JPH0983318A

JPH0983318A - タイミングパルス発生回路

Info

Publication number: JPH0983318A
Application number: JP7230953A
Authority: JP
Inventors: Kiyoshi Takahashi; 高橋　　清
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1995-09-08
Filing date: 1995-09-08
Publication date: 1997-03-28

Abstract

(57)【要約】【課題】調整の必要がなく温度補償も容易でしかも電
力損失の増加を伴わないタイミングパルス発生回路を提
供する。【解決手段】入力されるパルスを平滑して直流電圧を
得る第１の平滑回路１と、直流電圧を増幅して第１の比
較電圧を得る演算増幅器Ａ１と、入力パルスの立ち下が
りでトリガされる出力パルスを発生する単安定マルチバ
イブレータ２と、出力パルスを平滑して第２の比較電圧
を得る第２の平滑回路３と、第１及び第２の比較電圧を
入力して比較する演算増幅器Ａ２と、この演算増幅器Ａ
２の出力信号の増減に応じて単安定マルチバイブレータ
２の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路４とを具
備し、入力パルスに対して位相の進んだ出力パルスを取
り出すように構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、映像機器等の受像
機に使用されるコンバーゼンス回路に使用されるタイミ
ングパルス発生回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、投写管を用いた投写型受像機或
いは高精度のコンバーゼンス品位を要求される直視管型
のモニタ受像機等において、赤、緑、青の３原色映像を
スクリーン上に色ずれなく合成するためにコンバーゼン
ス回路を具えている。

【０００３】コンバーゼンス回路は、最近ではデジタル
技術を応用したデジタルコンバーゼンス方式がアナログ
方式に代わって多用されるようになってきた。しかし、
アナログコンバーゼンス回路も、デジタル方式に比較し
て特有の利点があり、また、製造コストと画像品位の兼
ね合いなどの面から依然として使用されることが多く、
改善もなされている。

【０００４】従来、投写型受像機のアナログコンバーゼ
ンス回路では、水平及び垂直周期のノコギリ波やパラボ
ラ波信号並びにこれらの信号の変調（乗算）信号を発生
させて調整・混合し、３原色夫々の投写管の偏向ヨーク
の後方に設けられたコンバーゼンスコイルに補正電流を
流して色ずれを補正するようにしていた。

【０００５】また、一般的に、水平及び垂直周期の各種
信号を発生させるためには、水平及び垂直偏向回路から
出力される帰線パルスをタイミング信号として定電流積
分回路に加えてリセットさせ、水平及び垂直偏向周期の
ノコギリ波を作り、このノコギリ波を積分するか或いは
乗算してパラボラ波を作り、更に二重平衡差動増幅回路
を用いた乗算回路により各種変調信号を得るようにして
いた。得られた各種信号は、可変抵抗器等により適宜調
整されて混合され、信号増幅回路や出力回路を介してコ
ンバーゼンスヨーク（コイル）に供給される。

【０００６】このような従来のアナログコンバーゼンス
回路において、各種信号発生回路や増幅回路、出力回路
の位相遅れが問題となることがある。特に水平周期のコ
ンバーゼンス補正を行う際、偏向コイルに流れる偏向電
流よりもコンバーゼンスコイルに流れるコンバーゼンス
補正電流の位相が遅れる。即ち、コンバーゼンス補正電
流の位相遅れにより補正位置が右側にずれることにな
り、受像機の表示画面の左端のコンバーゼンスを合せる
ことができない。

【０００７】また、投写型受像機ではコンバーゼンス回
路に糸巻歪や台形歪を補正する機能を併合させている
が、これらの補正もコンバーゼンス補正電流の位相遅れ
によってスクリーンの画像の左右対称の補正が困難とな
る。

【０００８】上記糸巻歪や台形歪は、パラボラ波にノコ
ギリ波を混合して見掛上の位相をずらすことによりある
程度の補正は可能である。しかしながら、最近では光学
系を短焦点化するために蛍光面が非平面の投写管や非球
面の投写レンズを使用することが多くなっているため、
３次関数或いは４次関数の信号波形を混合して画面歪を
補正する必要があり、上述したような位相遅れは、調整
だけでは困難となっている。

