JPH0974771A - インバータ装置 - Google Patents
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- JPH0974771A JPH0974771A JP7225640A JP22564095A JPH0974771A JP H0974771 A JPH0974771 A JP H0974771A JP 7225640 A JP7225640 A JP 7225640A JP 22564095 A JP22564095 A JP 22564095A JP H0974771 A JPH0974771 A JP H0974771A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】直流電源の中性点と正極及び負極間の電圧の差
分により、交流出力に生じる直流分をフィードフォワー
ド的に補正して抑制する。 【構成】中性点を有する直流電源1,2 と、この直流電源
の正負極間に接続された２個のスイッチ素子の直列回路
でなるハーフブリッジインバータ3,4 と、制御信号に基
づいて前記ハーフブリッジインバータをパルス幅変調制
御するＰＷＭ制御手段14a,14b と、前記直流電源の中性
点と正極及び負極との間の電圧に基づいて補正信号を出
力する補正手段17を備え、前記中性点と２個のスイッチ
素子の直列接続点との間に交流電圧を出力すると共に、
前記補正信号により前記制御信号を補正して前記交流電
圧に含まれる直流成分を抑制する。
分により、交流出力に生じる直流分をフィードフォワー
ド的に補正して抑制する。 【構成】中性点を有する直流電源1,2 と、この直流電源
の正負極間に接続された２個のスイッチ素子の直列回路
でなるハーフブリッジインバータ3,4 と、制御信号に基
づいて前記ハーフブリッジインバータをパルス幅変調制
御するＰＷＭ制御手段14a,14b と、前記直流電源の中性
点と正極及び負極との間の電圧に基づいて補正信号を出
力する補正手段17を備え、前記中性点と２個のスイッチ
素子の直列接続点との間に交流電圧を出力すると共に、
前記補正信号により前記制御信号を補正して前記交流電
圧に含まれる直流成分を抑制する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、太陽光発電などの
不安定な直流電圧から交流電圧に変換するインバータ装
置に関する。
不安定な直流電圧から交流電圧に変換するインバータ装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】直流電圧から交流電圧に変換するインバ
ータ装置として図４(a) に示すものがある。この装置
は、直流電源 1と 2が直列接続され、この接続点が直流
電圧の中性点として系統電源の中性点に接続され、直流
電源 1と 2の電圧Ｅ1 とＥ2 が加算された直流電圧の正
負間にＩＧＢＴ3a,3b 及びＩＧＢＴ4a,4b からなるハー
フブリッジインバータ 3と 4が接続され、各ハーフブリ
ッジインバータ 3と 4の出力端子が電流検出器5a、5bと
リアクトル6a,6b を介してそれぞれ単相３線式の系統電
源8a,8b に接続されている。コンデンサ7a,7b はフィル
タとして系統電源8a,8b と並列に接続される。
ータ装置として図４(a) に示すものがある。この装置
は、直流電源 1と 2が直列接続され、この接続点が直流
電圧の中性点として系統電源の中性点に接続され、直流
電源 1と 2の電圧Ｅ1 とＥ2 が加算された直流電圧の正
負間にＩＧＢＴ3a,3b 及びＩＧＢＴ4a,4b からなるハー
フブリッジインバータ 3と 4が接続され、各ハーフブリ
ッジインバータ 3と 4の出力端子が電流検出器5a、5bと
リアクトル6a,6b を介してそれぞれ単相３線式の系統電
源8a,8b に接続されている。コンデンサ7a,7b はフィル
タとして系統電源8a,8b と並列に接続される。
【０００３】上位コントローラ10は電流基準の大きさを
決定する信号Ｉm を出力し、電流基準回路11はこの信号
Ｉm と変圧器 9を介して検出される系統電源8a或いは8b
の電圧検出信号vaに基づいて系統電源の電圧と同相の交
