒｔに対し、Ｌｔ，Ｒｔ，Ｌｔ＋
Ｒｔ，Ｌｔ−Ｒｔの間でレベルの優劣を判定し、その結
果に応じて各チャンネルの優劣を判定し、その判定結果
に応じて各チャンネルをレベル制御し、マトリクス回路
を介してメイン信号Ｌ，Ｃ，Ｒ（Ｌ信号、Ｃ信号、Ｒ信
号）とサラウンド信号Ｓ（Ｓ信号）の４チャンネル信号
にデコードする。デコード出力のうちＬ，Ｃ，Ｒの各信
号は、メイン信号出力端子１６，１８，２０から出力さ
れる。
す。入力端子１０，１２からは、ドルビーサラウンドエ
ンコードされた２チャンネル信号Ｌｔ，Ｒｔが入力され
て、ドルビープロロジックサラウンドデコーダ１４に伝
送される。ドルビープロロジックサラウンドデコーダ１
４は、入力信号Ｌｔ，Ｒｔに対し、Ｌｔ，Ｒｔ，Ｌｔ＋
Ｒｔ，Ｌｔ−Ｒｔの間でレベルの優劣を判定し、その結
果に応じて各チャンネルの優劣を判定し、その判定結果
に応じて各チャンネルをレベル制御し、マトリクス回路
を介してメイン信号Ｌ，Ｃ，Ｒ（Ｌ信号、Ｃ信号、Ｒ信
号）とサラウンド信号Ｓ（Ｓ信号）の４チャンネル信号
にデコードする。デコード出力のうちＬ，Ｃ，Ｒの各信
号は、メイン信号出力端子１６，１８，２０から出力さ
れる。
【００１４】Ｓ信号は入力差信号加算回路５６に入力さ
れる。入力差信号加算回路５６は、ドルビープロロジッ
クサラウンドデコード処理における優勢強調動作により
劣勢信号が優勢信号によって劣化する現象を救済するた
めのものである。すなわち、入力差信号加算回路５６
は、引算器５８で入力信号Ｌｔ，Ｒｔの差Ｌｔ−Ｒｔを
求めて、係数器６０でゲインａを付与して、加算器６２
でＳ信号に加算する。加算器６２の出力信号Ｓ＋ａ（Ｌ
ｔ−Ｒｔ）は、イニシャルディレイを与えるための遅延
回路２２で一定時間（１５〜３０msec程度）遅延された
後、Ｃ信号加算回路６４に入力される。Ｃ信号加算回路
６４は、仮想の後方壁からのＣ信号の反射音を擬似的に
作り出すもので、後方から到来した音との印象を強める
ためにＣ信号に周波数特性補正回路６６でリスナの耳介
回り込み特性をシミュレートする周波数特性補正を施
す。その補正特性は聴感テストの結果、ｆ＝５．８７ｋ
Ｈｚ、Ｑ＝１．８５、Ｇ＝−４．９ｄＢ、誤差±２ｄＢ
程度の帯域減衰特性（バンドカット特性）が最も効果的
であった。周波数特性が補正されたＣ信号は、遅延回路
６８で仮想後方壁からの反射音の遅延時間（イニシャル
ディレイ）に相当する時間分遅延され、係数器７０で係
数ｂが付与されて、加算器７２で信号Ｓ＋ａ（Ｌｔ−Ｒ
ｔ）に加算される。なお、遅延回路２２，６８を別々に
設ける代わりに、図２に示すように、遅延回路２２を共
用化して構成することができる。図２で遅延回路７４
は、遅延回路２２，６８の差分に相当するもので、その
遅延時間は短いので、遅延回路２２，６８を別々に設け
るよりも全体を小型化することができる。
れる。入力差信号加算回路５６は、ドルビープロロジッ
クサラウンドデコード処理における優勢強調動作により
劣勢信号が優勢信号によって劣化する現象を救済するた
めのものである。すなわち、入力差信号加算回路５６
は、引算器５８で入力信号Ｌｔ，Ｒｔの差Ｌｔ−Ｒｔを
求めて、係数器６０でゲインａを付与して、加算器６２
でＳ信号に加算する。加算器６２の出力信号Ｓ＋ａ（Ｌ
ｔ−Ｒｔ）は、イニシャルディレイを与えるための遅延
回路２２で一定時間（１５〜３０msec程度）遅延された
後、Ｃ信号加算回路６４に入力される。Ｃ信号加算回路
６４は、仮想の後方壁からのＣ信号の反射音を擬似的に
作り出すもので、後方から到来した音との印象を強める
ためにＣ信号に周波数特性補正回路６６でリスナの耳介
回り込み特性をシミュレートする周波数特性補正を施
す。その補正特性は聴感テストの結果、ｆ＝５．８７ｋ
Ｈｚ、Ｑ＝１．８５、Ｇ＝−４．９ｄＢ、誤差±２ｄＢ
程度の帯域減衰特性（バンドカット特性）が最も効果的
であった。周波数特性が補正されたＣ信号は、遅延回路
６８で仮想後方壁からの反射音の遅延時間（イニシャル
ディレイ）に相当する時間分遅延され、係数器７０で係
数ｂが付与されて、加算器７２で信号Ｓ＋ａ（Ｌｔ−Ｒ
ｔ）に加算される。なお、遅延回路２２，６８を別々に
設ける代わりに、図２に示すように、遅延回路２２を共
用化して構成することができる。図２で遅延回路７４
は、遅延回路２２，６８の差分に相当するもので、その
