JPH0239189B2 - - Google Patents
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- JPH0239189B2 JPH0239189B2 JP58180873A JP18087383A JPH0239189B2 JP H0239189 B2 JPH0239189 B2 JP H0239189B2 JP 58180873 A JP58180873 A JP 58180873A JP 18087383 A JP18087383 A JP 18087383A JP H0239189 B2 JPH0239189 B2 JP H0239189B2
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- JP
- Japan
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- inverter
- switch means
- gate turn
- voltage
- transformer
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 30
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 13
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 10
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 10
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 claims description 10
- 239000010703 silicon Substances 0.000 claims description 10
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/305—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M3/315—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M3/3155—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の背景〕
本発明は、直流−直流変換装置（DC−DCコン
バータ）、特に、電流給電型並列共振回路を使用
した直流−直流変換装置に関する。
バータ）、特に、電流給電型並列共振回路を使用
した直流−直流変換装置に関する。
（磁性部品の大きさおよびコンデンサの大きさ
を小さくするために）高い周波数で作動させなが
ら、効率良く入力電圧を昇圧し得る直流−直流変
換装置が要求されている。変換効率が増大するに
つれて電源から負荷に供給するのに必要な電力は
より小さなものとなる。
を小さくするために）高い周波数で作動させなが
ら、効率良く入力電圧を昇圧し得る直流−直流変
換装置が要求されている。変換効率が増大するに
つれて電源から負荷に供給するのに必要な電力は
より小さなものとなる。
米国特許第4143414号には、３相シリコン制御
整流器交流−直流変換装置用に用いられる直列共
振型変換装置が記載されている。この回路内では
整流素子と負荷とは、共振回路と直列に接続され
ている。電圧の昇圧を都合よく得ることができ
ず、またシリコン制御整流素子を使用して高周波
動作を得ることも困難である。さらに、共振負荷
を進み力率で作動させて、シリコン制御整流素子
を転流しなければならないので、ターンオン・ス
イツチング損失が高くなる。
整流器交流−直流変換装置用に用いられる直列共
振型変換装置が記載されている。この回路内では
整流素子と負荷とは、共振回路と直列に接続され
ている。電圧の昇圧を都合よく得ることができ
ず、またシリコン制御整流素子を使用して高周波
動作を得ることも困難である。さらに、共振負荷
を進み力率で作動させて、シリコン制御整流素子
を転流しなければならないので、ターンオン・ス
イツチング損失が高くなる。
本発明の目的は、リアクタンス部品の大きさを
小さくするように、高周波で動作する直流−直流
変換装置を提供するにある。
小さくするように、高周波で動作する直流−直流
変換装置を提供するにある。
本発明の別の目的は、スイツチング損失を減ら
すことによつて、高い効率で動作しうる直流−直
流変換装置を提供するにある。
すことによつて、高い効率で動作しうる直流−直
流変換装置を提供するにある。
本発明のさらに別の目的は、電圧昇圧モードで
動作する直流−直流変換装置を提供するにある。
動作する直流−直流変換装置を提供するにある。
本発明の好適実施例においては、共振型直流−
直流変換装置は、逆電圧阻止能力を備えたゲー
ト・ターンオフ・スイツチを持つ電流入力インバ
ータを具備している。インバータは、外部直流電
源によつて給電され、インダクタとコンデンサと
を持つ並列共振回路に矩形波の直流電流を供給す
る。整流器が並列共振回路の出力に結合されて、
共振回路両端間の正弦波電圧を整流し、直流出力
電圧を発生する。
直流変換装置は、逆電圧阻止能力を備えたゲー
ト・ターンオフ・スイツチを持つ電流入力インバ
ータを具備している。インバータは、外部直流電
源によつて給電され、インダクタとコンデンサと
を持つ並列共振回路に矩形波の直流電流を供給す
る。整流器が並列共振回路の出力に結合されて、
共振回路両端間の正弦波電圧を整流し、直流出力
電圧を発生する。
制御回路は、インバータのスイツチがオン、オ
フする周波数を変えることによつて直流出力電圧
を制御する。この制御回路は、指令出力電圧と実
際の出力電圧とを比較して、誤差信号を発生する
加算器を有している。制限回路はインバータに誘
導性負荷が与えられるようにする。この制限回路
は、スイツチのスイツチング周波数を共振回路の
減衰共振周波数またはそれより低い周波数にして
スイツチング損失を小さくするように、前記誤差
信号に応答して、電圧制御発振器に供給される電
圧を制限する。