流の電流基準Ｉ* を出力する。反転アンプ12はＩ* の極
性を反転してＩ* に対して180 °の位相差を有する電流
基準Ｉ*'を出力する。これらの電流基準Ｉ* とＩ*'はそ
れぞれ電流制御増幅器13a と13b に入力され、電流検出
器5aと5bを介して検出されるハーフブリッジインバータ
3と 4の出力電流検出値Ｉa 、Ｉb と比較され、それぞ
れの誤差をゼロとするように電流制御信号Ｓa とＳb が
出力される。ＰＷＭ制御回路14a,14b は、三角波発生器
15から出力される三角波のパルス幅変調信号Ｓc と電流
制御信号Ｓa とＳb をそれぞれ比較してＰＷＭ信号Ｐa
、Ｐb を出力し、ハーフブリッジインバータ 3と 4の
ＩＧＢＴ3a,3b 及びＩＧＢＴ4a,4b がスイッチング制御
され出力電流検出値Ｉa 、Ｉb が電流基準Ｉ* とＩ*'と
一致するように制御される。この制御により、直流電源
1と 2の直流電力が位相差180 °を有する交流電流に変
換され、系統電源8aと8bに供給される。
決定する信号Ｉm を出力し、電流基準回路11はこの信号
Ｉm と変圧器 9を介して検出される系統電源8a或いは8b
の電圧検出信号vaに基づいて系統電源の電圧と同相の交
流の電流基準Ｉ* を出力する。反転アンプ12はＩ* の極
性を反転してＩ* に対して180 °の位相差を有する電流
基準Ｉ*'を出力する。これらの電流基準Ｉ* とＩ*'はそ
れぞれ電流制御増幅器13a と13b に入力され、電流検出
器5aと5bを介して検出されるハーフブリッジインバータ
3と 4の出力電流検出値Ｉa 、Ｉb と比較され、それぞ
れの誤差をゼロとするように電流制御信号Ｓa とＳb が
出力される。ＰＷＭ制御回路14a,14b は、三角波発生器
15から出力される三角波のパルス幅変調信号Ｓc と電流
制御信号Ｓa とＳb をそれぞれ比較してＰＷＭ信号Ｐa
、Ｐb を出力し、ハーフブリッジインバータ 3と 4の
ＩＧＢＴ3a,3b 及びＩＧＢＴ4a,4b がスイッチング制御
され出力電流検出値Ｉa 、Ｉb が電流基準Ｉ* とＩ*'と
一致するように制御される。この制御により、直流電源
1と 2の直流電力が位相差180 °を有する交流電流に変
換され、系統電源8aと8bに供給される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来装置
では、直流電源 1と 2の電圧、Ｅ1 とＥ2 の値に差が生
じた場合、インバータ出力に直流分が発生するという問
題がある。例えば、直流電源として太陽電池を用いる場
合、太陽電池の一部が日陰となった時、Ｅ1 ≠Ｅ2 の状
態が発生する。図４(b) は、電流制御信号Ｓa 或いはＳ
b がゼロレベルの場合に、ハーフブリッジインバータ 3
或いは 4から出力されるＰＷＭ制御された電圧波形を示
したもので、(1) はＥ1 ＝Ｅ2 の場合、(2) はＥ1 ≠Ｅ
2 の場合を示している。(1) の場合、ＰＷＭ信号はオン
とオフの期間が等しく、正側のＩＧＢＴ3a,4a と負側の
ＩＧＢＴ3b,4b がオンしている時間は等しくなり、出力
電圧の平均値はゼロとなり直流分は発生しない。(2) の
場合、（図はＥ1 ＝２Ｅ2 の場合を示す）出力電圧の平
均値は（Ｅ1 側に変寄し）ゼロにならず直流分Ｅd が発
生する。この直流分が交流系統に流出すると、変圧器を
飽和させ波形歪みの発生やオーバーヒートなどの要因と
して悪影響を及ぼすことがある。
では、直流電源 1と 2の電圧、Ｅ1 とＥ2 の値に差が生
じた場合、インバータ出力に直流分が発生するという問
題がある。例えば、直流電源として太陽電池を用いる場
合、太陽電池の一部が日陰となった時、Ｅ1 ≠Ｅ2 の状
態が発生する。図４(b) は、電流制御信号Ｓa 或いはＳ
b がゼロレベルの場合に、ハーフブリッジインバータ 3
或いは 4から出力されるＰＷＭ制御された電圧波形を示
したもので、(1) はＥ1 ＝Ｅ2 の場合、(2) はＥ1 ≠Ｅ
2 の場合を示している。(1) の場合、ＰＷＭ信号はオン
とオフの期間が等しく、正側のＩＧＢＴ3a,4a と負側の
ＩＧＢＴ3b,4b がオンしている時間は等しくなり、出力
電圧の平均値はゼロとなり直流分は発生しない。(2) の
場合、（図はＥ1 ＝２Ｅ2 の場合を示す）出力電圧の平