遅延時間は短いので、遅延回路２２，６８を別々に設け
るよりも全体を小型化することができる。
【００１５】加算器７２の出力信号Ｓｏは反射音生成回
路２４，２６にそれぞれ入力される。反射音生成回路２
４，２６は遅延時間データとゲインデータで構成される
別々の反射音パラメータが設定され、入力される信号Ｓ
ｏと各反射音パラメータとを畳み込み演算して複数本の
反射音をそれぞれ生成する。反射音生成回路２４，２６
の各反射音パラメータは相互に関連させる必要はなくそ
れぞれ独立して設定でき、その本数も任意でありかつ従
来よりは相当に少なくて済み、例えば図１の例では、各
回路それぞれ２本の反射音を出力するようになってい
る。仮想音源分布に基づく反射音生成によって広がり感
を出す手法の場合には、３００msec程度までの反射音を
生成する必要があるが、もとの信号とその遅延音（反射
音）とで意図的にくし形フィルタ特性効果を作り出しこ
れをもとの信号と相関の低い信号として利用して音場の
広がり感を実現しようとする図１の装置では反射音生成
回路２４，２６は３０msec程度までの反射音でも十分な
効果が得られるので、回路規程を小さくすることができ
る。
路２４，２６にそれぞれ入力される。反射音生成回路２
４，２６は遅延時間データとゲインデータで構成される
別々の反射音パラメータが設定され、入力される信号Ｓ
ｏと各反射音パラメータとを畳み込み演算して複数本の
反射音をそれぞれ生成する。反射音生成回路２４，２６
の各反射音パラメータは相互に関連させる必要はなくそ
れぞれ独立して設定でき、その本数も任意でありかつ従
来よりは相当に少なくて済み、例えば図１の例では、各
回路それぞれ２本の反射音を出力するようになってい
る。仮想音源分布に基づく反射音生成によって広がり感
を出す手法の場合には、３００msec程度までの反射音を
生成する必要があるが、もとの信号とその遅延音（反射
音）とで意図的にくし形フィルタ特性効果を作り出しこ
れをもとの信号と相関の低い信号として利用して音場の
広がり感を実現しようとする図１の装置では反射音生成
回路２４，２６は３０msec程度までの反射音でも十分な
効果が得られるので、回路規程を小さくすることができ
る。
【００１６】反射音生成回路２４で生成された反射音信
号ｒ１は、必要に応じて係数器２８でゲインｃが付与さ
れて反射音信号ｃ・ｒ１が生成され、加算器３０でもと
の信号Ｓｏと加算されて、信号Ｓｏ＋ｃ・ｒ１が左チャ
ンネル用のサラウンド信号ＲＬとしてサラウンド信号出
力端子３２から出力される。係数器２８は反射音生成回
路２４から出力される反射音信号ｒ１の振幅レベルを調
整して最終的に１本１本の反射音信号ｃ・ｒ１の振幅レ
ベルがもとの信号Ｓｏの振幅レベルの０．５〜１．０倍
の範囲の所定レベルとなるように調整するためのもので
あり、これにより、反射音信号ｒ１／もとのＳ信号の絶
対レベル比｜（ｃ・ｒ１）／（Ｓｏ）｜≧０．５に設定
される。なお、あらかじめ反射音生成回路２４の１本１
本の反射音パラメータのゲインデータを上述したｃに相
当する調整ゲインを含めて設定したり、あるいは反射音
生成回路２４からの出力ｒ１の振幅レベルが上記条件を
充足していれば、係数器２８でのゲイン調整は不要とな
る。
号ｒ１は、必要に応じて係数器２８でゲインｃが付与さ
れて反射音信号ｃ・ｒ１が生成され、加算器３０でもと
の信号Ｓｏと加算されて、信号Ｓｏ＋ｃ・ｒ１が左チャ
ンネル用のサラウンド信号ＲＬとしてサラウンド信号出
力端子３２から出力される。係数器２８は反射音生成回
路２４から出力される反射音信号ｒ１の振幅レベルを調
整して最終的に１本１本の反射音信号ｃ・ｒ１の振幅レ
ベルがもとの信号Ｓｏの振幅レベルの０．５〜１．０倍
の範囲の所定レベルとなるように調整するためのもので
あり、これにより、反射音信号ｒ１／もとのＳ信号の絶
対レベル比｜（ｃ・ｒ１）／（Ｓｏ）｜≧０．５に設定
される。なお、あらかじめ反射音生成回路２４の１本１
本の反射音パラメータのゲインデータを上述したｃに相
当する調整ゲインを含めて設定したり、あるいは反射音
生成回路２４からの出力ｒ１の振幅レベルが上記条件を
充足していれば、係数器２８でのゲイン調整は不要とな
る。
【００１７】反射音生成回路２６で生成された反射音信
号ｒ２は、移相回路３４で周波数に応じて位相が変化す