フする周波数を変えることによつて直流出力電圧
を制御する。この制御回路は、指令出力電圧と実
際の出力電圧とを比較して、誤差信号を発生する
加算器を有している。制限回路はインバータに誘
導性負荷が与えられるようにする。この制限回路
は、スイツチのスイツチング周波数を共振回路の
減衰共振周波数またはそれより低い周波数にして
スイツチング損失を小さくするように、前記誤差
信号に応答して、電圧制御発振器に供給される電
圧を制限する。
本発明は特許請求の範囲に具体的かつ明確に特
定してあるが、本発明の目的および利点は、添附
図面を参照した次に示す好適実施例の説明からよ
り容易に確認することがでよう。
定してあるが、本発明の目的および利点は、添附
図面を参照した次に示す好適実施例の説明からよ
り容易に確認することがでよう。
第１図には電流入力全ブリツジ共振型直流−直
流変換装置が示されている。チヨツパまたは位相
制御整流器（図示せず）から得られた直流入力電
流が、インバータ５を介して全ブリツジ・インバ
ータ６に供給される。このインバータは、電界効
界トランジスタ（FET）と直列の、バイポーラ
接合トランジスタと直列のダイオード、または、
ゲート・ターンオフ・シリコン制御整流素子
（GTO）のような逆電圧阻止能力を備えた４個の
スイツチング素子を持つ。図には、４つのGTO
７，９，１１，１３が示されている。全ブリツ
ジ・インバータ６は、ブリツジの第１の枝路内に
直列に接続されたGTO７および９を有し、ブリ
ツジ・の第２の枝路内に直列に接続されたGTO
１１および１３を有している。コンデンサ１５，
１７，１９および２１が、それぞれGTO７，９，
１１および１３に並列に接続されて、損失の少な
いスナツバ（snubber）として作用する。インバ
ータ６の枝路は、インダクタ５に接続された正の
線路と電流供給源の負の端子に接続された負の線
路との間に接続されている。インバータの出力
は、直列に接続されたGTO７および９の間と直
列に接続されたGTO１１および１３の間から取
り出され、並列に接続されたコンデンサ２３およ
びインダクタ２５を有する共振回路に接続されて
いる。全ブリツジ・ダイオード整流器２７が、共
振回路の両端間に接続されている。インダクタ２
９とフイルタ・コンデンサ３１とが整流器２７の
出力間に直列に接続されている。直流負荷がコン
デンサ３１の両端間に接続され得る。インダクタ
５の代りに高周波変圧器の一次巻線を用いること
によつて電源と負荷との間を変圧器で隔離するこ
とができる。この場合、インダクタ２５の代りに
用いる変圧器の二次巻線は、ダイオード整流器２
７に接続される。共振回路用のインダクタンス
は、変圧器の一次インダクタンスから得られる。
流変換装置が示されている。チヨツパまたは位相
制御整流器（図示せず）から得られた直流入力電
流が、インバータ５を介して全ブリツジ・インバ
ータ６に供給される。このインバータは、電界効
界トランジスタ（FET）と直列の、バイポーラ
接合トランジスタと直列のダイオード、または、
ゲート・ターンオフ・シリコン制御整流素子
（GTO）のような逆電圧阻止能力を備えた４個の
スイツチング素子を持つ。図には、４つのGTO
７，９，１１，１３が示されている。全ブリツ
ジ・インバータ６は、ブリツジの第１の枝路内に
直列に接続されたGTO７および９を有し、ブリ
ツジ・の第２の枝路内に直列に接続されたGTO
１１および１３を有している。コンデンサ１５，
１７，１９および２１が、それぞれGTO７，９，
１１および１３に並列に接続されて、損失の少な
いスナツバ（snubber）として作用する。インバ
ータ６の枝路は、インダクタ５に接続された正の
線路と電流供給源の負の端子に接続された負の線
路との間に接続されている。インバータの出力
は、直列に接続されたGTO７および９の間と直
列に接続されたGTO１１および１３の間から取
り出され、並列に接続されたコンデンサ２３およ
びインダクタ２５を有する共振回路に接続されて
いる。全ブリツジ・ダイオード整流器２７が、共
振回路の両端間に接続されている。インダクタ２
９とフイルタ・コンデンサ３１とが整流器２７の
出力間に直列に接続されている。直流負荷がコン
デンサ３１の両端間に接続され得る。インダクタ
５の代りに高周波変圧器の一次巻線を用いること
によつて電源と負荷との間を変圧器で隔離するこ
とができる。この場合、インダクタ２５の代りに
用いる変圧器の二次巻線は、ダイオード整流器２
７に接続される。共振回路用のインダクタンス
は、変圧器の一次インダクタンスから得られる。
制御回路３２は直流−直流変換装置に対する指
令直流電圧E0 *を入力として受ける。この指令電
圧は加算器３３において、実際の出力電圧E0と
比較され、誤差信号を発生する。この誤差信号
は、比例・積分調整器３５を通つて制限回路３７
に供給されている。この制限回路は、インバータ
６を並列共振回路の共振周波数またはそれ以下の
周波数で動作させることによつて誘導性負荷がイ
ンバータに対し現れるようにする。制限回路の出
力は電圧制御発振器３９に接続され、この発振器
は、インバータの対角線上にある素子を交互にス
イツチングするゲート駆動回路４１に入力信号を
供給する。
令直流電圧E0 *を入力として受ける。この指令電
圧は加算器３３において、実際の出力電圧E0と
比較され、誤差信号を発生する。この誤差信号
は、比例・積分調整器３５を通つて制限回路３７
に供給されている。この制限回路は、インバータ
６を並列共振回路の共振周波数またはそれ以下の
周波数で動作させることによつて誘導性負荷がイ
ンバータに対し現れるようにする。制限回路の出
力は電圧制御発振器３９に接続され、この発振器
は、インバータの対角線上にある素子を交互にス
イツチングするゲート駆動回路４１に入力信号を
供給する。
第１図の動作を第２図波形を参照して説明す
る。指令直流出力電E0 *は、実際の出力電圧E0と
比較されて、誤差信号を発生する。比例・積分調
整器３５を通過した誤差信号は、制限回路３７に
対する入力信号となる。制限回路は、最大誤差信
号に応じて最大値を供給する。この最大値は、制
御回路によつて電圧制御発振器に供給されたと
き、GTOが負荷からの最大減衰に対応した減衰