【０００９】従来、斯かる位相遅れを簡単に解決する手
段として、偏向回路の帰線時間よりもコンバーゼンス回
路の帰線時間を短くする方法が採られている。例えば、
水平偏向回路の帰線時間が１０μｓ（マイクロセカン
ド）であり、コンバーゼンス回路全体の位相遅れ時間が
１μｓであるとすると、コンバーゼンス回路の帰線時間
を９μｓに設定すれば画面の左端のコンバーゼンスを合
わせることができる。

【００１０】また、画面歪補正の面から水平走査とコン
バーゼンス補正のタイミングを一致させようとする場合
には、コンバーゼンス回路の帰線時間を８μｓに設定す
ればよい。

【００１１】但し、コンバーゼンス回路の帰線時間を短
くした場合、電源電圧は、コンバーゼンスコイルのイン
ダクタンスと必要な補正電流及び帰線期間の関係で決ま
り、帰線時間を短くした場合にはその分だけ電源電圧を
高くしなければならない。例えば、コンバーゼンス回路
の帰線時間を0.8 倍にすると電源電圧は1.25倍になり、
その結果コンバーゼンス回路の電力損失も1.25倍とな
る。

【００１２】通常のテレビジョン等の受像機では、水平
偏向周波数が15.75 KHz 、水平偏向回路の帰線時間が10
μｓ程度であり上述したような電力損失の増加で済む。
しかし、最近のコンピュータ用のマルチスキャンタイプ
のモニタ等では偏向周波数が例えば65KHz と高くしかも
帰線時間も2.5 μｓと短いので、コンバーゼンス回路の
位相遅れ時間1 μｓに対処するためには、コンバーゼン
ス回路の帰線時間を0.5 μｓという極端に短い値にする
必要があり、こうすると、電源電圧及び電力損失は５倍
も増加することになり、実際の装置では実現困難であ
る。

【００１３】従って、偏向周波数が高く帰線時間が短い
受像機のコンバーゼンス回路では、位相遅れの要因が無
くても電源電圧の増加を最小限に止めるために、コンバ
ーゼンスコイルのインダクタンスを小さく設定するのが
一般的であるから、位相遅れに対処するために帰線時間
を短くして電源電圧を高くする方法は実用的ではない。

【００１４】従来、この問題に対応するために、水平周
期の信号を作り出すタイミングパルスの位相を偏向回路
の帰線パルスの位相よりも進める手段が採られている。
この一例として、単安定マルチバイブレータを用い、そ
の出力パルス幅を１水平周期より進ませたい時間分だけ
短い値に設定し、偏向回路の帰線パルスより見掛上位相
の進んだタイミングを得るようにしていた。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
コンバーゼンス回路では、コンバーゼンス補正電流の位
相遅れにより画面左端のコンバーゼンスが合わない、或
いは画面歪補正の位置ずれによって最適なコンバーゼン
ス補正が困難である。

【００１６】また、これを解決するためにコンバーゼン
ス回路の帰線パルスの帰線時間を短く設定した場合、電
力損失の大幅な増大を招く結果となって実用的ではな
い。

【００１７】また、偏向周波数が高い受像機等では、コ
ンバーゼンスコイルのインダクタンスを小さくすること
を前提とした場合、コンバーゼンス補正電流の位相遅れ
に対応するために帰線時間を短くして電源電圧を高くす
ることは困難である。

【００１８】更に、単安定マルチバイブレータを用いた
タイミングパルスの位相を進める方法は、調整や温度ド
リフトの補償を行う煩わしさがあり、しかも単一の偏向
周波数にしか対応できないため、汎用性に難点があっ
た。

【００１９】従って、本発明は上記課題に鑑みてなされ
たもので、調整の必要がなく温度補償も容易でしかも電
力損失の増加を伴わないタイミングパルス発生回路を提
供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
タイミングパルス発生回路は、入力されるパルスを平滑
して直流電圧を得る第１の平滑手段と、直流電圧を増幅
して第１の比較電圧を得る増幅手段と、入力パルスの立
ち下がりでトリガされる出力パルスを発生する単安定マ
ルチバイブレータと、出力パルスを平滑して第２の比較
電圧を得る第２の平滑手段と、第１及び第２の比較電圧
を入力して比較する比較手段と、この比較手段の出力信
号の増減に応じて単安定マルチバイブレータの出力パル
ス幅を制御するパルス幅制御手段とを具備し、入力パル
スに対して位相の進んだ出力パルスを取り出すように構
成される。