る移相処理が施される。移相回路３４の構成例を図３に
示す。入力される反射音信号ｒ２は、コンデンサ８０で
直流分が除去されて、バッファアンプ８２を介して、反
転アンプ８４，８６で構成される移相器８８にて周波数
に応じて位相が変化する移相処理を施される。図３の移
相回路３４の利得および位相の周波数特性を図４に示
す。これによれば、利得はＡ−Ｂ間でフラットであり、
位相はＡ−Ｂ間で周波数に応じて変化する特性が得られ
ている。なお、反射音生成回路２４の出力側に、移相回
路３４とは別の特性の移相回路を併せて配置することも
できる。
号ｒ２は、移相回路３４で周波数に応じて位相が変化す
る移相処理が施される。移相回路３４の構成例を図３に
示す。入力される反射音信号ｒ２は、コンデンサ８０で
直流分が除去されて、バッファアンプ８２を介して、反
転アンプ８４，８６で構成される移相器８８にて周波数
に応じて位相が変化する移相処理を施される。図３の移
相回路３４の利得および位相の周波数特性を図４に示
す。これによれば、利得はＡ−Ｂ間でフラットであり、
位相はＡ−Ｂ間で周波数に応じて変化する特性が得られ
ている。なお、反射音生成回路２４の出力側に、移相回
路３４とは別の特性の移相回路を併せて配置することも
できる。
【００１８】移相回路３４から出力される反射音信号ｒ
２′は、係数器３６でゲインｋが付与されかつ位相が反
転されて、信号−ｋ・ｒ２′が生成される。位相を反転
するのは、反射音信号ｒ１に対し逆相化することにより
無定位化するためであり、反転しなくても（つまり、ｋ
・ｒ２′を生成する。）本願発明の効果は得られる。な
お、係数器３６で付与されるゲインｋは、上述した係数
ゲインｃと同様に反射音生成回路２６のゲインパラメー
タを用いて調整することもできる。また、上述したよう
に反射音信号ｒ１に関してもとのＳ信号との絶対比｜
（ｃ・ｒ１）／（Ｓｏ）｜≧０．５と設定することに代
えて、あるいはこれとともに、移相回路３４から出力さ
れる反射音信号ｒ２′に関しても同様にもとのＳ信号と
の絶対レベル比｜（ｋ・ｒ２′）／（Ｓｏ）｜≧０．５
と設定することができる。係数器３６から出力される反
射音信号−ｋ・ｒ２′は加算器３８でもとの信号Ｓｏと
加算されて、信号Ｓｏ−ｋ・ｒ２′が右チャンネル用の
サラウンド信号ＲＲとしてサラウンド出力端子４０から
出力される。
２′は、係数器３６でゲインｋが付与されかつ位相が反
転されて、信号−ｋ・ｒ２′が生成される。位相を反転
するのは、反射音信号ｒ１に対し逆相化することにより
無定位化するためであり、反転しなくても（つまり、ｋ
・ｒ２′を生成する。）本願発明の効果は得られる。な
お、係数器３６で付与されるゲインｋは、上述した係数
ゲインｃと同様に反射音生成回路２６のゲインパラメー
タを用いて調整することもできる。また、上述したよう
に反射音信号ｒ１に関してもとのＳ信号との絶対比｜
（ｃ・ｒ１）／（Ｓｏ）｜≧０．５と設定することに代
えて、あるいはこれとともに、移相回路３４から出力さ
れる反射音信号ｒ２′に関しても同様にもとのＳ信号と
の絶対レベル比｜（ｋ・ｒ２′）／（Ｓｏ）｜≧０．５
と設定することができる。係数器３６から出力される反
射音信号−ｋ・ｒ２′は加算器３８でもとの信号Ｓｏと
加算されて、信号Ｓｏ−ｋ・ｒ２′が右チャンネル用の
サラウンド信号ＲＲとしてサラウンド出力端子４０から
出力される。
【００１９】リスナ４２がいる部屋４４には、リスナ４
２の前方の左、中央、右の各位置にメインスピーカ４
６，４８，５０が配設されている。また、リスナ４２の
後方の左、右の各位置には、サラウンドスピーカ５２，
５４が配設されている。
２の前方の左、中央、右の各位置にメインスピーカ４
６，４８，５０が配設されている。また、リスナ４２の
後方の左、右の各位置には、サラウンドスピーカ５２，
５４が配設されている。
【００２０】以上の構成の図１の音場制御装置１によれ
ば、入力される２チャンネルサラウンドエンコード信号
Ｌｔ，Ｒｔは、サラウンドデコーダ１４でＬ，Ｃ，Ｒ，
Ｓの４チャンネルにデコードされ、そのうちのＬ，Ｃ，
Ｒの各チャンネル信号はリスナ４２の前方のスピーカ４
６，４８，５０で明瞭な定位で再生される。また、Ｓ信
号は、反射音生成回路２４，２６で別々の反射音信号ｒ