均値は（Ｅ1 側に変寄し）ゼロにならず直流分Ｅd が発
生する。この直流分が交流系統に流出すると、変圧器を
飽和させ波形歪みの発生やオーバーヒートなどの要因と
して悪影響を及ぼすことがある。
【０００５】本発明は、上記問題を解消しようとしてな
されたもので、その目的とするところは、直流電源の中
性点と正極及び負極間の電圧の差分により、ハーフブリ
ッジインバータの交流出力に生じる直流分をフィードフ
ォワード的に補正して抑制し、負荷側に直流分が流出し
ないインバータ装置を提供することにある。
されたもので、その目的とするところは、直流電源の中
性点と正極及び負極間の電圧の差分により、ハーフブリ
ッジインバータの交流出力に生じる直流分をフィードフ
ォワード的に補正して抑制し、負荷側に直流分が流出し
ないインバータ装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
は、中性点を有する直流電源と、この直流電源の正負極
間に接続された２個のスイッチ素子の直列回路でなるハ
ーフブリッジインバータと、制御信号に基づいて前記ハ
ーフブリッジインバータをパルス幅変調制御するＰＷＭ
制御手段と、前記直流電源の中性点と正極及び負極との
間の電圧に基づいて補正信号を出力する補正手段を備
え、前記中性点と２個のスイッチ素子の直列接続点との
間に交流電圧を出力すると共に、前記補正信号により前
記制御信号を補正して前記交流電圧に含まれる直流成分
を抑制する。（請求項１） 更に、前記ＰＷＭ制御手段は、波高値Ｅm の三角波でな
るパルス幅変調信号と前記制御信号を比較してＰＷＭ信
号を生成し、前記補正手段は、前記直流電源の中性点と
正極及び負極との間の電圧をＥ1 及びＥ2 とし、（Ｅ1
−Ｅ2 ）／（Ｅ1 ＋Ｅ2 ）＊Ｅm を演算して前記補正信
号を生成し、前記制御信号に加算してフィードフォワー
ド的に補正する。（請求項２） 更に、前記ハーフブリッジインバータから出力される交
流電圧を交流系統に連系すると共に、電流基準とハーフ
ブリッジインバータの出力電流とを比較して前記制御信
号を出力する電流制御系を構成し、この電流制御系に積
分制御要素を備え、直流成分をゼロに制御する。（請求
項３） 更に、前記ハーフブリッジインバータを２組備えると共
に、前記電流制御系を２組備え、前記交流系統を単相３
線式として連系し、直流電源の中性点と単相３線式の中
性点を接続して、２組のハーフブリッジインバータから
それぞれ交流電力を供給する。（請求項４） 更に、制御信号に基づいて前記２組のハーフブリッジイ
ンバータをフルブリッジインバータとしてパルス幅変調
制御するＰＷＭ制御手段と、交流の電圧基準と前記フル
ブリッジインバータから出力される交流出力電圧を比較
して前記制御信号を出力する電圧制御手段と、前記フル
ブリッジインバータ出力の交流電流の直流成分を検出
し、この直流成分がゼロとなるように前記制御信号を補
正する第２の補正手段を備え、交流系統と切り離して独
立電源として運転する。（請求項５）
は、中性点を有する直流電源と、この直流電源の正負極
間に接続された２個のスイッチ素子の直列回路でなるハ
ーフブリッジインバータと、制御信号に基づいて前記ハ
ーフブリッジインバータをパルス幅変調制御するＰＷＭ
制御手段と、前記直流電源の中性点と正極及び負極との
間の電圧に基づいて補正信号を出力する補正手段を備
え、前記中性点と２個のスイッチ素子の直列接続点との
間に交流電圧を出力すると共に、前記補正信号により前
記制御信号を補正して前記交流電圧に含まれる直流成分
を抑制する。（請求項１） 更に、前記ＰＷＭ制御手段は、波高値Ｅm の三角波でな
るパルス幅変調信号と前記制御信号を比較してＰＷＭ信
号を生成し、前記補正手段は、前記直流電源の中性点と
正極及び負極との間の電圧をＥ1 及びＥ2 とし、（Ｅ1
−Ｅ2 ）／（Ｅ1 ＋Ｅ2 ）＊Ｅm を演算して前記補正信
号を生成し、前記制御信号に加算してフィードフォワー
ド的に補正する。（請求項２） 更に、前記ハーフブリッジインバータから出力される交
流電圧を交流系統に連系すると共に、電流基準とハーフ
ブリッジインバータの出力電流とを比較して前記制御信
号を出力する電流制御系を構成し、この電流制御系に積
分制御要素を備え、直流成分をゼロに制御する。（請求