【００２１】請求項２に係る発明は、請求項１記載のタ
イミングパルス発生回路にいて、増幅手段及び比較手段
を夫々演算増幅器で構成した。

【００２２】請求項３に係る発明は、請求項１又は２記
載のタイミングパルス発生回路において、単安定マルチ
バイブレータと同一の電源で動作し、入力パルスを波形
整形するバッファゲートを有する。

【００２３】請求項４に係る発明は、請求項１〜３いず
れか記載のタイミングパルス発生回路において、増幅手
段の利得を調整する可変手段を設けて構成される。

【００２４】請求項５に係る発明は、請求項１〜４いず
れか記載のタイミングパルス発生回路において、第２の
平滑手段及び比較手段をミラー積分回路で構成した。

【００２５】請求項６に係る発明は、請求項１〜５いず
れか記載のタイミングパルス発生回路において、増幅手
段の入力に直流バイアスを加えるバイアス付加手段を設
けて構成される。

【００２６】請求項１に係る発明では、単安定マルチバ
イブレータにパルスを入力し、このパルスの立ち下がり
で出力パルスを発生させる。また、入力パルスを第１の
平滑手段により直流電圧に変換し、増幅手段に供給して
第１の比較電圧を得、単安定マルチバイブレータの出力
パルスを第２の平滑手段により平滑して第２の比較電圧
を得る。これら第１及び第２の比較電圧を比較手段によ
り比較して出力パルス幅に応じて増減する出力信号を出
力する。パルス幅制御手段は、この出力信号に応じて出
力パルス幅を制御し、入力パルスより位相の進んだ出力
パルスを得る。

【００２７】請求項２に係る発明では、増幅手段と比較
手段に夫々演算増幅器を用いる。

【００２８】請求項３に係る発明では、バッファゲート
を設けて単安定マルチバイブレータと同一の電源で動作
させ、入力パルスの波形を整形する。

【００２９】請求項４に係る発明では、増幅手段に可変
利得手段を設けることにより、利得を調整できる。

【００３０】請求項５に係る発明では、第２の平滑手段
と比較手段をミラー積分回路で構成することができる。

【００３１】請求項６に係る発明では、増幅手段の入力
にバイアス付加手段を設け、直流電圧を付加する。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例について
図１〜図２を参照して説明する。図１は、本発明のタイ
ミングパルス発生回路の構成を示すブロック図、図２
は、図１の実施例によるタイミングパルス波形図を示す
ものである。

【００３３】図１において、Ｇ１はバッファゲートで、
入力端子Ｔ１を介して入力される帰線パルスを所要とす
る矩形波に整形する。バッファゲートＧ１には、後述す
る単安定マルチバイブレータ２と共通の電源電圧Ｖ_DDが
供給されるようになっている。バッファゲートＧ１は、
帰線パルスが安定した矩形波で入力される場合には不要
となる。但し、通常、帰線パルスとしてフライバックト
ランスなどから得られるパルスは、エッジの鈍りや波高
値が不安定な正弦波形状のため波形整形する必要があ
る。このため、受像機の機種により帰線パルスが矩形波
に整形されていない状態で入力されることを考慮して、
バッファゲートＧ１を配置することにより常に安定した
矩形波の帰線パルスが得られる。

【００３４】バッファゲートＧ１の出力端子は、単安定
マルチバイブレータ２のトリガ入力端子（Ａバー）に接
続される共に、抵抗器Ｒ１及びコンデンサＣ１からなる
平滑回路（積分回路）１に接続される。抵抗器Ｒ１の他
端はコンデンサＣ１の一端と後述する演算増幅器Ａ２の
非反転入力端子に接続され、コンデンサＣ２の他端は接
地されている。平滑回路１は、抵抗器Ｒ１とコンデンサ
Ｃ１の接続点が次に説明する演算増幅器Ａ１の非反転入
力端子に接続され、バッファゲートＧ１から出力される
矩形波パルスを平滑して直流電圧に変換して出力する。

