JPH0984339A

JPH0984339A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH0984339A
Application number: JP23296595A
Authority: JP
Inventors: Shoichi Nakamura; 正一中村; Satoshi Kobayashi; 諭小林
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-09-11
Filing date: 1995-09-11
Publication date: 1997-03-28

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置において、簡単な構成
の回路で、入力電圧の変化に対応した適切な出力特性が
設定できるようにする。【解決手段】スイッチング電源を構成するスイッチン
グ手段Ｑ１を流れる電流を制限する第１，第２の制御ト
ランジスタＱ２，Ｑ４と、第２の制御トランジスタＱ４
に加わる電圧を補正する分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３とを設
け、入力電圧に応じて第１又は第２の制御トランジスタ
Ｑ２又はＱ４の導通を制御するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は、交流電源を直流低
圧電源に変換するスイッチング電源装置に関し、特に複
数種類の電圧の交流電源を変換できるスイッチング電源
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、図５に示す構成のスイッチング電
源装置が開発されている。この電源装置は、１００Ｖと
２４０Ｖとの２種類の電圧の交流電源に対応した装置で
ある。その回路構成について説明すると、商用交流電源
１からの交流１００Ｖ又は２４０Ｖの電源を、ダイオー
ドブリッジ２に供給し、このダイオードブリッジ２の出
力側に整流された直流信号を得る。この場合、交流電源
１とダイオードブリッジ２との間には、ヒューズ３を接
続する。そして、ダイオードブリッジ３の直流出力部の
＋側と−側との間に、平滑用のコンデンサＣ１を接続す
る。

【０００３】そして、ダイオードブリッジ３の＋側の直
流出力部を、スイッチング用トランス４の一次側巻線４
ａの一端に接続し、このトランス４の一次側巻線４ａの
他端を、スイッチング用トランジスタである電界効果ト
ランジスタＱ１のドレインに接続する。そして、このト
ランジスタＱ１のドレインを、ダイオードＤ１のアノー
ドに接続し、このダイオードＤ１のカソードを、コンデ
ンサＣ２及び抵抗器Ｒ１の一端に接続し、このコンデン
サＣ２及び抵抗器Ｒ１の他端を、トランス４の一次側巻
線４ａの一端に接続する。このダイオードＤ１，コンデ
ンサＣ２，抵抗器Ｒ１は、スナバ回路を構成する素子で
ある。

【０００４】そして、トランジスタＱ１のソースを、抵
抗器Ｒ２を介してダイオードブリッジ３の−側の直流出
力部に接続する。この抵抗器Ｒ２は、トランジスタＱ１
のドレイン電流検出用の抵抗である。また、ダイオード
ブリッジ３の−側の直流出力部を、スイッチング用トラ
ンス４の帰還巻線４ｃの一端に接続し、この帰還巻線４
ｃの他端をコンデンサＣ３と抵抗器Ｒ５を介してトラン
ジスタＱ１のゲートに接続する。この場合、コンデンサ
Ｃ３は直流分をカットするフィルタとして機能し、抵抗
器Ｒ５は減衰用の抵抗である。

【０００５】そして、トランス４の一次側巻線４ａの一
端と、トランジスタＱ１のゲートとの間を、抵抗器Ｒ３
及びＲ４の直列回路を介して接続し、ダイオードブリッ
ジ３の−側と、抵抗器Ｒ３，Ｒ４の接続との間を、過電
圧保護用のツェナーダイオードＤ２により接続する。こ
の場合、抵抗器Ｒ３は起動電圧供給用抵抗で、抵抗器Ｒ
４はバイアス抵抗である。

【０００６】そして、トランス４の帰還巻線４ｃの他端
側（トランジスタＱ１のゲート側に接続された側）を、
ダイオードＤ３と抵抗器Ｒ６とコンデンサＣ４との直列
回路を介して、帰還巻線４ｃの一端側に接続する。この
場合、ダイオードＤ３は整流用の素子で、抵抗器Ｒ６は
ラッシュ電流制限用の抵抗で、コンデンサＣ４は平滑用
の素子である。

【０００７】そして、スイッチング用トランジスタＱ１
のソースを、ドレイン電流制限用のＮＰＮ型のトランジ
スタＱ２のベースに接続し、このトランジスタＱ２のコ
レクタをトランジスタＱ１のゲートに接続する。そし
て、このトランジスタＱ２のエミッタを、ＮＰＮ型のト
ランジスタＱ３のコレクタに接続する。そして、トラン
ジスタＱ２のエミッタとトランジスタＱ３のコレクタと
を、ドレイン電流制限用のＮＰＮ型のトランジスタＱ４
のベースに接続し、トランジスタＱ２及びＱ４のコレク
タを、トランジスタＱ１のゲートに接続する。また、ト
ランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のエミッ
タとを、ダイオードブリッジ３の−側の直流出力部に接
続する。そして、トランジスタＱ３のベースを、ツェナ
ーダイオードＤ４と抵抗器Ｒ７を介して、コンデンサＣ
４と抵抗器Ｒ６との接続点に接続する。さらに、トラン
ジスタＱ３のベースとエミッタとの間を、抵抗器Ｒ８で
接続する。

【０００８】そして、コンデンサＣ４と抵抗器Ｒ６との
接続点を、フォトカプラ５の受光側５ｂの一端に接続
し、この受光側５ｂの他端を抵抗器Ｒ５，Ｒ６の直列回
路を介して、ダイオードブリッジ３の−側の直流出力部
に接続する。そして、抵抗器Ｒ５と抵抗器Ｒ６との接続
点を、ＮＰＮ型のトランジスタＱ５のベースに接続し、
このトランジスタＱ５のコレクタをトランジスタＱ１の
ゲートに接続し、トランジスタＱ５のエミッタをダイオ
ードブリッジ３の−側の直流出力部に接続する。このフ
ォトカプラ５とトランジスタＱ５とで構成された回路
は、出力電圧を制御するための回路で、フォトカプラ５
の発光側５ａが、スイッチング用トランス４の二次巻線
４ｂ側と接続してある。

【０００９】次に、このスイッチング用トランス４の二
次巻線４ｂ側の構成について説明すると、二次巻線４ｂ
の一端を、出力用の整流器であるダイオードＤ１１と、
コイルＬ１１を介して＋側出力端子６に接続する。そし
て、二次巻線４ｂの他端を−側出力端子７に接続し、ダ
イオードＤ１１とコイルＬ１１との接続点と、二次巻線
４ｂの他端との間に、コンデンサＣ１１を接続し、コイ
ルＬ１１と出力端子６との間と、二次巻線４ｂの他端と
の間に、コンデンサＣ１２を接続し、コンデンサＣ１
１，Ｃ１２とコイルＬ１１で平滑回路として機能するπ
型フィルタを構成させる。

【００１０】そして、ダイオードＤ１１とコイルＬ１１
との接続点を、過電圧保護用の抵抗器Ｒ１１を介して、
フォトカプラ５の発光側５ａの一端に接続し、このフォ
トカプラ５の発光側５ａの他端を、出力電圧決定用のツ
ェナーダイオードＤ１２を介して二次巻線４ｂの他端側
に接続する。

【００１１】次に、この従来の電源装置の動作について
説明すると、交流電源１からの交流電源（１００Ｖ又は
２４０Ｖ）が、ダイオードブリッジ２で整流され、この
整流信号がスイッチング用トランス４の一次側巻線４ａ
に供給される。ここで、このトランス４の帰還巻線４ｃ
に得られる帰還信号により、スイッチング用トランジス
タＱ１が制御され、トランス４の二次側巻線４ｂに得ら
れた周期的な波形が、コンデンサＣ１１，Ｃ１２とコイ
ルＬ１１で構成されるフィルタで平滑化されて、出力端
子６，７に所定の電圧の直流低圧電源が得られる。

【００１２】そして、スイッチング用トランジスタＱ１
をオンさせるときのドレイン電流は、トランジスタＱ２
及びＱ４により制限されるが、このドレイン電流の制限
状態は、入力交流電源の電圧により変化する。即ち、交
流電源１として１００Ｖが得られる場合には、帰還巻線
４ｃに接続されたコンデンサＣ４の両端電圧が所定レベ
ル以下（例えば１５Ｖ以下）になる。ツェナーダイオー
ドＤ４によりこの所定レベル以下の電圧が検出される
と、トランジスタＱ３はオフ状態となる。

【００１３】このトランジスタＱ３がオフ状態のときに
は、ドレイン電流制限用のトランジスタＱ２，Ｑ４はい
ずれもオン状態となって、ドレイン電流制限素子として
機能する。従って、トランジスタＱ１に接続された抵抗
器Ｒ２の両端電圧の波形として、図６のＡに示すような
周期的な波形が得られる。この波形のピークレベルは、
２個のトランジスタＱ２，Ｑ４のベース・エミッタ間電
圧を加算した電圧２Ｖ _BEとなっている。この電圧２Ｖ_BE
としては、例えばトランジスタ１個のベース・エミッタ
間電圧が０．７Ｖであるとすると、１．４Ｖとなる。

【００１４】また、交流電源１として２４０Ｖが得られ
る場合には、帰還巻線４ｃに接続されたコンデンサＣ４
の両端電圧が所定レベル以上（例えば１６Ｖ以上）にな
る。ツェナーダイオードＤ４によりこの所定レベル以上
の電圧が検出されると、トランジスタＱ３がオン状態と
なる。

【００１５】このトランジスタＱ３がオン状態となるこ
とで、ドレイン電流制限用のトランジスタＱ４がオフ状
態となり、２個のドレイン電流制限用のトランジスタＱ
２，Ｑ４の内のトランジスタＱ２だけがドレイン電流制
限素子として機能する。従って、トランジスタＱ１に接
続された抵抗器Ｒ２の両端電圧の波形として、図６のＢ
に示すような周期的な波形が得られる。この波形のピー
クレベルは、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電
圧Ｖ_BEとなっている。このベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE
は、例えば０．７Ｖとなる。

【００１６】このようにして、入力電圧の変化に応じ
て、スイッチング用トランジスタを流れる電流の制限状
態を切換えることで、１００Ｖ，２４０Ｖのいずれの入
力電圧であっても、出力端子６，７に得られる直流低圧
電源の電圧値を、ほぼ一定の範囲（例えば９Ｖ前後の
値）にすることができる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】ところが、このように
入力電圧の変化に対応して、ドレイン電流制限用のトラ
ンジスタを切換えるだけでは、負荷電流による出力電圧
の変動が大きい不都合があった。例えば、図５の構成の
回路の場合、出力直流電源の基準電圧を９Ｖとし、この
９Ｖから±１５％までの変動を許容する場合には、入力
電圧２４０Ｖのとき、約１．５Ａの負荷電流まで出力電
圧が許容範囲にあるのに対し、入力電圧１００Ｖのとき
には、約０．９Ａ以上の負荷電流で出力電圧が許容範囲
以下のレベルに低下してしまう。このような入力電圧に
よる出力特性の変化は好ましくない。

【００１８】また、ここでは１００Ｖと２４０Ｖとの２
種類の電圧に対応させる電源回路としたが、商用交流電
源には１００Ｖ，１１０Ｖ，２２０Ｖ，２３０Ｖ，２４
０Ｖなどの種類があり、使用可能な２種類の電圧の比
は、装置が使用される電圧の組み合わせにより変化す
る。従って、上述したような２個のドレイン電流制限用
のトランジスタの切換えだけでは、常時適切な特性を設
定するのは困難であった。

【００１９】本発明はかかる点に鑑み、この種のスイッ
チング電源回路において、簡単な構成の回路で、入力電
圧の変化に対応した適切な出力特性が設定できるように
することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング
電源を構成するスイッチング手段を流れる電流を制限す
る第１，第２の制御トランジスタと、第２の制御トラン
ジスタに加わる電圧を補正する分圧抵抗とを設け、入力
電圧に応じて第２の制御トランジスタの導通を制御する
ようにしたものである。

【００２１】かかる構成によると、例えば第１の電圧の
交流電源が供給された場合には、第１，第２の制御トラ
ンジスタを導通させ、この第１の電圧よりも高い第２の
電圧の交流電源が供給された場合には、第１の制御トラ
ンジスタだけを導通させるとすると、第１の電圧の交流
電源が供給されたときには、第１の制御トランジスタに
印加される電圧と、第２の制御トランジスタに印加され
る電圧を分圧抵抗で補正した電圧とを加算した電圧に比
例した電流に、スイッチング手段を流れる電流が制限さ
れ、第２の電圧の交流電源が供給されたときには、第１
の制御トランジスタに印加される電圧に比例した電流
に、スイッチング手段を流れる電流が制限される。従っ
て、分圧抵抗による補正で、第１の電圧の交流電源が供
給されるときの出力状態を補正することができ、供給さ
れる交流電源の電圧の違いによる出力状態の違いを補正
することができる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施例を図
１〜図３を参照して説明する。この図１〜図３におい
て、従来例で説明した図５に対応する部分には同一符号
を付し、その詳細説明は省略する。

【００２３】本例のスイッチング電源装置は、１００Ｖ
と２４０Ｖとの２種類の電圧の交流電源に対応した装置
であり、図１に示すように構成する。本例においては、
ＮＰＮ型のトランジスタＱ２のエミッタと、ＮＰＮ型の
トランジスタＱ３のコレクタとを、抵抗器Ｒ１２を介し
てＮＰＮ型のトランジスタＱ４のベースに接続する。そ
して、トランジスタＱ４のベースに、抵抗器Ｒ１３の一
端を接続する。そして、この抵抗器Ｒ１３の他端を、ダ
イオードブリッジ３の−側の直流出力部に接続する。

【００２４】ここで、抵抗器Ｒ１２と抵抗器Ｒ１３は、
トランジスタＱ４に加わる電圧を分圧するための分圧抵
抗として機能する抵抗器である。両抵抗器Ｒ１２，Ｒ１
３の抵抗値の一例を示すと、抵抗器Ｒ１２は３９Ω、抵
抗器Ｒ１３は２２０Ωとする。

【００２５】その他の部分は、従来例として図５に示し
た回路と同様に構成する。

【００２６】次に、本例の回路の動作を説明すると、ス
イッチング電源装置としての基本的な動作については従
来と同じである。即ち、交流電源１からの交流電源（１
００Ｖ又は２４０Ｖ）が、ダイオードブリッジ２で整流
され、この整流信号がスイッチング用トランス４の一次
側巻線４ａに供給される。ここで、このトランス４の帰
還巻線４ｃに得られる帰還信号により、スイッチング用
トランジスタＱ１が制御され、トランス４の二次側巻線
４ｂに得られた周期的な波形が、コンデンサＣ１１，Ｃ
１２とコイルＬ１１で構成されるフィルタで平滑化され
て、出力端子６，７に所定の電圧の直流低圧電源が得ら
れる。

【００２７】そして、入力交流電源が１００Ｖの場合と
２４０Ｖの場合の制御状態の違いについて説明すると、
まず交流電源１として１００Ｖの交流電源が得られると
きには、帰還巻線４ｃに接続されたコンデンサＣ４の両
端電圧が所定レベル以下（例えば１５Ｖ以下）になる。
ツェナーダイオードＤ４によりこの所定レベル以下の電
圧が検出されると、トランジスタＱ３はオフ状態とな
る。

【００２８】このトランジスタＱ３がオフ状態のときに
は、ドレイン電流制限用のトランジスタＱ２，Ｑ４はい
ずれもオン状態となって、ドレイン電流制限素子として
機能する。ここで本例においては、トランジスタＱ４の
ベースに分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を接続したことで、ト
ランジスタＱ４のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BEが、この
分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３により補正される。即ち、以下
の式に基づいて補正される。なお、ここでは抵抗器Ｒ１
２の抵抗値をｒ１２、抵抗器Ｒ１３の抵抗値をｒ１３と
する。

【００２９】

【数１】〔（ｒ１２＋ｒ１３）／ｒ１３〕×Ｖ_BE

【００３０】ここで、トランジスタＱ４の本来のベース
・エミッタ間電圧Ｖ_BEを０．７Ｖとし、抵抗器Ｒ１２の
抵抗値を３９Ω，抵抗器Ｒ１３の抵抗値を２２０Ωとし
て、〔数１〕式を算出すると、〔（３９＋２２０）／２
２０〕×０．７≒０．８２４１となり、ベース・エミッ
タ間電圧Ｖ_BEが、約０．８２４１Ｖに補正されたことに
なる。なお、以下の説明ではトランジスタＱ２のベース
・エミッタ間電圧についても、０．７Ｖとする。

【００３１】従って、交流１００Ｖが入力した際には、
トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧０．７Ｖ
と、上述した分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３により〔数１〕式
に基づいて補正されたトランジスタＱ４のベース・エミ
ッタ間電圧０．８２４１Ｖとを加算したした電圧値１．
５２４１Ｖが、スイッチング用トランジスタＱ１のドレ
イン電流制限用電圧となる。このドレイン電流制限用電
圧は、トランジスタＱ１のソースに接続された抵抗器Ｒ
２の両端電圧と等しい。

【００３２】そして、交流電源１として２４０Ｖが得ら
れる場合には、帰還巻線４ｃに接続されたコンデンサＣ
４の両端電圧が所定レベル以上（例えば１６Ｖ以上）に
なり、ツェナーダイオードＤ４によりこの所定レベル以
上の電圧が検出されて、トランジスタＱ３がオン状態と
なる。

【００３３】このトランジスタＱ３がオン状態となるこ
とで、ドレイン電流制限用のトランジスタＱ４がオフ状
態となり、２個のドレイン電流制限用のトランジスタＱ
２，Ｑ４の内のトランジスタＱ２だけがドレイン電流制
限素子として機能する。従って、１個のトランジスタＱ
２のベース・エミッタ間電圧である０．７Ｖが、スイッ
チング用トランジスタＱ１のドレイン電流制限用電圧と
なる。この交流２４０Ｖが入力したときの動作は、従来
例として図５に示した回路と同じである。

【００３４】ここで、本例の回路においてトランジスタ
Ｑ３がオン状態となる電圧とオフ状態となる電圧の切換
点を、図２の特性図を参照して説明する。図２は、入力
交流電源１の電圧変化と、帰還巻線４ｃに接続された平
滑用コンデンサＣ４の両端電圧の変化との関係を示す。
ここでは、コンデンサＣ４の両端電圧が１５Ｖ以下のと
き、トランジスタＱ３がオン状態となる低電圧入力モー
ドとなり、コンデンサＣ４の両端電圧が１６Ｖ以上のと
き、トランジスタＱ３がオフ状態となる高電圧入力モー
ドとなる。実測した値では、入力交流電源が１２６Ｖ以
下の場合には、コンデンサＣ４の両端電圧が１５Ｖ以下
となり、トランジスタＱ３がオン状態となり、低電圧入
力モードとして動作する。また、入力交流電源が１８７
Ｖ以上の場合には、コンデンサＣ４の両端電圧が１６Ｖ
以上となり、トランジスタＱ３がオフ状態となり、高電
圧入力モードとして動作する。

【００３５】このようして、入力交流電圧が１００Ｖの
場合と２４０Ｖの場合とで、ドレイン電流制限電圧（即
ち抵抗器Ｒ２の両端電圧）が、１．５２４１Ｖと０．７
Ｖとに変化することで、両入力電圧の場合の出力特性を
ほぼ等しくすることができる。図３は、本例の回路を作
動させた場合の出力特性を示す図で、特性曲線ａは本例
の回路に交流２４０Ｖを入力させたときの負荷電流と出
力電圧の変化を示し、特性曲線ｂは本例の回路に交流１
００Ｖを入力させたときの負荷電流と出力電圧の変化を
示す。また、特性曲線ｃは図５に示す従来の回路に交流
１００Ｖを入力させたときの負荷電流と出力電圧の変化
を参考に示す。

【００３６】この図３に示す特性ａ，ｂを比較すると判
るように、本例の回路では１００Ｖ，２４０Ｖいずれの
交流電源が入力しても、負荷電流によって出力電圧の変
化が殆どなく、いずれの入力電圧の場合でも、負荷電流
が約１．４Ａまで、基準電圧である９Ｖを維持できる。
これに対し、従来の回路で入力電圧が１００Ｖの特性ｃ
の場合には、特性ｂと比較すれば判るように、負荷電流
が約０．８Ａで基準電圧である９Ｖを維持できなくなっ
いて、本例の回路に比べ特性が劣ることが判る。

【００３７】このように本例の回路によると、高電圧入
力時の出力特性と、低電圧入力時の出力特性とをほぼ等
しくすることができ、いずれの電圧が入力しても均一な
出力特性が得られる。この場合、従来の回路に比べて分
圧抵抗である２個の抵抗器Ｒ１２，１３を付加するだけ
で良く、簡単な回路構成で良好な特性が得られる。

【００３８】次に、本発明の第２の実施例を、図４を参
照して説明する。この図４において、上述した第１の実
施例で説明した図１及び従来例で説明した図５に対応す
る部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。

【００３９】本例のスイッチング電源装置は、従来例及
び第１の実施例と同様に、１００Ｖと２４０Ｖとの２種
類の電圧の交流電源に対応した装置であり、図４に示す
ように構成する。本例においては、ＮＰＮ型のトランジ
スタＱ２のエミッタと、ＮＰＮ型のトランジスタＱ３の
コレクタとを、抵抗器Ｒ１２を介してＮＰＮ型のトラン
ジスタＱ４のベースに接続する。そして、トランジスタ
Ｑ４のベースに、抵抗器Ｒ１３の一端を接続する。この
抵抗器Ｒ１２，Ｒ１３は、分圧抵抗として機能する抵抗
器である。そして、この抵抗器Ｒ１３の他端を、ダイオ
ードブリッジ３の−側の直流出力部に接続する。

【００４０】そして、出力電圧制御用のフォトカプラ５
の受光側５ｂの他端側（コンデンサＣ４と接続されてな
い側）を、抵抗器Ｒ９を介してトランジスタＱ４のベー
スに接続する。ここで、抵抗器Ｒ９は、フォトカプラ５
の受光側５ｂからトランジスタＱ４のベースに流れる電
流を決定する抵抗であり、分圧抵抗としての機能を備え
る抵抗器Ｒ１３はベース終端抵抗としても機能する。

【００４１】ここで、本例での抵抗器Ｒ９，Ｒ１２，Ｒ
１３の抵抗値の一例を示すと、抵抗器Ｒ９は３．３ｋ
Ω、抵抗器Ｒ１２は３９０Ω、抵抗器Ｒ１３は２．２ｋ
Ωとする。

【００４２】その他の部分は、従来例として図５に示し
た回路及び第１の実施例として図１に示した回路と同様
に構成する（本例の場合には図１，図５に示すトランジ
スタＱ５及び抵抗器Ｒ１０は設けない）。

【００４３】次に、本例の回路の動作を説明すると、入
力交流電源の電圧が１００Ｖの場合と２４０Ｖとの場合
での、動作の切換が切換られる構成は、上述した第１の
実施例の場合と同じである。即ち、入力電圧が１００Ｖ
か２４０Ｖかによって、コンデンサＣ４に印加される電
圧が変化して、トランジスタＱ３がオフ状態とオン状態
との間で変化する。従って、入力電圧が１００Ｖのと
き、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧と、分
圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３により〔数１〕式に基づいて補正
されたトランジスタＱ４のベース・エミッタ間電圧とを
加算したした電圧値が、スイッチング用トランジスタＱ
１のドレイン電流制限用電圧となる。また、入力電圧が
２４０Ｖのとき、トランジスタＱ２のベース・エミッタ
間電圧が、スイッチング用トランジスタＱ１のドレイン
電流制限用電圧となる。

【００４４】そして本例の回路の場合には、トランジス
タＱ４のベースに、抵抗器Ｒ９を介してフォトカプラ５
の受光側５ｂの出力が供給されるので、スイッチング用
トランス４の二次側巻線４ｂの出力電圧に基づいた出力
電圧の制御動作が、トランジスタＱ４を使用して行われ
る。従って、本例の場合には、上述した第１の実施例
（図１参照）に示した出力電圧制御用のトランジスタＱ
５が必要なく、それだけ回路構成を簡単にすることがで
きる。

