JPH0993945A - 力率改善回路 - Google Patents
力率改善回路Info
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- JPH0993945A JPH0993945A JP7244098A JP24409895A JPH0993945A JP H0993945 A JPH0993945 A JP H0993945A JP 7244098 A JP7244098 A JP 7244098A JP 24409895 A JP24409895 A JP 24409895A JP H0993945 A JPH0993945 A JP H0993945A
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 複数のＤＣ−ＤＣコンバータの力率改善回路
に関し、比較的簡単な構成により力率を改善する。 【解決手段】 交流電圧を整流回路１1 ，１2 により整
流してコンデンサ２1 ，２2 に入力し、コンデンサ
２1 ，２2 の端子電圧をトランス３1 ，３2 の一次巻線
とスイッチング素子４1 ，４2 との直列回路に印加し、
スイッチング素子４1，４2 を制御回路６1 ，６2 によ
りオン，オフ制御して、トランス３1 ，３2 の二次巻線
に接続した整流平滑回路５1 ，５2 の出力直流電圧を安
定化する複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 の
力率改善回路であり、交流電圧と設定電圧Ｖｒとを比較
して整流回路１1 ，１2 に印加する交流電圧をスイッチ
ング回路７によりスイッチングし、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０1 ，１０2 対応のコンデンサ２1 ，２2 の充電電
流のタイミングを相違させる制御回路８を備えている。
に関し、比較的簡単な構成により力率を改善する。 【解決手段】 交流電圧を整流回路１1 ，１2 により整
流してコンデンサ２1 ，２2 に入力し、コンデンサ
２1 ，２2 の端子電圧をトランス３1 ，３2 の一次巻線
とスイッチング素子４1 ，４2 との直列回路に印加し、
スイッチング素子４1，４2 を制御回路６1 ，６2 によ
りオン，オフ制御して、トランス３1 ，３2 の二次巻線
に接続した整流平滑回路５1 ，５2 の出力直流電圧を安
定化する複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 の
力率改善回路であり、交流電圧と設定電圧Ｖｒとを比較
して整流回路１1 ，１2 に印加する交流電圧をスイッチ
ング回路７によりスイッチングし、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０1 ，１０2 対応のコンデンサ２1 ，２2 の充電電
流のタイミングを相違させる制御回路８を備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数のＤＣ−ＤＣ
コンバータの力率改善回路に関する。交流電圧を整流回
路により整流してコンデンサに加え、このコンデンサの
端子電圧をトランスの一次巻線とスイッチング素子とに
印加するＤＣ−ＤＣコンバータに於いては、コンデンサ
の端子電圧以上となった時の整流回路の出力電圧によっ
て充電電流が流れる。この充電電流は交流電圧波形とは
大きく異なるピーク波形となる。従って、交流電圧の基
本波成分以外に高調波成分を含み、力率が低くなる問題
があり、この力率改善が要望されている。
コンバータの力率改善回路に関する。交流電圧を整流回
路により整流してコンデンサに加え、このコンデンサの
端子電圧をトランスの一次巻線とスイッチング素子とに
印加するＤＣ−ＤＣコンバータに於いては、コンデンサ
の端子電圧以上となった時の整流回路の出力電圧によっ
て充電電流が流れる。この充電電流は交流電圧波形とは
大きく異なるピーク波形となる。従って、交流電圧の基
本波成分以外に高調波成分を含み、力率が低くなる問題
があり、この力率改善が要望されている。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来例の説明図であり、３１1 ，
３１2 は整流回路、３２1 ，３２2 はコンデンサ、３３
1 ，３３2 はトランス、３４1 ，３４2 はスイッチング
素子、３５1 ，３５2 は整流平滑回路、３６1 ，３６2
は出力制御回路、３７は負荷、４０1 ，４０2 はＤＣ−
ＤＣコンバータを示し、並列接続した場合を示す。
３１2 は整流回路、３２1 ，３２2 はコンデンサ、３３