項３） 更に、前記ハーフブリッジインバータを２組備えると共
に、前記電流制御系を２組備え、前記交流系統を単相３
線式として連系し、直流電源の中性点と単相３線式の中
性点を接続して、２組のハーフブリッジインバータから
それぞれ交流電力を供給する。（請求項４） 更に、制御信号に基づいて前記２組のハーフブリッジイ
ンバータをフルブリッジインバータとしてパルス幅変調
制御するＰＷＭ制御手段と、交流の電圧基準と前記フル
ブリッジインバータから出力される交流出力電圧を比較
して前記制御信号を出力する電圧制御手段と、前記フル
ブリッジインバータ出力の交流電流の直流成分を検出
し、この直流成分がゼロとなるように前記制御信号を補
正する第２の補正手段を備え、交流系統と切り離して独
立電源として運転する。（請求項５）
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明のインバータ装置の請求項
１〜４に対応する実施例を図１に示す。図１において、
16a,16b は直流電源1,2 の電圧を検出する電圧検出器、
17は電圧検出値に基づいて補正信号を生成する演算回路
である。その他は、従来（図４(a) ）と同じものであ
り、同一番号を付し説明は省略する。演算回路17は、電
圧検出器16a,16b を介して検出される直流電源 1と 2の
電圧、Ｅ1 とＥ2 に基づいて補正信号Ｃを出力し、ＰＷ
Ｍ制御回路14a,14b に入力して電流制御信号Ｓa 、Ｓb
をフィードフォワード的に補正する。
１〜４に対応する実施例を図１に示す。図１において、
16a,16b は直流電源1,2 の電圧を検出する電圧検出器、
17は電圧検出値に基づいて補正信号を生成する演算回路
である。その他は、従来（図４(a) ）と同じものであ
り、同一番号を付し説明は省略する。演算回路17は、電
圧検出器16a,16b を介して検出される直流電源 1と 2の
電圧、Ｅ1 とＥ2 に基づいて補正信号Ｃを出力し、ＰＷ
Ｍ制御回路14a,14b に入力して電流制御信号Ｓa 、Ｓb
をフィードフォワード的に補正する。
【０００８】上記構成において、三角波発生回路15から
出力されるパルス幅変調信号Ｓc は、波高値Ｅm でゼロ
レベルから正負に振幅変化する変調周期Ｔ0 の三角波の
信号で与えられ、ＰＷＭ制御回路14a は電流制御信号Ｓ
a とパルス幅変調信号Ｓc がクロスする時点でＰＷＭ信
号Ｐa を変化させ、図２に示すように、ハーフブリッジ
インバータ 3の出力電圧Ｖ1 のパルス幅変調を行う。こ
の場合、電流制御信号Ｓa の値をｅi とすると、出力電
圧Ｖ1 が正の電圧Ｅ1 になる期間ｔ1 と負の電圧Ｅ2 に
なる期間ｔ2 は(1)(2)式で与えられる。
出力されるパルス幅変調信号Ｓc は、波高値Ｅm でゼロ
レベルから正負に振幅変化する変調周期Ｔ0 の三角波の
信号で与えられ、ＰＷＭ制御回路14a は電流制御信号Ｓ
a とパルス幅変調信号Ｓc がクロスする時点でＰＷＭ信
号Ｐa を変化させ、図２に示すように、ハーフブリッジ
インバータ 3の出力電圧Ｖ1 のパルス幅変調を行う。こ
の場合、電流制御信号Ｓa の値をｅi とすると、出力電
圧Ｖ1 が正の電圧Ｅ1 になる期間ｔ1 と負の電圧Ｅ2 に
なる期間ｔ2 は(1)(2)式で与えられる。
【０００９】
【数１】 ｔ1 ＝（Ｔ0 ／２）（１＋ｅi ／Ｅm ） (1) ｔ2 ＝（Ｔ0 ／２）（１−ｅi ／Ｅm ） (2) また、変調周期Ｔ0 における出力電圧Ｖ1 は(3) 式で表
され、(1)(2)式を代入して変形すると(4) 式で表すこと
ができる。
され、(1)(2)式を代入して変形すると(4) 式で表すこと
ができる。
【００１０】
【数２】 Ｖ1 ＝Ｅ1 ・ｔ1 −Ｅ2 ・ｔ2 (3) Ｖ1 ＝(T0/2)(E1-E2) ＋(T0/2)( ｅi/Ｅm)(E1+E2) (4) 電流制御信号Ｓb は、電流制御信号Ｓa の逆極性で与え
られるので、ハーフブリッジインバータ 4の出力電圧Ｖ
2 は、(4) 式の第２項が逆極性になり、Ｖ1 の逆極性の
出力電圧となる。
られるので、ハーフブリッジインバータ 4の出力電圧Ｖ
2 は、(4) 式の第２項が逆極性になり、Ｖ1 の逆極性の
出力電圧となる。
【００１１】(4) 式の第１項は、電流制御信号とは無関