【００３５】演算増幅器Ａ１の反転入力端子と接地間に
は抵抗器Ｒ２が接続され、また反転入力端子と出力端子
間に抵抗器Ｒ３が接続されている。この抵抗器Ｒ２及び
抵抗器Ｒ３により演算増幅器Ａ１の利得は、（１＋Ｒ３
／Ｒ２）となることは周知である。演算増幅器Ａ１の出
力（直流電圧Ｖ１）は、演算増幅器Ａ２の非反転入力端
子へ入力される。

【００３６】２は前述した単安定マルチバイブレータ
で、例えばＴＣ７４ＨＣ１２３ＡＰ（東芝製）を使用す
ることができ、一方のトリガ入力端子（Ａバー）にバッ
ファゲートＧ１の出力端子及び抵抗器Ｒ１の一端が接続
されている。反転出力端子（Ｑバー）には、抵抗器Ｒ４
の一端と出力端子Ｔ２が接続され、他方のトリガ入力端
子Ｂ及びクロック端子（ＣＬバー）には電源電圧Ｖ_DD及
びトランジスタＱ１（後述）のベースが続され、外付端
子Ｃ及びＣＲ間にはコンデンサＣ３が接続され、かつ外
付端子ＣＲにはトランジスタＱ１のコレクタが接続され
ている。

【００３７】単安定マルチバイブレータ２は、バッファ
ゲートＧ１から出力される帰線パルスの立ち下がり（後
縁）でトリガされ、反転出力端子（Ｑバー）から出力さ
れるパルス幅が、コンデンサＣ３の静電容量とトランジ
スタＱ１のコレクタ電流に応じて変化するようになって
いる。例えばコンデンサＣ３の静電容量を小さくし、ト
ランジスタＱ１のコレクタ電流が多くなると反転出力端
子（Ｑバー）から出力されるパルス幅は狭くなり、逆に
すると出力パルス幅は広くなる。即ち、トランジスタＱ
１及びコンデンサＣ３は、単安定マルチバイブレータ２
の反転出力端子（Ｑバー）から出力される出力パルスの
パルス幅制御回路４を構成する。

【００３８】単安定マルチバイブレータ２の反転出力端
子（Ｑバー）の出力パルスは、トリガ入力端子（Ａバ
ー）に入力される帰線パルスの立ち下がりでＬ（ロー）
レベルになり、このＬレベルをコンデンサＣ３の静電容
量とトランジスタＱ１のコレクタ電流によって決まる時
間維持し、その後Ｈ（ハイ）レベルになる。

【００３９】一端が単安定マルチバイブレータ２の反転
出力端子（Ｑバー）に接続された抵抗器Ｒ４とこの抵抗
器Ｒ４の他端に接続されたコンデンサＣ２は平滑回路３
を形成し、単安定マルチバイブレータ２の反転出力端子
（Ｑバー）の出力を平滑して、直流電圧Ｖ２として出力
する。平滑回路３の出力端子（抵抗器Ｒ４とコンデンサ
Ｃ２の接続点）は、演算増幅部Ａ２の反転入力端子に接
続されている。

【００４０】演算増幅器Ａ２の出力端子は、フィードバ
ック用抵抗器Ｒ５を介してトランジスタＱ１のエミッタ
に接続されている。従って、単安定マルチバイブレータ
２の反転出力端子（Ｑバー）から出力される出力パルス
は、平滑回路３→演算増幅器Ａ２→抵抗器Ｒ５→パルス
幅制御回路４による閉ループ（フィードバックループ）
により制御される。これにより、トランジスタＱ１のベ
ースは電源電圧Ｖ_DDに接続されて一定であるから、トラ
ンジスタＱ１のコレクタ電流は演算増幅器Ａ２の出力電
圧の上昇に伴って増加する。

【００４１】次に、図２のタイミングパルス波形図を参
照しながら、上述した実施例の動作を説明する。入力端
子Ｔ１を介して、例えば水平偏向回路（図示せず）から
周期Ｔの帰線パルスが入力され、バッファゲートＧ１に
より波形整形されて、単安定マルチバイブレータ１のト
リガ入力端子（Ａバー）及び平滑回路１に出力される。
この帰線パルスは、パルス幅ｔｒで、負荷インピーダン
ス（バッファゲートＧ１カインピーダンス）が比較的高
いので、波高値は電源電圧Ｖ_DDにほぼ等しくなる（図２
Ａ）。