【００４５】なお、上述したそれぞれの実施例では、入
力電圧として１００Ｖと２４０Ｖとを選択できる構成と
したが、他の複数種類の電圧値の交流電源を入力できる
ようにしても良い。この場合には、抵抗器Ｒ１２とＲ１
３の抵抗値を変えて、それぞれの入力電圧でほぼ等しい
特性が得られる分圧比を選定すれば良い。

【００４６】また、この抵抗器Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値
を可変できる構成（或いは複数種類の抵抗値の中から適
切な抵抗値を選択できる構成）として、分圧比を複数段
階に変えられるようにして、より多くの種類の入力電圧
に対応させるようにしても良い。

【００４７】また、上述した各実施例では、低圧の交流
電源（上述実施例では交流１００Ｖ）が供給されたとき
に導通するトランジスタＱ４のベースに、分圧抵抗を接
続するようにしたが、切換える入力電圧の比によって
は、いずれの電圧の交流電源が入力したときにも導通す
る側のトランジスタＱ２のベースに分圧用抵抗を接続し
て、そのベース・エミッタ間電圧を補正して、ドレイン
電流の制限値を設定するようにしても良い。或いは、そ
れぞれのドレイン電流制御用トランジスタＱ２，Ｑ４に
分圧用抵抗を接続するようにしても良い。

【００４８】

【発明の効果】本発明によると、高圧交流電源と低圧交
流電源との２種類の入力交流電源に対応させた場合に、
低圧交流電源が供給されるときの出力特性を、分圧抵抗
により補正することにより、供給される交流電源の電圧
の違いによる出力特性の違いを補正することができ、分
圧抵抗を接続するだけの簡単な構成で、いずれの電圧の
交流電源が供給された場合でもほぼ等しい出力特性とす
ることができる。

【００４９】この場合、トランスの二次巻線側の出力電
圧に比例した電圧を生じるフォトカプラにより生じる電
圧を、分圧抵抗が接続された第２の制御トランジスタの
制御端子に供給するようにしたことで、この第２の制御
トランジスタが出力電圧制御用トランジスタを兼ねるよ
うになり、出力電圧制御用トランジスタを別に設けなく
ても、良好な出力電圧の制御ができ、より簡単な構成で
良好な出力特性が得られる効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の構成を示す回路図であ
る。

【図２】一実施例によるトランジスタＱ３の切換電圧の
出力特性を示す特性図である。

【図３】一実施例による電源装置の出力特性を示す特性
図である。

【図４】本発明の第２の実施例の構成を示す回路図であ
る。

【図５】従来の電源装置の一例を示す回路図である。

【図６】図５の電源装置の動作特性を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

１商用交流電源２ダイオードブリッジ４スイッチング用トランス４ａ一次側巻線４ｂ二次側巻線４ｃ帰還巻線５フォトカプラ６＋側出力端子７ −側出力端子Ｑ１スイッチング用電界効果トランジスタＱ２，Ｑ４ドレイン電流制限用トランジスタＱ３動作切換用トランジスタＲ１２，Ｒ１３分圧用抵抗器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】供給される交流電源を整流する整流手段
と、該整流手段で整流された電源を変圧するトランスと、上記トランスの帰還巻線に発生する電圧でスイッチング
が制御され、上記トランスの一次巻線への電源の供給を
制御するスイッチング手段と、上記スイッチング手段を流れる電流を制限する第１及び
第２の制御トランジスタと、上記第２の制御トランジスタに加わる電圧を補正する分
圧抵抗と、上記帰還巻線に発生する電圧を検出して、上記第２の制
御トランジスタの導通を制御する制御手段とを備えたス
イッチング電源装置。
【請求項２】上記トランスの二次巻線側の出力電圧に
応じた電圧を生じるフォトカプラを備え、上記フォトカプラにより生じる電圧を、上記第２の制御
トランジスタの制御端子に供給するようにした請求項１
記載のスイッチング電源装置。