共振周波数で共振回路を駆動するように、ゲート
駆動回路を介してGTOに供給される周波数を定
める。加算器３３からの誤差信号が減少するにつ
れて（これは出力電圧の減少が要求されているこ
とを意味する）、制限回路は電圧制御発振器に供
給される電圧を減少し、これによつて共振回路に
供給される周波数を減衰共振周波数よりも低くす
る。周波数が共振周波数よりも低くなると、定電
流源から変換装置に給電されている場合、並列共
振回路両端間の電圧は減少する。共振回路両端間
の電圧が減少すると、ダイオード整流器によつて
整流される電圧は減少し、これによつて出力電圧
はより小さくなる。所定の周波数に対する電圧昇
圧の量は、整流器のフイルターと負荷によつて与
えられる減衰量に依存する。閉ループ制御によつ
て、所望の出力電圧を達成するに必要な電圧昇圧
を得るためにGTOをスイツチングする周波数が
調節される。
る。指令直流出力電E0 *は、実際の出力電圧E0と
比較されて、誤差信号を発生する。比例・積分調
整器３５を通過した誤差信号は、制限回路３７に
対する入力信号となる。制限回路は、最大誤差信
号に応じて最大値を供給する。この最大値は、制
御回路によつて電圧制御発振器に供給されたと
き、GTOが負荷からの最大減衰に対応した減衰
共振周波数で共振回路を駆動するように、ゲート
駆動回路を介してGTOに供給される周波数を定
める。加算器３３からの誤差信号が減少するにつ
れて（これは出力電圧の減少が要求されているこ
とを意味する）、制限回路は電圧制御発振器に供
給される電圧を減少し、これによつて共振回路に
供給される周波数を減衰共振周波数よりも低くす
る。周波数が共振周波数よりも低くなると、定電
流源から変換装置に給電されている場合、並列共
振回路両端間の電圧は減少する。共振回路両端間
の電圧が減少すると、ダイオード整流器によつて
整流される電圧は減少し、これによつて出力電圧
はより小さくなる。所定の周波数に対する電圧昇
圧の量は、整流器のフイルターと負荷によつて与
えられる減衰量に依存する。閉ループ制御によつ
て、所望の出力電圧を達成するに必要な電圧昇圧
を得るためにGTOをスイツチングする周波数が
調節される。
ゲート駆動回路は、インバータの対角線上の
GTOをスイツチングして第２図Ａに示すような
矩形波の電流iLを発生させ、この電流は共振回路
に供給される。１つのGTOを通る電流波形は、
第２図Ｂに示されている。矩形波電流は、第２図
Ｃに示すように、共振回路の両端間においてほぼ
正弦波電圧を生じさせ、これは電磁干渉防止のた
めの波をより容易にしている。誘導性負荷がイ
ンバータ６の点ａおよびｂ間に現われるような周
波数で共振回路が駆動される。すなわち電流iLは
電圧Vabよりも遅れ、GTOはアノード電流の転
流よりもむしろゲート制御によつてターンオフさ
れる。誘導性負荷は、インバータを共振回路の減
衰共振周波数またはそれより低い周波数で動作さ
せることによつて得られる。共振回路のインダク
タとコンデンサの値は、数千Hzの共振周波数を有
するように選択される。変換装置によつて処理し
ようとする電力により、スイツチング素子の定格
が決定される。スイツチング素子のスイツチング
時間は、達成可能なスイツチング周波数を決定す
る。高い周波数（20−30KHz）では、より小さな
リアクタンス部品を使用することが可能となる。
制限回路３７は、減衰共振周波数よりも高い周波
数が指令されないようにする。誘導性負荷でイン
バータを動作させることにより、サイリスタ・イ
ンバータにおいて通常遭遇するものとは反対のス
イツチング波形が生じる。本発明においては、第
２図Ｄに示すように、GTOが導通する直前に
GTOの両端に負の電圧が存在し、またGTOはゲ
ート制御によつてターンオフされたとき直ちに電
圧を阻止する。このようにして、GTOがオンに
ゲート駆動されるとき、GTOにはターンオン・
スイツチング損失は存在しない。また、サイリス
タ回路におけるようにスイツチング素子をターン
オフするためにスイツチング素子に逆電圧を急に
加えることがないので、逆回復特性の早い素子が
必要とされない。インバータを転流するために、
２個の入側のGTO７および１１（あるいは９お
よび１３）は、出側のGTOがターンオフするわ
ずか前にオンにゲート駆動される。このオーバー
ラツプは、適当なGTOを同時にそれぞれオンお
よびオフにゲート駆動することにより達成され
る。GTOは蓄積時間を有しているので、ターン
オフ信号を受けた時、ターンオフするまでに遅延
時間が存在する。GTOのターンオンの遅延は、
ターンオフ遅延に比べて無視しうるものである。
オーバーラツプ時間の間、入側のGTOは第２図
Ｄからわかるように負のアノード・ゲート間電圧
が供給されているので、導通しない。出側の
GTOがターンオフした後にのみ、この負の電圧
は逆極性になり始め、そこで入側のGTOは導通
する。ターンオンにおいてスイツチング損失がな
いので、簡単な損失のないスナツバを使用するこ
とができる。小さなコンデンサ１５，１７，１９
および２１が、ターンオフ損失を低減するため
に、各GTO７，９，１１および１３の両端にそ
れぞれ配設されている。抵抗をスナツバ用コンデ
ンサと直列に接続する必要がないので、スナツバ
の損失がなくなる。すなわち損失の少ないスナツ
バの作用により比較的大きなスナツバを使用する
ことができ、このためGTOの電力損失を低くし、
素子のターンオフにおける電圧のオーバーシユー
トを低くすることができる。共振周波数で最小の
電圧昇圧が得られ、より低い周波数で電圧昇圧は
増加する。インバータの周波数を減少することに
より、共振回路の正弦波電圧の大きさが増大す
る。共振回路両端間の電圧は整流されて、第２図
Ｅに示すように直流電圧V0が得られる。この出
力電圧はフイルタのインダクタンスとコンデンサ
とによつて平滑化されて、出力電圧E0が得られ
る。共振回路に供給される周波数が低くなるにつ
れて、所定の負荷および定電流の場合の電圧昇圧
の量は増大する。
GTOをスイツチングして第２図Ａに示すような
矩形波の電流iLを発生させ、この電流は共振回路
に供給される。１つのGTOを通る電流波形は、
第２図Ｂに示されている。矩形波電流は、第２図