係に直流電源1,2 の電圧Ｅ1 、Ｅ2の差分で生じる直流
成分であり、(4) 式の第２項は、電流制御信号ｅi に比
例して出力される電圧である。従って、電流制御信号が
交流で与えられ交流の電圧が出力され、直流電源1,2 の
電圧Ｅ1 、Ｅ2 に差分が生じると直流分が重畳して出力
される。
係に直流電源1,2 の電圧Ｅ1 、Ｅ2の差分で生じる直流
成分であり、(4) 式の第２項は、電流制御信号ｅi に比
例して出力される電圧である。従って、電流制御信号が
交流で与えられ交流の電圧が出力され、直流電源1,2 の
電圧Ｅ1 、Ｅ2 に差分が生じると直流分が重畳して出力
される。
【００１２】しかし、本発明では、直流電源1,2 の電圧
Ｅ1 、Ｅ2 に差分が生じると、演算回路17から、(5) 式
に示す直流分を打ち消す補正信号Ｃが出力され、電流制
御信号Ｓa 、Ｓb に加算され、フィードフォワード的に
補正される。
Ｅ1 、Ｅ2 に差分が生じると、演算回路17から、(5) 式
に示す直流分を打ち消す補正信号Ｃが出力され、電流制
御信号Ｓa 、Ｓb に加算され、フィードフォワード的に
補正される。
【００１３】
【数３】 Ｃ＝（−Ｅ1 ＋Ｅ2 ）（Ｅ1 ＋Ｅ2 ）・Ｅm (5) すなわち、(4) 式のｅi に(5) 式のＣを加算することに
より、(4) 式の第１項が相殺されて直流分が打ち消さ
れ、ハーフブリッジインバータ3,4 の出力電圧Ｖ1 、Ｖ
2 の直流分が抑制される。パルス幅変調信号Ｓc の波高
値Ｅm は一定で変化しないので、補正信号ＣはＥ1 とＥ
2 から容易に演算することができる。
より、(4) 式の第１項が相殺されて直流分が打ち消さ
れ、ハーフブリッジインバータ3,4 の出力電圧Ｖ1 、Ｖ
2 の直流分が抑制される。パルス幅変調信号Ｓc の波高
値Ｅm は一定で変化しないので、補正信号ＣはＥ1 とＥ
2 から容易に演算することができる。
【００１４】なお、電流制御増幅器13a,13b は比例積分
（ＰＩ）形で構成され、その出力する電流制御信号Ｓa
、Ｓb の直流分がゼロになるように調整されている。
本実施例によれば、直流電源1,2 の電圧に差が生じる
と、制御信号がフィードフォワード的に補正されるの
で、ハーフブリッジインバータの出力電圧の直流分を高
速で減少させることができる。
（ＰＩ）形で構成され、その出力する電流制御信号Ｓa
、Ｓb の直流分がゼロになるように調整されている。
本実施例によれば、直流電源1,2 の電圧に差が生じる
と、制御信号がフィードフォワード的に補正されるの
で、ハーフブリッジインバータの出力電圧の直流分を高
速で減少させることができる。
【００１５】本発明のインバータ装置の請求項５に対応
する実施例を図３に示す。この実施例は、更に、災害な
どで系統電源が停電した場合に非常用の独立電源として
機能するための付加要素を示したものである。
する実施例を図３に示す。この実施例は、更に、災害な
どで系統電源が停電した場合に非常用の独立電源として
機能するための付加要素を示したものである。
【００１６】図３において、ハーフブリッジインバータ
3,4 は単相２線式出力の中性点を出力として使わずフル
ブリッジインバータとして作用し、負荷19に交流電圧を
供給する。20は電圧基準回路で、交流の電圧基準Ｖ* を
出力する。21は電圧制御を行なう増幅器で、電圧基準Ｖ
* と変圧器 9を介して検出されるフルブリッジインバー
タの出力電圧とを比較して制御信号Ｓa を出力する。22
はＰＷＭ制御回路で、制御信号Ｓa と三角波発生回路15
から出力される変調信号Ｓc とを比較してＰＷＭ信号Ｐ
a 、Ｐb を出力し、ハーフブリッジインバータ3,4 をス
イッチング制御してフルブリッジインバータとして動作
させる。23は直流成分検出回路で、電流検出器5aを介し
て検出されるフルブリッジインバータの出力電流Ｉa か
ら直流成分Ｉd を検出する。24は直流成分Ｉd を増幅し
て補正信号Ｃを生成し、制御信号Ｓa を補正する直流増
幅器である。
3,4 は単相２線式出力の中性点を出力として使わずフル
ブリッジインバータとして作用し、負荷19に交流電圧を
供給する。20は電圧基準回路で、交流の電圧基準Ｖ* を
出力する。21は電圧制御を行なう増幅器で、電圧基準Ｖ
* と変圧器 9を介して検出されるフルブリッジインバー
タの出力電圧とを比較して制御信号Ｓa を出力する。22
はＰＷＭ制御回路で、制御信号Ｓa と三角波発生回路15
から出力される変調信号Ｓc とを比較してＰＷＭ信号Ｐ
a 、Ｐb を出力し、ハーフブリッジインバータ3,4 をス
イッチング制御してフルブリッジインバータとして動作
させる。23は直流成分検出回路で、電流検出器5aを介し
て検出されるフルブリッジインバータの出力電流Ｉa か
ら直流成分Ｉd を検出する。24は直流成分Ｉd を増幅し
て補正信号Ｃを生成し、制御信号Ｓa を補正する直流増
幅器である。
【００１７】上記構成において、ハーフブリッジインバ
ータ3,4 はＰＷＭ制御回路22から出力されるＰＷＭ信号
Ｐa 、Ｐb によりフルブリッジインバータとして動作
し、直流電源1,2 の電圧の和の直流電圧を電圧基準Ｖ*
に応じた交流電圧に変換して負荷19に供給する。この場
合、交流出力電流に直流成分が生じると、直流成分検出
回路23から直流成分Ｉd が検出され、直流増幅器24から
補正信号Ｃが出力され、直流成分Ｉd がゼロとなるよう
に制御信号Ｓa を補正する。
ータ3,4 はＰＷＭ制御回路22から出力されるＰＷＭ信号
Ｐa 、Ｐb によりフルブリッジインバータとして動作
し、直流電源1,2 の電圧の和の直流電圧を電圧基準Ｖ*
に応じた交流電圧に変換して負荷19に供給する。この場
合、交流出力電流に直流成分が生じると、直流成分検出
回路23から直流成分Ｉd が検出され、直流増幅器24から
補正信号Ｃが出力され、直流成分Ｉd がゼロとなるよう
に制御信号Ｓa を補正する。
【００１８】この実施例によれば、直流電源1,2 を電源
として交流電圧を出力し、系統に連系して運転する場合
に、災害などで系統電源が停電した場合に、単相２線式
出力の中性点を出力として使わずフルブリッジインバー
タとして作用させ、非常用の独立電源として機能させ、
負荷19に交流電圧を供給することができ、この場合に
も、交流電圧に含まれる直流分を減少させることができ
る。
として交流電圧を出力し、系統に連系して運転する場合
に、災害などで系統電源が停電した場合に、単相２線式
出力の中性点を出力として使わずフルブリッジインバー
タとして作用させ、非常用の独立電源として機能させ、
負荷19に交流電圧を供給することができ、この場合に
も、交流電圧に含まれる直流分を減少させることができ
る。
【００１９】なお、直流増幅器24を省略し、直流成分検
出回路23の出力Ｉd を電圧制御を行なう増幅器21へ入力
して電圧基準Ｖ* を補正するようにしてもよい。この場
合、増幅器11の直流に対する増幅率を制限し、軽負荷時
の過補償による制御異常を防止する。
出回路23の出力Ｉd を電圧制御を行なう増幅器21へ入力
して電圧基準Ｖ* を補正するようにしてもよい。この場
合、増幅器11の直流に対する増幅率を制限し、軽負荷時
の過補償による制御異常を防止する。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、系統に連系してハーフ
ブリッジインバータとして動作させる場合は、直流電源
の中性点と正極及び負極間の電圧に基づいて補正信号を
演算して制御信号を補正することにより交流出力の直流
分を打ち消し、系統から切り離してフルブリッジインバ
ータとして動作させ独立電源として使用する場合は、交
流の出力電流に含まれる直流成分に基づいて補正信号を
生成し制御信号を補正することにより交流出力の直流分
を打ち消し、直流成分の流出を抑制して、負荷に対して
安全なインバータ装置を提供することができる。
ブリッジインバータとして動作させる場合は、直流電源
の中性点と正極及び負極間の電圧に基づいて補正信号を
演算して制御信号を補正することにより交流出力の直流
分を打ち消し、系統から切り離してフルブリッジインバ
ータとして動作させ独立電源として使用する場合は、交
流の出力電流に含まれる直流成分に基づいて補正信号を
生成し制御信号を補正することにより交流出力の直流分
を打ち消し、直流成分の流出を抑制して、負荷に対して
安全なインバータ装置を提供することができる。
【図１】本発明の請求項１〜４に対応する実施例の構成
図。
図。
【図２】上記実施例の作用を説明するための波形図。