1 ，３３2 はトランス、３４1 ，３４2 はスイッチング
素子、３５1 ，３５2 は整流平滑回路、３６1 ，３６2
は出力制御回路、３７は負荷、４０1 ，４０2 はＤＣ−
ＤＣコンバータを示し、並列接続した場合を示す。
【０００３】ＤＣ−ＤＣコンバータ４０1 ，４０2 は、
それぞれ整流回路３１1 ，３１2 により交流電圧を整流
してコンデンサ３２1 ，３２2 に加え、コンデンサ３２
1 ，３２2 の端子電圧を、トランス３３1 ，３３2 の一
次巻線と電界効果トランジスタ等のスイッチング素子３
４1 ，３４2 との直列回路に印加し、トランス３３1，
３３2 の二次巻線の誘起電圧を整流平滑回路３５1 ，３
５2 により整流して平滑化し、負荷３７に直流電圧を供
給し、出力制御回路３６1 ，３６2 に於いて出力直流電
圧と設定基準電圧とを比較し、誤差電圧に対応してスイ
ッチング素子３４1 ，３４2 のオン期間を制御し、負荷
３７に供給する出力直流電圧を安定化するものである。
それぞれ整流回路３１1 ，３１2 により交流電圧を整流
してコンデンサ３２1 ，３２2 に加え、コンデンサ３２
1 ，３２2 の端子電圧を、トランス３３1 ，３３2 の一
次巻線と電界効果トランジスタ等のスイッチング素子３
４1 ，３４2 との直列回路に印加し、トランス３３1，
３３2 の二次巻線の誘起電圧を整流平滑回路３５1 ，３
５2 により整流して平滑化し、負荷３７に直流電圧を供
給し、出力制御回路３６1 ，３６2 に於いて出力直流電
圧と設定基準電圧とを比較し、誤差電圧に対応してスイ
ッチング素子３４1 ，３４2 のオン期間を制御し、負荷
３７に供給する出力直流電圧を安定化するものである。
【０００４】この負荷３７の消費電力が小さい場合は、
１個のＤＣ−ＤＣコンバータを用いるものであるが、負
荷３７の消費電力が大きい場合或いは冗長構成として信
頼性を高くする場合は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを
図示のように並列接続する構成が採用されている。又負
荷３７に供給する電圧が非常に高い場合は、複数のＤＣ
−ＤＣコンバータの入力側は並列接続し、出力側を直列
接続した構成が採用されている。
１個のＤＣ−ＤＣコンバータを用いるものであるが、負
荷３７の消費電力が大きい場合或いは冗長構成として信
頼性を高くする場合は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを
図示のように並列接続する構成が採用されている。又負
荷３７に供給する電圧が非常に高い場合は、複数のＤＣ
−ＤＣコンバータの入力側は並列接続し、出力側を直列
接続した構成が採用されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ＤＣ−ＤＣコンバータ
４０1 ，４０2 は、交流電圧を整流回路３１1 ，３１2
により整流してコンデンサ３２1 ，３２2 を充電する入
力側の構成を有し、その時に流れる電流は、コンデンサ
３２1 ，３２2 の端子電圧より整流回路３１1 ，３１2
の整流出力電圧が高い時である。即ち、図５の従来例の
動作説明図に示すように、交流電圧を（ａ）に示す波形
とすると、整流回路３１1 ，３１2 の整流出力電圧は
（ｂ）に示すものとなる。そして、コンデンサ３２1 ，
３２2 の端子電圧は（ｃ）に示すものとなり、トランス
３３1 ，３３2 の一次巻線とスイッチング素子３４1 ，
３４2 との直列回路に印加される。
４０1 ，４０2 は、交流電圧を整流回路３１1 ，３１2
により整流してコンデンサ３２1 ，３２2 を充電する入
力側の構成を有し、その時に流れる電流は、コンデンサ
３２1 ，３２2 の端子電圧より整流回路３１1 ，３１2
の整流出力電圧が高い時である。即ち、図５の従来例の
動作説明図に示すように、交流電圧を（ａ）に示す波形
とすると、整流回路３１1 ，３１2 の整流出力電圧は
（ｂ）に示すものとなる。そして、コンデンサ３２1 ，
３２2 の端子電圧は（ｃ）に示すものとなり、トランス
３３1 ，３３2 の一次巻線とスイッチング素子３４1 ，
３４2 との直列回路に印加される。
【０００６】又コンデンサ３２1 ，３２2 の充電電流
は、端子電圧より整流出力電圧が高い時であり、例え
ば、（ｄ）に示すものとなる。従って、交流電流は
（ｅ）に示すようにパルス状となる。これは、１個のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの場合でも、又複数個のＤＣ−ＤＣ
コンバータを並列運転した場合でも同様の交流電流が流
れる。力率は、交流電圧の正弦波に近い波形の電流が流
れる場合が大きく、正弦波と異なる高調波電流を多く含
む程、小さいものである。このような力率の小さい装置
を交流電源に接続すると、交流電源側の効率が低下する
から、力率を改善することが要望されている。
は、端子電圧より整流出力電圧が高い時であり、例え
ば、（ｄ）に示すものとなる。従って、交流電流は
（ｅ）に示すようにパルス状となる。これは、１個のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの場合でも、又複数個のＤＣ−ＤＣ
コンバータを並列運転した場合でも同様の交流電流が流
れる。力率は、交流電圧の正弦波に近い波形の電流が流
れる場合が大きく、正弦波と異なる高調波電流を多く含
む程、小さいものである。このような力率の小さい装置
を交流電源に接続すると、交流電源側の効率が低下する
から、力率を改善することが要望されている。
【０００７】その為に、図５の（ｅ）に示すような交流
電流波形のピークを抑えるようにチョークコイルを交流
電源と整流回路３１1 ，３１2 との間、或いは、整流回
路３１1 ，３１2 とコンデンサ３２1 ，３２2 との間に
接続することが考えられる。しかし、比較的大型のチョ
ークコイルを必要とするから、ＤＣ−ＤＣコンバータが
大型化すると共にコストアップとなる問題がある。
電流波形のピークを抑えるようにチョークコイルを交流
電源と整流回路３１1 ，３１2 との間、或いは、整流回
路３１1 ，３１2 とコンデンサ３２1 ，３２2 との間に
接続することが考えられる。しかし、比較的大型のチョ
ークコイルを必要とするから、ＤＣ−ＤＣコンバータが
大型化すると共にコストアップとなる問題がある。
【０００８】又コンデンサ３２1 ，３２2 の充電電流を
交流電圧波形に対応して高速でスイッチングし、その充
電電流の包絡線を正弦波に近づける力率改善回路も知ら
れている（例えば、特開昭６３−１５４０６４号公報）
が、チョークコイルやメインスイッチング素子に比較し
て高速でスイッチング動作を行うスイッチング素子等を
必要とし、コストアップとなる問題がある。本発明は、
比較的簡単な構成により力率を改善することを目的とす
る。
交流電圧波形に対応して高速でスイッチングし、その充
電電流の包絡線を正弦波に近づける力率改善回路も知ら
れている（例えば、特開昭６３−１５４０６４号公報）
が、チョークコイルやメインスイッチング素子に比較し
て高速でスイッチング動作を行うスイッチング素子等を
必要とし、コストアップとなる問題がある。本発明は、
比較的簡単な構成により力率を改善することを目的とす
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の力率改善回路
は、交流電圧を整流回路１1 ，１2 により整流してコン
デンサ２1 ，２2 に入力し、このコンデンサ２1 ，２2
の端子電圧をトランス３ 1 ，３2 の一次巻線とスイッチ
ング素子４1 ，４2 との直列回路に印加し、このスイッ
チング素子３1 ，３2 のオン，オフ制御によりトランス
３1 ，３2 の二次巻線に接続した整流平滑回路５1 ，５
2 の出力直流電圧を安定化する複数のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１０1 ，１０2 の力率改善回路に於いて、交流電圧
と設定電圧とを比較して複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１
０1 ，１０2 対応の整流回路１1 ，１2 を介してコンデ
ンサ２1 ，２2 に流入する電流のタイミングを相違させ
る制御回路８とスイッチング回路７とを備えている。
は、交流電圧を整流回路１1 ，１2 により整流してコン
デンサ２1 ，２2 に入力し、このコンデンサ２1 ，２2
の端子電圧をトランス３ 1 ，３2 の一次巻線とスイッチ
ング素子４1 ，４2 との直列回路に印加し、このスイッ
チング素子３1 ，３2 のオン，オフ制御によりトランス
３1 ，３2 の二次巻線に接続した整流平滑回路５1 ，５
2 の出力直流電圧を安定化する複数のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１０1 ，１０2 の力率改善回路に於いて、交流電圧
と設定電圧とを比較して複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１
０1 ，１０2 対応の整流回路１1 ，１2 を介してコンデ
ンサ２1 ，２2 に流入する電流のタイミングを相違させ
る制御回路８とスイッチング回路７とを備えている。
【００１０】複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０
2 の例えば一方のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 は、従来
例と同様に整流回路１1 の全波整流電圧に対応してコン
デンサ２1 にパルス状の充電電流が流れるとすると、他
方のＤＣ−ＤＣコンバータ１０2 は、コンデンサ２1 に
流れる充電電流と異なるタイミングで整流回路１2 の全
波整流電圧によるコンデンサ２2 の充電電流が流れるよ
うに、スイッチング回路７を制御回路８によって制御す
る。従って、交流電源からの交流電流は、複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応に異なるタイミング
となるから、全体として正弦波に近づけることができ、
力率を改善することができる。
2 の例えば一方のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 は、従来
例と同様に整流回路１1 の全波整流電圧に対応してコン
デンサ２1 にパルス状の充電電流が流れるとすると、他
方のＤＣ−ＤＣコンバータ１０2 は、コンデンサ２1 に
流れる充電電流と異なるタイミングで整流回路１2 の全
波整流電圧によるコンデンサ２2 の充電電流が流れるよ
うに、スイッチング回路７を制御回路８によって制御す
る。従って、交流電源からの交流電流は、複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応に異なるタイミング
となるから、全体として正弦波に近づけることができ、
力率を改善することができる。
【００１１】又交流電圧を整流回路１1 ，１2 により整
流してコンデンサ２1 ，２2 に入力し、このコンデンサ
２1 ，２2 の端子電圧をトランス３1 ，３2 の一次巻線
とスイッチング素子４1 ，４2 との直列回路に印加し、
このスイッチング素子３1 ，３2 のオン，オフ制御によ
りトランス３1 ，３2 の二次巻線に接続した整流平滑回
路５1 ，５2 の出力直流電圧を安定化する複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ１０1，１０2 の力率改善回路に於い
て、交流電圧と設定電圧とを比較して複数のＤＣ−ＤＣ
コンバータ１０1 ，１０2 対応の整流回路１1 ，１2 か
らトランス３1 ，３2 の一次巻線とスイッチング素子４
1 ，４2 とに印加する全波整流電圧をスイッチングし、
複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応の整流
回路１1 ，１2 を介してコンデンサ２1 ，２2 に流入す
る電流のタイミングを相違させる制御回路とスイッチン
グ回路とを備えている。
流してコンデンサ２1 ，２2 に入力し、このコンデンサ
２1 ，２2 の端子電圧をトランス３1 ，３2 の一次巻線
とスイッチング素子４1 ，４2 との直列回路に印加し、
このスイッチング素子３1 ，３2 のオン，オフ制御によ
りトランス３1 ，３2 の二次巻線に接続した整流平滑回
路５1 ，５2 の出力直流電圧を安定化する複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ１０1，１０2 の力率改善回路に於い
て、交流電圧と設定電圧とを比較して複数のＤＣ−ＤＣ
コンバータ１０1 ，１０2 対応の整流回路１1 ，１2 か
らトランス３1 ，３2 の一次巻線とスイッチング素子４
1 ，４2 とに印加する全波整流電圧をスイッチングし、
複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応の整流
回路１1 ，１2 を介してコンデンサ２1 ，２2 に流入す
る電流のタイミングを相違させる制御回路とスイッチン
グ回路とを備えている。
【００１２】整流回路１1 ，１2 の全波整流電圧をコン
デンサ２1 ，２2 にスイッチング回路を介して印加し、
コンデンサ２1 ，２2 の充電電流が流れるタイミングを
スイッチング回路によって異なるように制御する。それ
によって、交流電源からの交流電流は、複数のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１０1 ，１０2 対応に異なるタイミングと
なるから、全体として正弦波に近づけることができ、力
率を改善することができる。
デンサ２1 ，２2 にスイッチング回路を介して印加し、
コンデンサ２1 ，２2 の充電電流が流れるタイミングを
スイッチング回路によって異なるように制御する。それ