Ｃに示すように、共振回路の両端間においてほぼ
正弦波電圧を生じさせ、これは電磁干渉防止のた
めの波をより容易にしている。誘導性負荷がイ
ンバータ６の点ａおよびｂ間に現われるような周
波数で共振回路が駆動される。すなわち電流iLは
電圧Vabよりも遅れ、GTOはアノード電流の転
流よりもむしろゲート制御によつてターンオフさ
れる。誘導性負荷は、インバータを共振回路の減
衰共振周波数またはそれより低い周波数で動作さ
せることによつて得られる。共振回路のインダク
タとコンデンサの値は、数千Hzの共振周波数を有
するように選択される。変換装置によつて処理し
ようとする電力により、スイツチング素子の定格
が決定される。スイツチング素子のスイツチング
時間は、達成可能なスイツチング周波数を決定す
る。高い周波数（20−30KHz）では、より小さな
リアクタンス部品を使用することが可能となる。
制限回路３７は、減衰共振周波数よりも高い周波
数が指令されないようにする。誘導性負荷でイン
バータを動作させることにより、サイリスタ・イ
ンバータにおいて通常遭遇するものとは反対のス
イツチング波形が生じる。本発明においては、第
２図Ｄに示すように、GTOが導通する直前に
GTOの両端に負の電圧が存在し、またGTOはゲ
ート制御によつてターンオフされたとき直ちに電
圧を阻止する。このようにして、GTOがオンに
ゲート駆動されるとき、GTOにはターンオン・
スイツチング損失は存在しない。また、サイリス
タ回路におけるようにスイツチング素子をターン
オフするためにスイツチング素子に逆電圧を急に
加えることがないので、逆回復特性の早い素子が
必要とされない。インバータを転流するために、
２個の入側のGTO７および１１（あるいは９お
よび１３）は、出側のGTOがターンオフするわ
ずか前にオンにゲート駆動される。このオーバー
ラツプは、適当なGTOを同時にそれぞれオンお
よびオフにゲート駆動することにより達成され
る。GTOは蓄積時間を有しているので、ターン
オフ信号を受けた時、ターンオフするまでに遅延
時間が存在する。GTOのターンオンの遅延は、
ターンオフ遅延に比べて無視しうるものである。
オーバーラツプ時間の間、入側のGTOは第２図
Ｄからわかるように負のアノード・ゲート間電圧
が供給されているので、導通しない。出側の
GTOがターンオフした後にのみ、この負の電圧
は逆極性になり始め、そこで入側のGTOは導通
する。ターンオンにおいてスイツチング損失がな
いので、簡単な損失のないスナツバを使用するこ
とができる。小さなコンデンサ１５，１７，１９
および２１が、ターンオフ損失を低減するため
に、各GTO７，９，１１および１３の両端にそ
れぞれ配設されている。抵抗をスナツバ用コンデ
ンサと直列に接続する必要がないので、スナツバ
の損失がなくなる。すなわち損失の少ないスナツ
バの作用により比較的大きなスナツバを使用する
ことができ、このためGTOの電力損失を低くし、
素子のターンオフにおける電圧のオーバーシユー
トを低くすることができる。共振周波数で最小の
電圧昇圧が得られ、より低い周波数で電圧昇圧は
増加する。インバータの周波数を減少することに
より、共振回路の正弦波電圧の大きさが増大す
る。共振回路両端間の電圧は整流されて、第２図
Ｅに示すように直流電圧V0が得られる。この出
力電圧はフイルタのインダクタンスとコンデンサ
とによつて平滑化されて、出力電圧E0が得られ
る。共振回路に供給される周波数が低くなるにつ
れて、所定の負荷および定電流の場合の電圧昇圧
の量は増大する。
平均出力電圧E0は、変換装置に対する平均直
流入力電圧Einよりも常に高く、電圧昇圧は、周
波数が共振周波数より高くなるかまたは低くなる
につれて増大する。インバータ６に接続された負
荷の力率は減衰共振周波数よりも高い周波数およ
び低い周波数において１より低い値に減少し、式
(1)で示すように、力率が減少するにつれて電圧昇
圧は上昇する。
流入力電圧Einよりも常に高く、電圧昇圧は、周
波数が共振周波数より高くなるかまたは低くなる
につれて増大する。インバータ６に接続された負
荷の力率は減衰共振周波数よりも高い周波数およ
び低い周波数において１より低い値に減少し、式
(1)で示すように、力率が減少するにつれて電圧昇
圧は上昇する。
Ein＝0.9E′ab Id cosα (1)
ここにおいて、Idは直流電流源からの直流電流
であり、cosαは負荷が端子abに接続された後の
力率であり、E′abはインバータの基本出力電圧
のrms値である。
であり、cosαは負荷が端子abに接続された後の
力率であり、E′abはインバータの基本出力電圧
のrms値である。
インバータ回路６は（進み負荷で作動する不利
な点もなく）線路転流式インバータと同様に動作
する。ベツドフオードおよびホフト著の「インバ
ータ回路原理」（Principles of Inverter
Circuit）第62−67ページを参照されたい。
な点もなく）線路転流式インバータと同様に動作
する。ベツドフオードおよびホフト著の「インバ
ータ回路原理」（Principles of Inverter
Circuit）第62−67ページを参照されたい。
第１図の回路をプツシユプル型に変形した回路
が第３図に示されている。チヨツパまたは位相制
御整流器（図示していない）から得られた直流入
力電流が、インダクタ５１を介して、センタータ
ツプ付きの密結合された変圧器５３のセンタータ
ツプに供給されている。変圧器の密結合はバイフ
アイラー（bifilar）巻きによつて得ることができ
る。変圧器５３の一端と電流源の（図示せず）の
負の端子との間にスイツチング素子が接続され、
変圧器の他端と電流源（図示せず）の負の端子と
の間に他のスイツチング素子が接続されている。
両素子は逆電圧阻止能力を有し、各々の素子は
FETと直列のダイオード、バイポーラ結合トラ
ンジスタと直列のダイオード、またはGTOであ
つてよく、半ブリツジインバータ５４を形成して
いる。この実施例では、GTO５５および５７が
示されている、スナツバ用コンデンサ５６が
GTO５５の両端間に接続され、スナツバ用コン
デンサ５８がGTO５７の両端間に接続されてい
る。共振回路が変圧器５３の両端間に接続され、