【図３】本発明の請求項５に対応する実施例の要部構成
図。
図。
【図４】(a) 従来装置の構成図、(b) 従来装置の問題点
を説明するための波形図。
を説明するための波形図。
1,2…直流電源 3,4…ハーフブ
リッジインバータ 3a,3b,4a,4b…スイッチ素子 5a,5b…電流検
出器 6a,6b…リアクトル 7a,7b…コンデ
ンサ 8a,8b…系統電源 9…変圧器 10…上位コントローラ 11…電流基準回
路 12…反転アンプ 13a,13b …電流
制御増幅器 14a,14b …ＰＷＭ制御回路 15…三角波発生
回路 16a,16b …電圧検出器 17…演算回路 20…電圧基準回路 21…電圧制御増
幅器 22…ＰＷＭ制御回路 23…直流成分検
出回路 23…直流増幅器
リッジインバータ 3a,3b,4a,4b…スイッチ素子 5a,5b…電流検
出器 6a,6b…リアクトル 7a,7b…コンデ
ンサ 8a,8b…系統電源 9…変圧器 10…上位コントローラ 11…電流基準回
路 12…反転アンプ 13a,13b …電流
制御増幅器 14a,14b …ＰＷＭ制御回路 15…三角波発生
回路 16a,16b …電圧検出器 17…演算回路 20…電圧基準回路 21…電圧制御増
幅器 22…ＰＷＭ制御回路 23…直流成分検
出回路 23…直流増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 木本 兼一 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東芝 府中工場内
Claims (5)
- 【請求項１】中性点を有する直流電源と、この直流電源
の正負極間に接続された２個のスイッチ素子の直列回路
でなるハーフブリッジインバータと、制御信号に基づい
て前記ハーフブリッジインバータをパルス幅変調制御す
るＰＷＭ制御手段と、前記直流電源の中性点と正極及び
負極との間の電圧に基づいて補正信号を出力する補正手
段を備え、前記中性点と２個のスイッチ素子の直列接続
点との間に交流電圧を出力すると共に、前記補正信号に
より前記制御信号を補正して前記交流電圧に含まれる直
流成分を抑制することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】請求項１に記載のインバータ装置におい
て、前記ＰＷＭ制御手段は、波高値Ｅm の三角波でなる
パルス幅変調信号と前記制御信号を比較してＰＷＭ信号
を生成し、前記補正手段は、前記直流電源の中性点と正
極及び負極との間の電圧をＥ1及びＥ2 とし、（Ｅ1 −
Ｅ2 ）／（Ｅ1 ＋Ｅ2 ）＊Ｅm を演算して前記補正信号
を生成し、前記制御信号に加算してフィードフォワード
的に補正することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】請求項１に記載のインバータ装置におい
て、前記ハーフブリッジインバータから出力される交流
電圧を交流系統に連系すると共に、電流基準とハーフブ
リッジインバータの出力電流とを比較して前記制御信号
を出力する電流制御系を構成し、この電流制御系に積分
制御要素を備えることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】請求項３に記載のインバータ装置におい
て、前記ハーフブリッジインバータを２組備えると共
に、前記電流制御系を２組備え、前記交流系統を単相３
線式として連系することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】請求項４に記載のインバータ装置におい
て、制御信号に基づいて前記２組のハーフブリッジイン
バータをフルブリッジインバータとしてパルス幅変調制
御するＰＷＭ制御手段と、交流の電圧基準と前記フルブ
リッジインバータから出力される交流出力電圧を比較し
て前記制御信号を出力する電圧制御手段と、前記フルブ
リッジインバータ出力の交流電流の直流成分を検出し、
この直流成分がゼロとなるように前記制御信号を補正す
る第２の補正手段を備え、交流系統と切り離して独立電