によって、交流電源からの交流電流は、複数のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１０1 ，１０2 対応に異なるタイミングと
なるから、全体として正弦波に近づけることができ、力
率を改善することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施例の説明図
であり、２個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1，１０2 を
設けた場合を示し、１1 ，１2 は整流回路、２1 ，２2
はコンデンサ、３1 ，３2 はトランス、４1 ，４2 は電
界効果トランジスタ等によるスイッチング素子、５1 ，
５2 は整流ダイオード，平滑用チョークコイル，平滑用
コンデンサ等を含む整流平滑回路、６1 ，６2 は出力直
流電圧と設定基準電圧とを比較してスイッチング素子４
1 ，４2 のオン期間を制御する出力制御回路、７はサイ
リスタ等からなるスイッチング回路、８は制御回路、９
は比較回路、１１1 ，１１2 ，１２1 ，１２2 は出力端
子、１３，１４は交流電圧の入力端子である。
であり、２個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1，１０2 を
設けた場合を示し、１1 ，１2 は整流回路、２1 ，２2
はコンデンサ、３1 ，３2 はトランス、４1 ，４2 は電
界効果トランジスタ等によるスイッチング素子、５1 ，
５2 は整流ダイオード，平滑用チョークコイル，平滑用
コンデンサ等を含む整流平滑回路、６1 ，６2 は出力直
流電圧と設定基準電圧とを比較してスイッチング素子４
1 ，４2 のオン期間を制御する出力制御回路、７はサイ
リスタ等からなるスイッチング回路、８は制御回路、９
は比較回路、１１1 ，１１2 ，１２1 ，１２2 は出力端
子、１３，１４は交流電圧の入力端子である。
【００１４】複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０
2 の入力側は並列接続して交流電源に入力端子１３，１
４を介して接続し、整流回路１1 ，１2 の全波整流電圧
によりコンデンサ２1 ，２2 を充電し、そのコンデンサ
２1 ，２2 の端子電圧を、トランス３1 ，３2 の一次巻
線とスイッチング素子４1 ，４2 との直列回路に印加
し、制御回路６1 ，６2 によってスイッチング素子
４1 ，４2 のオン期間を制御して、トランス３1 ，３2
の二次巻線に接続した整流平滑回路５1 ，５2 から安定
化した直流電圧を出力する。
2 の入力側は並列接続して交流電源に入力端子１３，１
４を介して接続し、整流回路１1 ，１2 の全波整流電圧
によりコンデンサ２1 ，２2 を充電し、そのコンデンサ
２1 ，２2 の端子電圧を、トランス３1 ，３2 の一次巻
線とスイッチング素子４1 ，４2 との直列回路に印加
し、制御回路６1 ，６2 によってスイッチング素子
４1 ，４2 のオン期間を制御して、トランス３1 ，３2
の二次巻線に接続した整流平滑回路５1 ，５2 から安定
化した直流電圧を出力する。
【００１５】又ＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 の
出力側は並列接続或いは直列接続して負荷（図示せず）
に安定化した直流電圧を供給する。又スイッチング回路
７は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応
に入力端子１３，１４と整流回路１1 ，１2 との間に接
続することができるものであり、その場合、複数のＤＣ
−ＤＣコンバータの中の１個のＤＣ−ＤＣコンバータに
対しては省略することができる。この実施例に於いて
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 に対して省略した場合
を示す。又スイッチング回路７は、サイリスタを逆方向
に並列接続して構成した場合を示すが、双方向に電流を
流すことかできるトライアック等により構成することが
できる。
出力側は並列接続或いは直列接続して負荷（図示せず）
に安定化した直流電圧を供給する。又スイッチング回路
７は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応
に入力端子１３，１４と整流回路１1 ，１2 との間に接
続することができるものであり、その場合、複数のＤＣ
−ＤＣコンバータの中の１個のＤＣ−ＤＣコンバータに
対しては省略することができる。この実施例に於いて
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 に対して省略した場合