コンデンサ６１と並列に接続されたインダクタ５
９を有している。全ブリツジ・ダイオード整流器
２７、フイルタ・コンデンサ３１およびフイル
タ・インダクタ２９が第１図におけるように、共
振回路の両端間に接続されている。第３図の制御
回路３２は、ゲート駆動回路が４つのGTOのか
わりに２つのGTOに接続されている以外は、第
１図の制御回路３２と同じである。
が第３図に示されている。チヨツパまたは位相制
御整流器（図示していない）から得られた直流入
力電流が、インダクタ５１を介して、センタータ
ツプ付きの密結合された変圧器５３のセンタータ
ツプに供給されている。変圧器の密結合はバイフ
アイラー（bifilar）巻きによつて得ることができ
る。変圧器５３の一端と電流源の（図示せず）の
負の端子との間にスイツチング素子が接続され、
変圧器の他端と電流源（図示せず）の負の端子と
の間に他のスイツチング素子が接続されている。
両素子は逆電圧阻止能力を有し、各々の素子は
FETと直列のダイオード、バイポーラ結合トラ
ンジスタと直列のダイオード、またはGTOであ
つてよく、半ブリツジインバータ５４を形成して
いる。この実施例では、GTO５５および５７が
示されている、スナツバ用コンデンサ５６が
GTO５５の両端間に接続され、スナツバ用コン
デンサ５８がGTO５７の両端間に接続されてい
る。共振回路が変圧器５３の両端間に接続され、
コンデンサ６１と並列に接続されたインダクタ５
９を有している。全ブリツジ・ダイオード整流器
２７、フイルタ・コンデンサ３１およびフイル
タ・インダクタ２９が第１図におけるように、共
振回路の両端間に接続されている。第３図の制御
回路３２は、ゲート駆動回路が４つのGTOのか
わりに２つのGTOに接続されている以外は、第
１図の制御回路３２と同じである。
第３図の動作は、第１図の動作と同様である。
しかしながら、センタータツプ付きの変圧器５３
によつて、入力電圧が同じとすると、変換装置へ
の入力電圧の２倍の電圧がGTOの両端間にあら
われる。第１図の場合と同様に誘導性負荷が、第
３図において２つのGTO５５および５７で構成
されるインバータ５４に対してあらわれている。
２つのGTOは交互にスイツチングされる。イン
バータを転流するために、入側のGTOは、出側
のGTOがターンオフする少し前にオンにゲート
駆動される。制御回路３１は、第１図におけるも
のと同じように動作する。
しかしながら、センタータツプ付きの変圧器５３
によつて、入力電圧が同じとすると、変換装置へ
の入力電圧の２倍の電圧がGTOの両端間にあら
われる。第１図の場合と同様に誘導性負荷が、第
３図において２つのGTO５５および５７で構成
されるインバータ５４に対してあらわれている。
２つのGTOは交互にスイツチングされる。イン
バータを転流するために、入側のGTOは、出側
のGTOがターンオフする少し前にオンにゲート
駆動される。制御回路３１は、第１図におけるも
のと同じように動作する。
第４図は第１図の回路を半ブリツジ型の構成に
した変形例を示す。チヨツパまたは位相制御整流
器（図示せず）から得られた直流入力電流は、変
圧器５９の一次巻線５９ａを介して、逆電圧阻止
能力を有し、互いに直列に接続された２つのスイ
ツチング素子から成る半ブリツジ・インバータ６
０の正の線路に接続されている。スイツチング素
子は、それぞれGTO６１および６３として示さ
れている。スナツバ用コンデンサ６５がGTO６
１の両端間に接続され、スナツバ用コンデンサ６
７がGTO６３の両端間に接続されている。GTO
６１は一次巻線に接続されている。GTO６３は、
負側のラインに接続され、変圧器の二次巻線５９
を介して電流源（図示せず）の負の端子に接続さ
れている。変圧器巻線の相対的極性は、同じ相対
極性を有する変圧器巻線の端部にドツトをつける
ことによつて示されている。一次巻線５９ａのド
ツトをつけた端部は、GTO６１に接続され、二
次巻線のドツトをつけた端部は負の入力端子に接
続されている。正の入力端子および負の入力端子
の間には、２つの直列に接続されたコンデンサ６
９および７１が接続されている。半ブリツジ・イ
ンバータ６０の出力は、直列に接続されたGTO
６１および６３の間と２つの直列に接続されたコ
ンデンサ６９および７１との間から取り出され
る。第１図および第３図の場合と同様に、コンデ
ンサ２３およびインダクタ２５から成る並列共振
回路、全ブリツジ・ダイオード整流器２７および
フイルタ・インダクタ２９およびコンデンサ３１
がインバータの出力に接続されている。
した変形例を示す。チヨツパまたは位相制御整流
器（図示せず）から得られた直流入力電流は、変
圧器５９の一次巻線５９ａを介して、逆電圧阻止
能力を有し、互いに直列に接続された２つのスイ
ツチング素子から成る半ブリツジ・インバータ６
０の正の線路に接続されている。スイツチング素
子は、それぞれGTO６１および６３として示さ
れている。スナツバ用コンデンサ６５がGTO６
１の両端間に接続され、スナツバ用コンデンサ６
７がGTO６３の両端間に接続されている。GTO
６１は一次巻線に接続されている。GTO６３は、
負側のラインに接続され、変圧器の二次巻線５９
を介して電流源（図示せず）の負の端子に接続さ
れている。変圧器巻線の相対的極性は、同じ相対
極性を有する変圧器巻線の端部にドツトをつける
ことによつて示されている。一次巻線５９ａのド
ツトをつけた端部は、GTO６１に接続され、二
次巻線のドツトをつけた端部は負の入力端子に接
続されている。正の入力端子および負の入力端子
の間には、２つの直列に接続されたコンデンサ６
９および７１が接続されている。半ブリツジ・イ
ンバータ６０の出力は、直列に接続されたGTO
６１および６３の間と２つの直列に接続されたコ
ンデンサ６９および７１との間から取り出され
る。第１図および第３図の場合と同様に、コンデ
ンサ２３およびインダクタ２５から成る並列共振
回路、全ブリツジ・ダイオード整流器２７および
フイルタ・インダクタ２９およびコンデンサ３１
がインバータの出力に接続されている。
第４図の動作は、第１図の回路のものと同様で
ある。変圧器は、変圧器５９を通る電流をこの
GTOに転換させることによつてGTOがターンオ