１，ｒ２が生成されて、リスナ４２の後方左右のスピー
カ５２，５４で再生される。この場合、加算器３０，３
８の少くとも一方において、反射音信号ｒ１（ｒ２）の
レベルをもとのＳ信号のレベルで除した値が０．５以上
となるように係数器２８（３６）の係数値ｃ（ｋ）が設
定されているので、くし形フィルタ特性が強調され、左
右の波形相似性が低くなり、十分な後方左右の広がり感
が得られる。また、反射音信号ｒ２に対しては移相回路
３４において周波数に応じて位相が変化する移相処理を
施すので、後方左右の広がり感に変化が与えられ、より
自然な印象に効果が改善されるとともに、左右の波形相
似性がより低くなり、後方左右の広がり感がより増強さ
れる。
ば、入力される２チャンネルサラウンドエンコード信号
Ｌｔ，Ｒｔは、サラウンドデコーダ１４でＬ，Ｃ，Ｒ，
Ｓの４チャンネルにデコードされ、そのうちのＬ，Ｃ，
Ｒの各チャンネル信号はリスナ４２の前方のスピーカ４
６，４８，５０で明瞭な定位で再生される。また、Ｓ信
号は、反射音生成回路２４，２６で別々の反射音信号ｒ
１，ｒ２が生成されて、リスナ４２の後方左右のスピー
カ５２，５４で再生される。この場合、加算器３０，３
８の少くとも一方において、反射音信号ｒ１（ｒ２）の
レベルをもとのＳ信号のレベルで除した値が０．５以上
となるように係数器２８（３６）の係数値ｃ（ｋ）が設
定されているので、くし形フィルタ特性が強調され、左
右の波形相似性が低くなり、十分な後方左右の広がり感
が得られる。また、反射音信号ｒ２に対しては移相回路
３４において周波数に応じて位相が変化する移相処理を
施すので、後方左右の広がり感に変化が与えられ、より
自然な印象に効果が改善されるとともに、左右の波形相
似性がより低くなり、後方左右の広がり感がより増強さ
れる。
【００２１】また、信号の種類に応じて次のような好ま
しい違いを生じる。すなわち、Ｓ信号が規則的な短音
（リズム楽器等）の場合は不連続な音であるから直接音
と遅延音との重なりは少ない。従ってその基音部分は比
較的明瞭に定位する。一方バイオリンのように連続した
音の楽器は、直接音、遅延音のそれぞれが同時に重なり
あって聴こえる。この場合、左右の波形相似性が少なく
なり、反射音生成回路２４，２６の遅延時間が短くても
聴感上大きな広がり感が得られる。さらに、電子楽器の
シンセサイザーの音のように、連続していてしかも変化
をつけるために音程や強弱を時間で変調してあるような
音に対してはさらに多彩な動作をする。すなわち、音程
が時間で変化する音の場合、移相回路３４の出力は周波
数変化に応じて波形が変化し波形の入出力相似性も時間
とともに変化する。したがって、移相回路３４は左右の
相関を減少させ、前後左右へ極度に広い無定位感が得ら
れる。この場合、移相回路３４の働きは位相を変化させ
るだけであるから高調波成分は変化せず、したがって音
色の変化や歪感の増加は起こらない。このように、各楽
器の性格に応じて効果の付き方が異なるため、モノラル
であるＳ信号に対しても、たとえばシンセサイザーの音
がバックで大きく広がりながらリズム楽器がくっきりと
浮かび上がるというように多彩な描き分けがされた後方
音場表現が実現できる。この場合、反射音生成回路２
４，２６は約３０msecと従来の仮想音源分布を再現する
手法に比べ１０分の１の遅延時間でも充分な効果が得ら
れるので、回路規模を非常に小型化できる。
しい違いを生じる。すなわち、Ｓ信号が規則的な短音
（リズム楽器等）の場合は不連続な音であるから直接音
と遅延音との重なりは少ない。従ってその基音部分は比
較的明瞭に定位する。一方バイオリンのように連続した
音の楽器は、直接音、遅延音のそれぞれが同時に重なり
あって聴こえる。この場合、左右の波形相似性が少なく
なり、反射音生成回路２４，２６の遅延時間が短くても
聴感上大きな広がり感が得られる。さらに、電子楽器の
シンセサイザーの音のように、連続していてしかも変化
をつけるために音程や強弱を時間で変調してあるような
音に対してはさらに多彩な動作をする。すなわち、音程
が時間で変化する音の場合、移相回路３４の出力は周波
数変化に応じて波形が変化し波形の入出力相似性も時間
とともに変化する。したがって、移相回路３４は左右の
相関を減少させ、前後左右へ極度に広い無定位感が得ら
れる。この場合、移相回路３４の働きは位相を変化させ