を示す。又スイッチング回路７は、サイリスタを逆方向
に並列接続して構成した場合を示すが、双方向に電流を
流すことかできるトライアック等により構成することが
できる。
【００１６】又制御回路８は、比較回路９等を含み、交
流電圧と正負極性の設定電圧Ｖｒと比較し、交流電圧が
設定電圧Ｖｒより低い時に、スイッチング回路７をオン
とする。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０2 に於いて
は、交流電圧の正負極性のピーク点でないタイミングに
於いて整流回路１2 に交流電圧が印加され、整流電圧が
コンデンサ２2 に印加されて充電電流が流れる。
流電圧と正負極性の設定電圧Ｖｒと比較し、交流電圧が
設定電圧Ｖｒより低い時に、スイッチング回路７をオン
とする。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０2 に於いて
は、交流電圧の正負極性のピーク点でないタイミングに
於いて整流回路１2 に交流電圧が印加され、整流電圧が
コンデンサ２2 に印加されて充電電流が流れる。
【００１７】図２は本発明の一実施例の動作説明図であ
り、入力端子１３，１４に印加される交流電源からの交
流電圧は、（ａ）のＶ1 に示す正弦波形を有するもので
あり、この交流電圧Ｖ1 が、一方のＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０1 の整流回路１1 に印加されて全波整流され、コ
ンデンサ２1 に交流電圧Ｖ1 のピーク電圧近傍に於いて
充電電流が流れる。従って、交流電流は、Ａ1 に示すよ
うなタイミングで流れる。
り、入力端子１３，１４に印加される交流電源からの交
流電圧は、（ａ）のＶ1 に示す正弦波形を有するもので
あり、この交流電圧Ｖ1 が、一方のＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０1 の整流回路１1 に印加されて全波整流され、コ
ンデンサ２1 に交流電圧Ｖ1 のピーク電圧近傍に於いて
充電電流が流れる。従って、交流電流は、Ａ1 に示すよ
うなタイミングで流れる。
【００１８】又他方のＤＣ−ＤＣコンバータ１０2 の整
流回路１2 には、スイッチング回路７によって交流電圧
Ｖ1 のピーク電圧近傍が遮断されて、（ｂ）のＶ2 の波
形となる。この交流電圧Ｖ2 が整流回路１2 によって全
波整流されてコンデンサ２2に印加され、交流電圧Ｖ2
に対応した充電電流が流れるから、交流電流は（ｃ）の
Ａ2 のように双峰特性となる。従って、（ｄ）に示すよ
うに、（ａ）の交流電流Ａ1 と（ｃ）の交流電流Ａ2 と
の和の交流電流が交流電源から供給されることになり、
交流電流Ａ1 の波形と比較すると明らかなように、正弦
波に近づけることができるから、力率を改善することが
できる。
流回路１2 には、スイッチング回路７によって交流電圧
Ｖ1 のピーク電圧近傍が遮断されて、（ｂ）のＶ2 の波
形となる。この交流電圧Ｖ2 が整流回路１2 によって全
波整流されてコンデンサ２2に印加され、交流電圧Ｖ2
に対応した充電電流が流れるから、交流電流は（ｃ）の
Ａ2 のように双峰特性となる。従って、（ｄ）に示すよ
うに、（ａ）の交流電流Ａ1 と（ｃ）の交流電流Ａ2 と
の和の交流電流が交流電源から供給されることになり、
交流電流Ａ1 の波形と比較すると明らかなように、正弦
波に近づけることができるから、力率を改善することが
できる。
【００１９】又コンデンサ２1 を全波整流電圧のピーク
点近傍で充電し、コンデンサ２2 をこのピーク点近傍か
らずれた全波整流電圧で充電することから、それぞれの
コンデンサ２1 ，２2 の端子電圧に僅かな相違が生じる
が、制御回路６1 ，６2 によるスイッチング素子４1 ，
４2 のオン期間の制御によって、出力直流電圧を所定値
に安定化することができる。
点近傍で充電し、コンデンサ２2 をこのピーク点近傍か
らずれた全波整流電圧で充電することから、それぞれの
コンデンサ２1 ，２2 の端子電圧に僅かな相違が生じる
が、制御回路６1 ，６2 によるスイッチング素子４1 ，
４2 のオン期間の制御によって、出力直流電圧を所定値
に安定化することができる。
【００２０】図３は本発明の他の実施例の説明図であ
り、図１と同一符号は同一部分を示し、７Ａはスイッチ
ング回路を構成する電界効果トランジスタ、８Ａは制御
回路である。この実施例は、スイッチング回路を整流回
路とコンデンサとの間に接続した場合を示し、前述の実
施例と同様にＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応
にスイッチング回路を設けることもできるが、それらの
中の１個のＤＣ−ＤＣコンハータに対しては省略するこ
とができる。
り、図１と同一符号は同一部分を示し、７Ａはスイッチ
ング回路を構成する電界効果トランジスタ、８Ａは制御
回路である。この実施例は、スイッチング回路を整流回
路とコンデンサとの間に接続した場合を示し、前述の実
施例と同様にＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応
にスイッチング回路を設けることもできるが、それらの
中の１個のＤＣ−ＤＣコンハータに対しては省略するこ
とができる。
【００２１】又制御回路８Ａは、前述の実施例の制御回
路８と同様に、交流電圧と設定電圧Ｖｒとを比較する比
較回路を含む構成とし、交流電圧のピーク点近傍からず
れた位置でスイッチング素子としての電界効果トランジ
スタ７Ａをオンとするものであり、この場合、整流回路
１2 の全波整流電圧と設定電圧とを比較して、電界効果
トランジスタ７Ａのオン制御を行う構成とすること可能
である。
路８と同様に、交流電圧と設定電圧Ｖｒとを比較する比
較回路を含む構成とし、交流電圧のピーク点近傍からず
れた位置でスイッチング素子としての電界効果トランジ
スタ７Ａをオンとするものであり、この場合、整流回路
１2 の全波整流電圧と設定電圧とを比較して、電界効果
トランジスタ７Ａのオン制御を行う構成とすること可能
である。
【００２２】この実施例に於いても、コンデンサ２1 ，
２2 の充電電流のタイミングがそれぞれ相違するから、
交流電源から各整流回路１1 ，１2 に流れる交流電流の
タイミングも相違し、それらの和の交流電流は正弦波に
近づけたものとなり、力率を改善することができる。
２2 の充電電流のタイミングがそれぞれ相違するから、
交流電源から各整流回路１1 ，１2 に流れる交流電流の
タイミングも相違し、それらの和の交流電流は正弦波に
近づけたものとなり、力率を改善することができる。
【００２３】前述の各実施例に於いては、一石式のＤＣ
−ＤＣコンバータを２個並列運転する場合を示すが、他
の構成の例えば二石式のＤＣ−ＤＣコンバータ等に対し
ても適用可能であり、又２個以上のＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側を並列接続し、交流電圧とそれぞれ異なる設
定電圧とを比較することにより、それぞれ異なるタイミ
ングで全波整流電圧によるコンデンサの充電電流が流れ
るように制御し、交流電源からの交流電流を正弦波に近
づけて力率を改善することができる。
−ＤＣコンバータを２個並列運転する場合を示すが、他
の構成の例えば二石式のＤＣ−ＤＣコンバータ等に対し
ても適用可能であり、又２個以上のＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側を並列接続し、交流電圧とそれぞれ異なる設
定電圧とを比較することにより、それぞれ異なるタイミ
ングで全波整流電圧によるコンデンサの充電電流が流れ
るように制御し、交流電源からの交流電流を正弦波に近
づけて力率を改善することができる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、複数の
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2の入力側を並列に
接続し、交流電圧と設定電圧とを比較して、複数のＤＣ
−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応の整流回路１1 ，
１2 の全波整流電圧によるコンデンサ２1 ，２2 の充電
電流が流れるタイミングを相違させて、交流電源からの
交流電流の波形を正弦波に近づけるものであり、既存の
複数のＤＣ−ＤＣコンーバータからなる電源装置に於い
ても、比較的簡単な構成の制御回路８とスイッチング回
路７を設けることによって、力率を改善することができ
る利点がある。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2の入力側を並列に
接続し、交流電圧と設定電圧とを比較して、複数のＤＣ
−ＤＣコンバータ１０1 ，１０2 対応の整流回路１1 ，
１2 の全波整流電圧によるコンデンサ２1 ，２2 の充電
電流が流れるタイミングを相違させて、交流電源からの
交流電流の波形を正弦波に近づけるものであり、既存の
複数のＤＣ−ＤＣコンーバータからなる電源装置に於い
ても、比較的簡単な構成の制御回路８とスイッチング回
路７を設けることによって、力率を改善することができ
る利点がある。
【図１】本発明の一実施例の説明図である。
【図２】本発明の一実施例の動作説明図である。
【図３】本発明の他の実施例の説明図である。
【図４】従来例の説明図である。
【図５】従来例の動作説明図である。
１1 ，１2 整流回路 ２1 ，２2 コンデンサ ３1 ，３2 トランス ４1 ，４2 スイッチング素子 ５1 ，５2 整流平滑回路 ６1 ，６2 出力制御回路 ７ スイッチング回路 ８ 制御回路 ９ 比較回路 １０1 ，１０2 ＤＣ−ＤＣコンバータ
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電圧を整流回路により整流してコン
デンサに入力し、該コンデンサの端子電圧をトランスの
一次巻線とスイッチング素子との直列回路に印加し、該
スイッチング素子のオン，オフ制御により前記トランス
の二次巻線に接続した整流平滑回路の出力直流電圧を安
定化する複数のＤＣ−ＤＣコンバータの力率改善回路に
於いて、 前記交流電圧と設定電圧とを比較して前記複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ対応の前記整流回路に印加する前記交流
電圧をスイッチングし、前記複数のＤＣ−ＤＣコンバー
タ対応の前記整流回路を介して前記コンデンサに流入す
る電流のタイミングを相違させる制御回路とスイッチン
グ回路とを備えたことを特徴とする力率改善回路。 - 【請求項２】 交流電圧を整流回路により整流してコン
デンサに入力し、該コンデンサの端子電圧をトランスの
一次巻線とスイッチング素子との直列回路に印加し、該
スイッチング素子のオン，オフ制御により前記トランス
の二次巻線に接続した整流平滑回路の出力直流電圧を安
定化する複数のＤＣ−ＤＣコンバータの力率改善回路に
於いて、 前記交流電圧と設定電圧とを比較して前記複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ対応の前記整流回路から前記トランスの
一次巻線と前記スイッチング素子とに印加する全波整流
電圧をスイッチングし、前記複数のＤＣ−ＤＣコンバー
タ対応の前記整流回路を介して前記コンデンサに流入す
る電流のタイミングを相違させる制御回路とスイッチン
グ回路とを備えたことを特徴とする力率改善回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7244098A JPH0993945A (ja) | 1995-09-22 | 1995-09-22 | 力率改善回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7244098A JPH0993945A (ja) | 1995-09-22 | 1995-09-22 | 力率改善回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993945A true JPH0993945A (ja) | 1997-04-04 |
Family
ID=17113729
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7244098A Withdrawn JPH0993945A (ja) | 1995-09-22 | 1995-09-22 | 力率改善回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0993945A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007195371A (ja) * | 2006-01-20 | 2007-08-02 | Sharp Corp | 電源装置 |
| JP2010141943A (ja) * | 2008-12-09 | 2010-06-24 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 整流回路 |
-
1995
- 1995-09-22 JP JP7244098A patent/JPH0993945A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007195371A (ja) * | 2006-01-20 | 2007-08-02 | Sharp Corp | 電源装置 |
| JP2010141943A (ja) * | 2008-12-09 | 2010-06-24 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 整流回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20021203 |