フされる時にGTOに流れていた電流に対する通
路を提供する。
ある。変圧器は、変圧器５９を通る電流をこの
GTOに転換させることによつてGTOがターンオ
フされる時にGTOに流れていた電流に対する通
路を提供する。
以上、スイツチング損失をひじように低減し
て、昇圧動作を達成することのできる高周波直流
−直流変換装置について説明した。
て、昇圧動作を達成することのできる高周波直流
−直流変換装置について説明した。
本発明のいくつかの好適実施例について具体的
に説明したが、形式および詳細における種々の変
更を本発明の精神および範囲から逸脱することな
く行うことができることは当業者に理解されるこ
とであろう。
に説明したが、形式および詳細における種々の変
更を本発明の精神および範囲から逸脱することな
く行うことができることは当業者に理解されるこ
とであろう。
第１図は本発明に従つた共振型直流−直流変換
装置の、一部をブロツクで示した回路図である。
第２図は、第１図の動作を説明するための波形図
であり、第２図中のＡは共振回路に供給される電
流の波形を示し、Ｂはインバータの１つのスイツ
チング素子に流れる電流の波形を示し、Ｃはイン
バータの１つのスイツチング素子の両端の電圧の
波形を示し、Ｄは共振回路の入力の電圧波形を示
し、Ｅは整流後の共振回路の出力電圧波形を示
す。第３図は、プツシユプル型インバータを有す
る別の実施例の共振型直流−直流変換装置を示す
回路図である。第４図は、半ブリツジ・インバー
タを有する本発明のさらに別の実施例を示す回路
図である。 主な符号の説明、６……全ブリツジ・インバー
タ；７，９，１１，１３……ゲート・ターンオ
フ・シリコン制御整流素子；１５，１７，１９，
２１……スナツバ用コンデンサ；２３……コンデ
ンサ；２５……インダクタ；２７……整流器；３
２……制御回路；３３……加算器；３５……比
例・積分調整器；３７……制限回路；３９……電
圧制御発振器；４１……ゲート駆動回路；５３…
…変圧器；５５，５７……シリコン制御整流素
子；５９……インダクタ；６１……コンデンサ。
装置の、一部をブロツクで示した回路図である。
第２図は、第１図の動作を説明するための波形図
であり、第２図中のＡは共振回路に供給される電
流の波形を示し、Ｂはインバータの１つのスイツ
チング素子に流れる電流の波形を示し、Ｃはイン
バータの１つのスイツチング素子の両端の電圧の
波形を示し、Ｄは共振回路の入力の電圧波形を示
し、Ｅは整流後の共振回路の出力電圧波形を示
す。第３図は、プツシユプル型インバータを有す
る別の実施例の共振型直流−直流変換装置を示す
回路図である。第４図は、半ブリツジ・インバー
タを有する本発明のさらに別の実施例を示す回路
図である。 主な符号の説明、６……全ブリツジ・インバー
タ；７，９，１１，１３……ゲート・ターンオ
フ・シリコン制御整流素子；１５，１７，１９，
２１……スナツバ用コンデンサ；２３……コンデ
ンサ；２５……インダクタ；２７……整流器；３
２……制御回路；３３……加算器；３５……比
例・積分調整器；３７……制限回路；３９……電
圧制御発振器；４１……ゲート駆動回路；５３…
…変圧器；５５，５７……シリコン制御整流素
子；５９……インダクタ；６１……コンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 逆電流を阻止し得るゲート・ターンオフ・ス
イツチ手段を持ち、外部直流電源から給電され
て、矩形波電流を供給する電流入力インバータ
と、 コンデンサと並列に接続されたインダクタを持
ち、前記インダクタとコンデンサとの並列接続回
路に前記インバータの出力が結合される共振回路
と、 前記共振回路に結合され、前記共振回路の両端
間の正弦波電圧を整流して、直流出力電圧を発生
する整流手段と、 前記ゲート・ターンオフ・スイツチ手段を作動
する周波数を変えることによつて前記直流出力電
圧を制御する制御手段であつて、前記出力電圧と
指令電圧とを比較して誤差信号を発生する比較手
段、前記スイツチ手段に結合された電圧制御発振
器、およびスイツチング損失を減少させるために
前記スイツチ手段のスイツチング周波数が前記共
振回路の減衰共振周波数またはそれより低い周波
数になるように、前記電圧制御発振器に供給され
る誤差電圧を制限して、インバータに対し誘導性
負荷を与えるようにするための制限手段を有する
制御手段とを有する共振型直流−直流変換装置。 ２ 前記各スイツチ手段の両端間にはスナツバ用
コンデンサが結合されている特許請求の範囲第１
項記載の変換装置。 ３ 前記電流入力インバータが、４個のゲート・
ターンオフ・スイツチ手段からなる全ブリツジ・
インバータで構成されている特許請求の範囲第１
項記載の変換装置。 ４ 前記電流入力インバータが、インバータに入
力端子間に直列に接続された２個のコンデンサ
と、逆電圧阻止能力を有する２個の直列に接続さ
れたゲート・ターンオフ・スイツチ手段と、変圧
器とを含む半ブリツジ・インバータで構成され、
前記共振回路が前記直列に接続されたコンデンサ
と前記直列に接続されたスイツチ手段との間に接
続されており、前記変圧器の一次巻線が前記直列
接続のコンデンサの一方と前記スイツチ手段の一
方との間に接続され、二次巻線が他方のコンデン
サと他方のスイツチ手段との間に接続されてお
り、前記変圧器の巻線の極性が、前記各スイツチ
手段が交互にターンオフする時の電流に対する通
路を提供するような極性である特許請求の範囲第
１項記載の変換装置。 ５ 前記インバータが、センタータツプを有し、
このセンタータツプに外部電源から入力電流を受
ける変圧器と、この変圧器の一端と他方の入力端
子との間に接続された第１のゲート・ターンオ
フ・スイツチ手段と、前記変圧器の他端と前記他
方の入力端子との間に接続された第２のゲート・
ターンオフ・スイツチ手段とを有するプツシユプ
ル型インバータで構成されており、前記共振回路
が、前記変圧器の両端間に接続されている特許請
求の範囲第１項記載の変換装置。 ６ 逆電圧阻止能力を有する前記ゲート・ターン
オフ・スイツチ手段が、ゲート・ターンオフ・シ
リコン制御整流素子で構成されている特許請求の
範囲第２項記載の変換装置。 ７ 逆電圧阻止能力を有する前記ゲート・ターン