源として運転することを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7225640A JPH0974771A (ja) | 1995-09-04 | 1995-09-04 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7225640A JPH0974771A (ja) | 1995-09-04 | 1995-09-04 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0974771A true JPH0974771A (ja) | 1997-03-18 |
Family
ID=16832476
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7225640A Pending JPH0974771A (ja) | 1995-09-04 | 1995-09-04 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0974771A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002084758A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-03-22 | Toyota Motor Corp | 動力出力装置 |
| JP2002291256A (ja) * | 2001-03-29 | 2002-10-04 | Toyota Motor Corp | 動力出力装置 |
| CN102938619A (zh) * | 2011-08-15 | 2013-02-20 | 研能科技股份有限公司 | 极性切换电路 |
| EP3252937A1 (de) * | 2016-06-03 | 2017-12-06 | Fronius International GmbH | Wechselrichter und verfahren zum betreiben eines wechselrichters |
-
1995
- 1995-09-04 JP JP7225640A patent/JPH0974771A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002084758A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-03-22 | Toyota Motor Corp | 動力出力装置 |
| JP2002291256A (ja) * | 2001-03-29 | 2002-10-04 | Toyota Motor Corp | 動力出力装置 |
| CN102938619A (zh) * | 2011-08-15 | 2013-02-20 | 研能科技股份有限公司 | 极性切换电路 |
| EP3252937A1 (de) * | 2016-06-03 | 2017-12-06 | Fronius International GmbH | Wechselrichter und verfahren zum betreiben eines wechselrichters |
| WO2017207764A1 (de) * | 2016-06-03 | 2017-12-07 | Fronius International Gmbh | Wechselrichter und verfahren zum betreiben eines wechselrichters |
| CN109275346A (zh) * | 2016-06-03 | 2019-01-25 | 弗罗纽斯国际有限公司 | 逆变器和用于操作逆变器的方法 |
| US10461664B1 (en) | 2016-06-03 | 2019-10-29 | Fronius International Gmbh | Inverter and method for operating an inverter |
| CN109275346B (zh) * | 2016-06-03 | 2021-11-23 | 弗罗纽斯国际有限公司 | 逆变器和用于操作逆变器的方法 |
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