【００４２】単安定マルチバイブレータの反転出力端子
（Ｑバー）は、トリガ入力端子（Ａバー）に入力される
帰線パルスの立ち下がりによりＬレベルとなり、図２Ｂ
に示す出力パルスが得られる。出力パルスは、図２Ｂか
ら明らかなように、Ｌレベルになった後、コンデンサＣ
３の静電容量とトランジスタＱ１のコレクタ電流によっ
て決まる時間、即ち出力パルス間隔ｔｗ経過後Ｈレベル
になる。この出力パルスのパルス幅をｔｍとする。ま
た、この出力パルスの波高値も電源電圧Ｖ_DDにほぼ等し
くなる。

【００４３】また、バッファゲートＧ１から出力された
帰線パルスは、平滑回路１により平滑されて直流電圧と
して演算増幅器Ａ１の非反転入力端子に入力される。こ
の直流電圧は、第２図Ｂの出力パルスからＶ_DD・ｔｒ／
Ｔで求めることができる。

【００４４】従って、演算増幅器Ａ１の出力端子に得ら
れる直流電圧Ｖ１は、演算増幅器Ａ１の利得が（１＋Ｒ
３／Ｒ２）であるから、Ｖ１＝Ｖ_DD・ｔｒ・（１＋Ｒ３／Ｒ２）／Ｔ・・・（１）となる。

【００４５】一方、単安定マルチバイブレータ２の反転
出力端子（Ｑバー）から出力されるパルスは、平滑回路
３により平滑され、直流電圧Ｖ２として演算増幅器Ａ２
の反転入力端子に出力される。この直流電圧Ｖ２は、図
２Ｂの出力パルスに基づいて、Ｖ２＝Ｖ_DD・ｔｍ／Ｔ・・・（２）で求めることができる。

【００４６】ここで、帰線パルス幅ｔｒ（図２Ａ）は、
水平偏向回路の動作或いは設計条件で決まる一定値であ
り、出力パルス幅ｔｍ（図２Ｂ）は、主にトランジスタ
Ｑ１のコレクタ電流に応じて変化する。例えば、出力パ
ルス幅ｔｍが広がったとすれば、平滑回路３から出力さ
れる直流電圧Ｖ２が上昇し、演算増幅器Ａ２の出力電圧
が低下して、これがフィードバック用抵抗器Ｒ５を介し
てトランジスタＱ１のエミッタに出力されてコレクタ電
流が減少するから、出力パルス間隔ｔｗを広げて出力パ
ルス幅ｔｍの広がりを戻す方向に作用する。

【００４７】また、出力パルス幅ｔｍが狭くなると、上
記とは逆の動作で出力パルス間隔ｔｗが狭くなり、出力
パルス幅ｔｍを広げる方向に作用する。

【００４８】即ち、単安定マルチバイブレータ２の反転
出力端子（Ｑバー）→平滑回路３→第２の演算増幅器Ａ
２→抵抗器Ｒ５→パルス幅制御回路４による閉ループ
は、演算増幅器Ａ１の出力である直流電圧Ｖ１と平滑回
路３による直流電圧Ｖ２とが等しくなるように動作す
る。

【００４９】上記作用により、上記（１）及び（２）式
から、ｔｒ・（１＋Ｒ３／Ｒ２）＝ｔｍ・・・（３）が得られる。従って、出力パルス幅ｔｍは帰線パルス幅
ｔｒの（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍、即ち第１の演算増幅器Ａ
２の利得倍となることがわかる。

【００５０】この結果、図２に示すように、出力パルス
幅ｔｍと帰線パルス幅ｔｒとの差を位相補正量△ｔとす
れば、 △ｔ＝ｔｍ−ｔｒ＝ｔｒ・Ｒ３／Ｒ２・・・（４）となる。つまり、入力帰線パルスより出力パルスが、△
ｔ時間だけ位相が進んだタイミングで発生することにな
る。

【００５１】以上の説明から明らかなように、出力パル
スの位相補正量は、演算増幅器Ａ１の利得で決めること
ができる。演算増幅器Ａ１の利得は抵抗器Ｒ２とＲ３の
抵抗値の比で決まる定数であるから、たとえ水平偏向回
路の水平偏向周波数が変化した場合にも、帰線パルス幅
ｔｒが一定ならば常に一定の利得が得られる。

【００５２】また、誤差要因も抵抗器Ｒ２とＲ３のみに
なり、従来考慮する必要のあった単安定マルチバイブレ
ータや時定数構成部品の誤差が排除できる。例えば、帰
線パルス幅ｔｒが１０μｓで位相補正量△ｔを１μｓと
し、抵抗器Ｒ２とＲ３の比（Ｒ３／Ｒ２）の誤差が±１
０％あったとしても、位相補正量△ｔの誤差は０．１μ
ｓに収めることができる。

【００５３】これに対して、従来では、帰線パルスの周
期ＴをＴ＝６３．５μｓとすれば、単安定マルチバイブ
レータの遅延時間を６２．５μｓとする必要が生じ、単
安定マルチバイブレータを含む時定数構成部品の全ての
誤差要因を考慮しなければならない。例えば誤差が１０
％の場合には、位相補正量は６．２５μｓと非常に大き
くなり、調整作業が必須となる。

【００５４】また、従来技術では、温度特性の面におい
ても、構成部品の全ての温度係数を考慮する必要があっ
たが、本例では、抵抗器Ｒ２及びＲ３の温度係数が一致
していればよく、調整は不要となる。例えば、抵抗器Ｒ
２及びＲ３として金属酸化被膜抵抗器を用いることによ
り、誤差を±１％とし、温度係数を±５０ｐｐｍ／℃と
小さくすることは極めて容易である。

【００５５】更に、本例においては、バッファゲートＧ
１を配置して単安定マルチバイブレータ２の電源電圧Ｖ
_DDと共用することにより、帰線パルスとして安定した一
定形状の矩形波を入力することができ、電源電圧がドリ
フトしてもその影響を排除できる。

【００５６】また、本例による位相補正量は、水平偏向
回路の帰線パルス幅が一定である限り一定量になる。例
えば、帰線パルス幅は偏向コイルのインダクタンス、共
振コンデンサの静電容量で決まるため、誤差は大きな値
になることは少ないが、問題となる場合には、抵抗器Ｒ
２又はＲ３のいずれかを可変抵抗器（破線）で構成し、
位相補正量を調整するようにしてもよい。

【００５７】図３は上記実施例の第２の実施例を示すブ
ロック図である。本例は、上記実施例のコンデンサＣ２
を演算増幅器Ａ２の反転入力端子と出力端子間に接続し
た点が異なる。即ち、抵抗器Ｒ４、コンデンサＣ２及び
演算増幅器Ａ２によりミラー積分回路３ａによるアクテ
ィブフィルタを構成したものである。演算増幅器Ａ２
は、反転入力端子に加わる直流電圧Ｖ２と、漸増増幅器
Ａ１から出力される直流電圧Ｖ１との比較も行う。その
他の構成及び作用は、図１の実施例と同様である。この
ように構成することにより、単安定マルチバイブレータ
２の反転出力端子（Ｑバー）から出力される出力パルス
は、アクティブフィルタで平滑されることになり、平滑
作用が図１の実施例に比較して大きいのでコンデンサＣ
２の静電容量を小さくすることができる。

【００５８】図４は第３の実施例を示すブロック図であ
る。本例は、図３の第２の実施例において、演算増幅部
Ａ１の反転入力端子に抵抗器Ｒ６を接続し、抵抗器Ｒ６
の一端を直流電源Ｖに接続したものである。その他の構
成及び作用は図３の実施例と同様である。本例では、抵
抗器Ｒ６に例えば負極性の直流電圧を加えることによ
り、演算増幅器Ａ１の出力端子に正極性の直流電圧（＝
Ｖ・Ｒ３／Ｒ６）が加算される。図１及び図３の実施例
では演算増幅器Ａ１から出力される直流電圧Ｖ１は水平
偏向周波数に比例した電圧となるが、本例においては、
この直流電圧Ｖ１に直流電圧Ｖ・Ｒ３／Ｒ６が加算され
る。

【００５９】これにより、水平偏向周波数が低い領域で
は演算増幅器Ａ１から出力される直流電圧Ｖ１が相対的
に高くなり、水平偏向周波数が高い領域では直流電圧Ｖ
１が相対的に低くなる。即ち、水平偏向周波数が低くな
るに連れて位相補正量（△ｔ）が大きくなる。本例は、
例えば水平偏向周波数に応じて位相補正量を変更したい
場合に有利となる。この場合、位相補正量は、抵抗器Ｒ
６の抵抗値で決めることができるが、抵抗器Ｒ３及びＲ
２の比も同時に変更すればよい。

【００６０】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の本
発明のタイミングパルス発生回路によれば、帰線パルス
の位相補正量を２つの抵抗器のみで決めることができる
ので、偏向周波数が変わっても一定の安定した位相補正
量を得ることができると共に、電力損失の増大を伴わな
いので電源のコンパクト化及びコスト増を防止できる利
点がある。また、予め誤差及び温度特性の揃った部品を
選択して使用できるので、調整作業が不要となる利点を
有する。

【００６１】請求項２記載の本発明によれば、増幅手段
及び比較手段として夫々演算増幅器を用いることによ
り、構成が容易となる利点を有する。

【００６２】請求項３記載の本発明によれば、入力パル
スの波形整形手段としてバッファゲートを付加し、出力
パルスを発生する単安定マルチバイブレータと同一の電
源で動作させることにより、常に安定した一定形状の矩
形波パルスを入力することができる。

【００６３】請求項４記載の本発明によれば、増幅手段
の利得を変更できるようにしたので位相補正量に誤差が
ある場合に、補正量を簡単に調整することができる。

【００６４】請求項５記載の本発明によれば、第２の平
滑手段と比較手段をミラー積分回路で構成することによ
り出力パルスの平滑作用を高めることができると共に、
コンデンサの容量を小さくできる。

【００６５】請求項６記載の本発明によれば、増幅手段
に直流バイアスを付加して水平偏向周波数に応じて位相
補正量を容易に変更できるので、水平偏向周波数に応じ
て位相補正量を変更したい受像機等にも使用できる利点
を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
である。

【図２】図１の入出力パルスの関係を示す波形図であ
る。

【図３】本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図
である。

【図４】本発明の第３の実施例の構成を示すブロック図
である。

【符号の説明】

１、３平滑回路（第１、第２の平滑手段）２単安定マルチバイブレータ３ａミラー積分回路４パルス幅制御回路（パルス幅制御手段）Ａ１、Ａ２演算増幅器（増幅手段及び比較手段）Ｇ１バッファゲートＲ６抵抗器（バイアス付加手段）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力されるパルスを平滑して直流電圧を
得る第１の平滑手段と、上記直流電圧を増幅して第１の比較電圧を得る増幅手段
と、上記入力パルスの立ち下がりでトリガされる出力パルス
を発生する単安定マルチバイブレータと、上記出力パルスを平滑して第２の比較電圧を得る第２の
平滑手段と、上記第１及び第２の比較電圧を入力して比較する比較手
段と、この比較手段の出力信号の増減に応じて上記単安定マル
チバイブレータの上記出力パルス幅を制御するパルス幅
制御手段とを具備し、上記入力パルスに対して位相の進んだ出力パルスを取り
出すようにしたことを特徴とするタイミングパルス発生
回路。
【請求項２】増幅手段及び比較手段を夫々演算増幅器
で構成した請求項１記載のタイミングパルス発生回路。
【請求項３】単安定マルチバイブレータと同一の電源
で動作し、入力パルスを波形整形するバッファゲートを
有する請求項１又は２記載のタイミングパルス発生回
路。
【請求項４】増幅手段の利得を調整する可変手段を設
けた請求項１〜３いずれか記載のタイミングパルス発生
回路。
【請求項５】第２の平滑手段及び比較手段をミラー積
分回路で構成した請求項１〜４いずれか記載のタイミン
グパルス発生回路。
【請求項６】増幅手段の入力に直流バイアスを加える
バイアス付加手段を設けた請求項１〜５いずれか記載の
タイミングパルス発生回路。