オフ・スイツチ手段が、ゲート・ターンオフ・シ
リコン制御整流素子で構成されている特許請求の
範囲第３項記載の変換装置。 ８ 逆電圧阻止能力を有する前記ゲート・ターン
オフ・スイツチ手段が、ゲート・ターンオフ・シ
リコン制御整流素子で構成されている特許請求の
範囲第４項記載の変換装置。 ９ 逆電圧阻止能力を有する前記ゲート・ターン
オフ・スイツチ手段が、ゲート・ターンオフ・シ
リコン制御整流素子で構成されている特許請求の
範囲第５項記載の変換装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/429,761 US4460949A (en) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | High frequency parallel resonant dc-dc converter |
| US429761 | 1982-09-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5989575A JPS5989575A (ja) | 1984-05-23 |
| JPH0239189B2 true JPH0239189B2 (ja) | 1990-09-04 |
Family
ID=23704643
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58180873A Granted JPS5989575A (ja) | 1982-09-30 | 1983-09-30 | 高周波並列共振型直流−直流変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4460949A (ja) |
| EP (1) | EP0107003B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5989575A (ja) |
| DE (1) | DE3365678D1 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4631652A (en) * | 1984-11-30 | 1986-12-23 | Rca Corporation | Frequency controlled resonant regulator |
| US4644459A (en) * | 1985-02-04 | 1987-02-17 | Nilssen Ole K | Electronic inverter having magnitude-controllable output |
| US4680694A (en) * | 1985-04-22 | 1987-07-14 | National Distillers And Chemical Corporation | Ozonator power supply |
| US4639849A (en) * | 1985-05-08 | 1987-01-27 | International Exide Electronics/Corporation | Snubber circuit for H.F. bridge converter |
| US4688165A (en) * | 1986-04-11 | 1987-08-18 | Rca Corporation | Current fed inverter bridge with conduction overlap and load tuning |
| US4709323A (en) * | 1986-09-29 | 1987-11-24 | Venus Scientific Inc. | Buck-boost parallel resonant converter with inductive energy recovery circuit |
| US4729085A (en) * | 1986-12-29 | 1988-03-01 | Rca Corporation | Frequency limited resonant regulator useful in, for example, a half-bridge inverter |
| US4769754A (en) * | 1987-07-27 | 1988-09-06 | Miller Electric Mfg., Co. | Stabilized welding power source including a series-resonant current-regulated converter using a transformer having an air-gapped core |
| US4864479A (en) * | 1988-03-07 | 1989-09-05 | General Electric Company | Full-bridge lossless switching converter |
| US4853832A (en) * | 1988-08-01 | 1989-08-01 | University Of Toledo | Cascaded resonant bridge converters |
| US4912620A (en) * | 1989-05-19 | 1990-03-27 | Boschert, Inc. | Lossless clipper with peak regulation feature |
| DE3927888A1 (de) * | 1989-08-24 | 1991-02-28 | Philips Patentverwaltung | Wechselrichteranordnung |
| US5084666A (en) * | 1990-10-23 | 1992-01-28 | International Business Machines Corporation | Switchable output voltage converter |