るだけであるから高調波成分は変化せず、したがって音
色の変化や歪感の増加は起こらない。このように、各楽
器の性格に応じて効果の付き方が異なるため、モノラル
であるＳ信号に対しても、たとえばシンセサイザーの音
がバックで大きく広がりながらリズム楽器がくっきりと
浮かび上がるというように多彩な描き分けがされた後方
音場表現が実現できる。この場合、反射音生成回路２
４，２６は約３０msecと従来の仮想音源分布を再現する
手法に比べ１０分の１の遅延時間でも充分な効果が得ら
れるので、回路規模を非常に小型化できる。
【００２２】また、図１の音場制御装置１によれば、Ｃ
信号加算回路６４においてＣ信号の仮想後方壁反射音を
生成してＳ信号に加算するので、映画館等で鑑賞してい
るかのような空間感が得られる。また、入力差信号加算
回路５６において入力差信号Ｌｔ−Ｒｔを生成してＳ信
号に加算するので、優勢強調動作により劣勢信号が劣化
するのを救済して、劣性チャンネルが持っていた広がり
感を救済することができる。同時に、テレビのように左
右のスピーカ間隔が狭い場合に前方の左右広がり感を補
完することができる。
信号加算回路６４においてＣ信号の仮想後方壁反射音を
生成してＳ信号に加算するので、映画館等で鑑賞してい
るかのような空間感が得られる。また、入力差信号加算
回路５６において入力差信号Ｌｔ−Ｒｔを生成してＳ信
号に加算するので、優勢強調動作により劣勢信号が劣化
するのを救済して、劣性チャンネルが持っていた広がり
感を救済することができる。同時に、テレビのように左
右のスピーカ間隔が狭い場合に前方の左右広がり感を補
完することができる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明によれば、反射音生成手段による遅延時間が短くても
後方左右の大きな広がり感を得ることができ、回路規模
が小さくても高い音場効果を得ることができる。また、
請求項２記載の発明によれば、Ｃ信号の仮想後方壁反射
音をＳ信号に加算して反射音を生成することにより、映
画館等の空間感を出すことができる。また、請求項３記
載の発明によれば、入力差信号をＳ信号に加算して反射
音を生成することにより、サラウンドデコーダの優勢強
調動作で失われる前方の広がり感を補完することができ
る。
明によれば、反射音生成手段による遅延時間が短くても
後方左右の大きな広がり感を得ることができ、回路規模
が小さくても高い音場効果を得ることができる。また、
請求項２記載の発明によれば、Ｃ信号の仮想後方壁反射
音をＳ信号に加算して反射音を生成することにより、映
画館等の空間感を出すことができる。また、請求項３記
載の発明によれば、入力差信号をＳ信号に加算して反射
音を生成することにより、サラウンドデコーダの優勢強
調動作で失われる前方の広がり感を補完することができ
る。
【図１】 この発明の実施の形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】 図１の遅延回路６８，２２を共用化した構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】 図１の移相回路３４の具体例を示す回路図で
ある。
ある。
【図４】 図３の移相回路３４の周波数に対する利得お
よび位相特性図である。
よび位相特性図である。
１ 音場制御装置 １４ ドルビープロロジックサラウンドデューダ（サラ
ウンドデコーダ） １６，１８，２０ Ｌ，Ｃ，Ｒ各チャンネル出力端 ２４ 反射音生成回路（第１の反射音生成手段） ２６ 反射音生成回路（第２の反射音生成手段） ３０ 加算器（第１の加算手段） ３２，４０ ＲＬ，ＲＲ各チャンネル出力端 ３４ 移相回路（移相手段） ３８ 加算器（第２の加算手段） ５６ 入力差信号加算回路（入力差加算手段） ６４ Ｃ信号加算回路（Ｃ信号加算手段）
ウンドデコーダ） １６，１８，２０ Ｌ，Ｃ，Ｒ各チャンネル出力端 ２４ 反射音生成回路（第１の反射音生成手段） ２６ 反射音生成回路（第２の反射音生成手段） ３０ 加算器（第１の加算手段） ３２，４０ ＲＬ，ＲＲ各チャンネル出力端 ３４ 移相回路（移相手段） ３８ 加算器（第２の加算手段） ５６ 入力差信号加算回路（入力差加算手段） ６４ Ｃ信号加算回路（Ｃ信号加算手段）
Claims (3)
- 【請求項１】入力されるサラウンドエンコード信号をデ
コードして、前方左、前方中央、前方右の各位置で再生
されることを想定したＬ，Ｃ，Ｒの３チャンネル信号と
後方で再生されることを想定した１チャンネルのＳ信号
を発生するサラウンドデコーダと、 前記Ｌ，Ｃ，Ｒの３チャンネル信号を前方左、前方中
央、前方右の各位置での再生用にそれぞれ出力するＬ，
Ｃ，Ｒ各チャンネル出力端と、 前記Ｓ信号の反射音信号を生成する第１の反射音生成手
段と、 前記Ｓ信号の別の反射音信号を生成する第２の反射音生
成手段と、 前記第１の反射音生成手段で生成される反射音信号と前
記Ｓ信号とを加算する第１の加算手段と、 前記第２の反射音生成手段で生成される反射音信号に対
し、周波数に応じて位相を変化させる移相処理を施す移
相手段と、 この移相手段から出力される反射音信号と前記Ｓ信号と
を加算する第２の加算手段と、 前記第１、第２の加算手段の出力信号を後方左、後方右
の各位置での再生用にあるいはこれとは逆の位置関係で
それぞれ出力するＲＬ，ＲＲ各チャンネル出力端とを具
備してなり、 前記第１、第２の加算手段の少くとも一方が、反射音信
号のレベルをもとのＳ信号のレベルで除した値が０．５
以上となる比率でこれら反射音信号とＳ信号を加算して
なる音場制御装置。 - 【請求項２】前記Ｃ信号の再生音がリスナの後方に想定
された仮想の後方壁で反射された際に生じる反射音を擬
似的に作り出すために、当該Ｃ信号を当該反射音の遅延
時間を実現する時間分遅延し、かつ当該反射音のリスナ
耳介回り込み特性をシミュレートする帯域減衰特性の周
波数特性補正を施して、前記第１、第２の反射音生成手
段に入力されるＳ信号に適宜のレベル比で加算するＣ信
号加算手段をさらに具備してなる請求項１記載の音場制
御装置。 - 【請求項３】前記入力されるサラウンドエンコード信号
がＬｔ，Ｒｔの２チャンネル信号であり、 これら入力信号の差信号Ｌｔ−Ｒｔを前記第１、第２の
反射音生成手段に入力されるＳ信号に適宜のレベル比で
加算する入力差信号加算手段をさらに具備してなる請求
項１または２記載の音場制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7242578A JP2956545B2 (ja) | 1995-08-28 | 1995-08-28 | 音場制御装置 |
| US08/694,548 US5727067A (en) | 1995-08-28 | 1996-08-09 | Sound field control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7242578A JP2956545B2 (ja) | 1995-08-28 | 1995-08-28 | 音場制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0965500A true JPH0965500A (ja) | 1997-03-07 |
| JP2956545B2 JP2956545B2 (ja) | 1999-10-04 |
Family
ID=17091157
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7242578A Expired - Fee Related JP2956545B2 (ja) | 1995-08-28 | 1995-08-28 | 音場制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5727067A (ja) |
| JP (1) | JP2956545B2 (ja) |
Cited By (3)
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|---|---|---|---|---|
| WO2001003471A1 (en) * | 1999-07-06 | 2001-01-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Vehicle-mounted acoustic system |
| JP2009134128A (ja) * | 2007-11-30 | 2009-06-18 | Yamaha Corp | 音響処理装置および音響処理方法 |
| CN101064974B (zh) | 2006-04-28 | 2012-05-23 | 雅马哈株式会社 | 声场控制装置 |
Families Citing this family (12)
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|---|---|---|---|---|
| US6052470A (en) * | 1996-09-04 | 2000-04-18 | Victor Company Of Japan, Ltd. | System for processing audio surround signal |
| JP3498888B2 (ja) * | 1996-10-11 | 2004-02-23 | 日本ビクター株式会社 | サラウンド信号処理装置と方法及び映像音声再生方法、記録媒体への記録方法及び記録装置、記録媒体、処理プログラムの伝送方法及び受信方法、並びに記録データの伝送方法及び受信方法 |
| JP3533092B2 (ja) * | 1998-08-05 | 2004-05-31 | パイオニア株式会社 | オーディオシステム |
| US6175631B1 (en) * | 1999-07-09 | 2001-01-16 | Stephen A. Davis | Method and apparatus for decorrelating audio signals |
| US7236838B2 (en) * | 2000-08-29 | 2007-06-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signal processing apparatus, signal processing method, program and recording medium |
| US7447321B2 (en) * | 2001-05-07 | 2008-11-04 | Harman International Industries, Incorporated | Sound processing system for configuration of audio signals in a vehicle |
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| US7177432B2 (en) * | 2001-05-07 | 2007-02-13 | Harman International Industries, Incorporated | Sound processing system with degraded signal optimization |
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| JP4480335B2 (ja) * | 2003-03-03 | 2010-06-16 | パイオニア株式会社 | 複数チャンネル音声信号の処理回路、処理プログラム及び再生装置 |
| JP4114583B2 (ja) * | 2003-09-25 | 2008-07-09 | ヤマハ株式会社 | 特性補正システム |
Family Cites Families (8)
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|---|---|---|---|---|
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| US4856046A (en) * | 1988-04-08 | 1989-08-08 | Jerry R. Iggulden | Remote public telephone link |
| CA1312369C (en) * | 1988-07-20 | 1993-01-05 | Tsutomu Ishikawa | Sound reproducer |
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