| US5680301A (en) * | 1992-09-02 | 1997-10-21 | Exide Electronics Corporation | Series/parallel resonant converter |
| US5420781A (en) * | 1993-09-02 | 1995-05-30 | General Electric Company | High voltage sensing circuit for an X-ray tube power supply |
| US5400385A (en) * | 1993-09-02 | 1995-03-21 | General Electric Company | High voltage power supply for an X-ray tube |
| US5768112A (en) * | 1997-05-30 | 1998-06-16 | Delco Electronics Corp. | Sub-resonant series resonant converter having improved form factor and reduced EMI |
| US7072196B1 (en) * | 2005-01-28 | 2006-07-04 | Applied Pulsed Power, Inc. | Multi-stage high voltage solid state switch |
| US7924580B2 (en) * | 2009-08-28 | 2011-04-12 | General Electric Company | Switching inverters and converters for power conversion |
| US10189107B2 (en) * | 2010-05-28 | 2019-01-29 | Esab Ab | Short arc welding system |
| BR112012030291B1 (pt) * | 2010-05-28 | 2019-05-21 | Esab Ab | Sistema de soldagem de arco curto |
| US8785820B2 (en) * | 2010-11-04 | 2014-07-22 | Leco Corporation | Resonant power supply for use with high inductive loads and method of providing same |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3566148A (en) * | 1968-02-14 | 1971-02-23 | Westinghouse Electric Corp | Selective phase angle pulse generating circuit |
| US3609511A (en) * | 1969-10-20 | 1971-09-28 | Cutler Hammer Inc | Electronic inverter having precharging control affording high frequency switching at low output |
| FR2129834B1 (ja) * | 1971-03-16 | 1974-04-26 | Jeumont Schneider | |
| GB1391902A (en) * | 1971-03-26 | 1975-04-23 | Coutant Electronics Ltd | Ac-dc-ac-dc converter circuit |
| JPS523114A (en) * | 1975-06-27 | 1977-01-11 | Japan Storage Battery Co Ltd | Inverter apparatus |
| US4024453A (en) * | 1976-08-26 | 1977-05-17 | General Motors Corporation | Inverter for supplying a regulated voltage |
| US4143414A (en) * | 1978-04-10 | 1979-03-06 | General Motors Corporation | Three phase ac to dc voltage converter with power line harmonic current reduction |
| US4323959A (en) * | 1978-05-10 | 1982-04-06 | Hewlett-Packard Company | Power supply with resonant inverter circuit using variable frequency control for regulation |
-
1982
- 1982-09-30 US US06/429,761 patent/US4460949A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-09-12 EP EP83108986A patent/EP0107003B1/en not_active Expired
- 1983-09-12 DE DE8383108986T patent/DE3365678D1/de not_active Expired
- 1983-09-30 JP JP58180873A patent/JPS5989575A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4460949A (en) | 1984-07-17 |
| DE3365678D1 (en) | 1986-10-02 |
| EP0107003A1 (en) | 1984-05-02 |
| JPS5989575A (ja) | 1984-05-23 |
| EP0107003B1 (en) | 1986-08-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |