JPH0998567A - 絶縁給電手段と変圧手段 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 例えば入力過電流を防止する際エネルギー損
失を無くし、入力側の絶縁スイッチ２つ（図１８左側）
がターン・オン、ターン・オフする時に電流ゼロ・スイ
ッチングを可能にし、供給電源電圧の大きさと同等以上
の電圧を出力し、一定時間当たりの送出エネルギーを増
加させる時その増加に比例して入力ピーク電流が増える
だけで済ませ、エネルギー損失無しで電圧を出力するこ
とである。 【構成】 例えば絶縁スイッチ（ＮＭＯＳとＰＭＯＳと
ダイオード２つの直列回路等。）２つがコンデンサ５と
コイル４の直列共振回路を挟む様にその両入力端子（図
１８左端）間にこれらを直列接続し、絶縁スイッチ２つ
がコンデンサ５を挟む様にその両出力端子（図１８右
端）間にこれらを直列接続し、前者の絶縁スイッチ２つ
と後者の絶縁スイッチ２つを交互にオン、オフ制御する
回路（図示せず。）を設ける。これで上記直列共振回路
の特性から上記目的等を達成できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野】本発明は入、出力間を絶縁しながら入力側
から出力側へ電力を供給することができる絶縁給電手段
と、これを応用して入力電圧を昇圧または降圧する変圧
手段に関する。従って、本発明を普通の変圧器や絶縁変
圧器の代わりに使うこともできる。本発明の絶縁給電手
段は以下の効果を持つ。 ａ）入力過電流防止の際にエネルギー損失が無く、構成
が簡単で、部品点数が少なく、動作周波数や使用温度範
囲に応じた特性を持つ構成要素を選択できる。 ｂ）入力側スイッチのターン・オン時とターン・オフ時
に電流ゼロ・スイッチングを行うことができる。 ｃ）入力側の供給電源電圧の大きさと同等以上の電圧を
出力側に供給できる。 ｄ）一定時間当たりの送出エネルギーを増加させたと
き、その入力ピーク電流の大きさがその増加に比例して
増えるだけで済む。 ｅ）電圧を出力するためにエネルギー損失が無い。 尚、電流ゼロ・スイッチングはスイッチング損失の低減
や電磁波障害対策の面で有利である。また、使用するイ
ンダクタンス手段（例：コイル。）が理想的でエネルギ
ー損失ゼロならば、本発明の絶縁給電手段はその入力電
源電圧の大きさの２倍の電圧を出力することができる。
もちろん、入、出力間を絶縁せずに給電する場合にも、
例えばその両出力端子の電位を上げたり、下げたりする
場合などにも本発明を利用することができる。さらに、
実施例によっては出力側から入力側へ可逆的に出力でき
るものも有る。

【０００２】

【背景技術】コンデンサを使った従来の絶縁給電手段を
６つ図２〜図７に示す。例えば図２の絶縁給電手段にお
いて直流電源などの直流電源手段（図示せず。）が入力
端子ｔ５側をプラスにして両入力端子ｔ５・ｔ６間に接
続されると、スイッチ１６、１７がオンで、スイッチ１
８、１９がオフの時その直流電源手段が両入力端子ｔ
５、ｔ６からコンデンサ５を充電し、スイッチ１６、１
７がオフで、スイッチ１８、１９がオンの時コンデンサ
５が両出力端子ｔ７、ｔ８から出力側の負荷（図示せ
ず。）、平滑用コンデンサ（図示せず。）又は図２右側
に１例として示す平滑回路などに出力する。従って、そ
の入、出力間の絶縁維持のためスイッチ１６、１７とス
イッチ１８、１９は同時にオン制御されず、交互にオン
制御される。

【０００３】尚、図２の絶縁給電手段において交流電源
などの交流電源手段（図示せず。）が両入力端子ｔ５・
ｔ６間に接続される場合、その入力電圧位相とスイッチ
１６、１７及びスイッチ１８、１９のオン・オフ制御を
同期させることにより一定方向の電圧を出力させたり、
ダイオード１０を接続しないで同一周期あるいは半周期
などの交流電圧を出力させたり、同期制御しないで任意
のプラス又はマイナス電圧を出力させて出力側で整流し
て使用したり、という使い方などが有る。あるいは、ス
イッチ１６又は１７に１方向性の可制御スイッチング手
段（例：逆阻止型サイリスタ、トランジスタとダイオー
ドの直列回路など。）を用いて整流する使い方なども有
る。この事は後述する本発明の各実施例でも同様であ
る。

【０００４】また、両入力端子ｔ５・ｔ６間に直流電源
手段が接続される場合、又は、その間に交流電源手段が
接続されてスイッチ１６、１７が１方向性である場合も
しくはそれらが位相制御される場合、要するにスイッチ
１６、１７のオン期間中にコンデンサ５が１方向にのみ
充電される場合、ダイオード１０が接続されていると、
コンデンサ５は出力側から逆向きに充電されることは無
い。このため、誘導性負荷や平滑コイル等が両出力端子
ｔ７・ｔ８間に直接接続される時コンデンサ５が完全放
電した後でその誘導性負荷や平滑コイル等からコンデン
サ５へエネルギーが逆流することは無く、エネルギーの
送出効率が上がる、という利点が有る。さらに、図２右
側に示す平滑回路などがスイッチ１４とダイオード１２
付きで接続され、スイッチ１４、１８、１９が同期オン
制御などされる場合、コンデンサ５の充電エネルギー全
部をコイル１３を介してコンデンサ１５に供給できる。
この様な場合コンデンサ５を完全に放電させることがで
きるので、コンデンサ５は入力側から出力側へ効率良く
エネルギーを送出することができる。

【０００５】図２の絶縁給電手段においてスイッチ１
６、１８とスイッチ１７、１９各組の代わりに切換えス
イッチ２０、２１を１つずつ用いたのが図３の絶縁給電
手段である。もちろん、切換えスイッチ２０、２１は常
に同時に切り換えられる。また、図７の回路に示す、切
換え端子どちらにも接続されないフローティング端子を
持つ切換えスイッチ２８を１つずつそれぞれの代わりに
使用することもできる。

【０００６】そして、図２の絶縁給電手段においてスイ
ッチ１６、１８の代わりにダイオード２２、２３を１つ
ずつ用いたのが図４の絶縁給電手段である。ただし、図
４の絶縁給電手段では入、出力間の絶縁維持のため「ダ
イオード２２又はスイッチ１７」と「ダイオード２３又
はスイッチ１９」が同時にオンとならない様に、コンデ
ンサ５の充電電圧を考慮しながら入力端子ｔ９、ｔ１０
の各電位と出力端子ｔ１１、ｔ１２の各電位の間にある
一定の電位差もしくはその一定以上の電位差を印加する
必要がある。その電位差はある大きさ以上なら変動して
も構わない。例えば、入力側電源が一定電圧を出力する
直流電源手段の場合、入力端子ｔ９は出力端子ｔ１１よ
り電位が常に低くなければならない。その様に常に低け
ればその電位差は変動しても構わない。この場合、スイ
ッチ１７とダイオード２２がオンのとき入力端子ｔ１０
の電位は入力端子ｔ９の電位よりコンデンサ５の充電電
圧分さらに低いか同じ位であるし、スイッチ１９とダイ
オード２３がオンのとき入力端子ｔ９・出力端子ｔ１１
間の電位差がダイオード２２をオフに保つので出力端子
ｔ１２の電位に関して問題は無い。ダイオード２２、２
３の向きが反対ならば入力端子ｔ９は出力端子ｔ１１よ
り電位が常に高くなければならない。

【０００７】当然の事ながら図２の絶縁給電手段におい
て同様にスイッチ１７、１９の代わりにダイオードを１
つずつ用いたものも可能で、それが図６の絶縁給電手段
である。また、図４、図６の各絶縁給電手段においてス
イッチ１７、１９の代わりに切換えスイッチ２１、２８
を用いたものが図５、図７の各絶縁給電手段である。

【０００８】エネルギー蓄積・放出手段としてコンデン
サ５ではなくコイル２４を用いた従来の絶縁給電手段を
図８〜図１０に３つ示す。例えば、図８の絶縁給電手段
において直流電源などの直流電源手段（図示せず。）が
両入力端子ｔ１３・ｔ１４間に接続されると、スイッチ
１６、１７がオンで、スイッチ１８、１９がオフの時そ
の直流電源手段が両入力端子ｔ１３、ｔ１４からコイル
２４を励磁し、スイッチ１６、１７がオフで、スイッチ
１８、１９がオンの時コイル２４が両出力端子ｔ１５、
ｔ１６から出力側の負荷、平滑用コンデンサあるいは平
滑回路など（図示せず。）に出力する。従って、その
入、出力間の絶縁維持のためスイッチ１６、１７とスイ
ッチ１８、１９は同時にオン制御されず、交互にオン制
御される。

【０００９】ただし、スイッチ１６〜１９のオン、オフ
切換え時にスイッチ１６〜１９全部が過渡的にオフの時
が有るので、コイル２４の電流の連続性を維持するため
に、つまり、サージ電圧が発生しない様にコイル２４に
電流バイパス経路を設ける必要が有る。それに加えて、
コイル２４から出力電圧を得るためには逆向きに直列接
続した両ツェナー・ダイオード２５（但し一方のツェナ
ー電圧と他方の順電圧の和はその入力電圧より大き
い。）、（や抵抗）等の様な電圧降下手段が必要であ
る。なぜなら、例えばその励磁電流の向きと逆向きに順
電圧の小さいダイオードがコイル２４と並列接続されて
いると、スイッチ１８、１９がオンの時コイル２４はそ
の順電圧分しか出力できず、充分な電圧を出力できな
い、からである。

【００１０】図９の絶縁給電手段は同期式の切換えスイ
ッチ２０、２１を用いたものである。図１０の絶縁給電
手段は図４の絶縁給電手段の様にダイオード２２、２３
を用いたものであるが、接続位置がその場合と違うし、
コイル２４の発生電圧を考慮してダイオード２２、２３
が同時にオンとならない様に動作させる必要が有る。

【００１１】しかしながら、先ず第１に従来技術には
『入力過電流防止の際にエネルギー損失が有ったり、あ
るいは、構成が複雑で部品点数が多くなったり、動作周
波数や使用温度範囲に応じた特性を持つ構成要素を選択
できない』という第１の問題点が有る。
（第 １ の 問 題 点 ） 図２〜図７に示すどの絶縁給電手段においても前述した
直流電源手段がコンデンサ５を充電する時に入力過電流
が流れてしまうし、前述した交流電源手段を使う場合で
もそのコンデンサ電圧がその交流電源電圧と同じになる
まで入力過電流が流れてしまう。入力過電流を防止する
ためには抵抗手段や定電流手段を介してコンデンサ５に
エネルギーを供給することが考えられるのであるが、そ
の抵抗手段や定電流手段がエネルギーを無駄に消費しま
う。ちなみに、直流電源が抵抗手段あるいは定電流手段
を介してコンデンサ５を電圧ゼロからその電源電圧まで
１回充電する毎に、その充電エネルギーと同じエネルギ
ーがその抵抗手段あるいは定電流手段で消費される。こ
のため、一定時間当たりの送出エネルギーを増やすため
に充電電流を増やして一定時間当たりの充電回数を増や
せば増やす程エネルギー消費も増えてしまう。

【００１２】しかも、定電流手段を使う場合、周波数特
性や温度特性に問題が有る。定電流手段としては定電流
ダイオード（ゲート・ソース間に抵抗を接続した接合型
ＦＥＴ）、定電流ダイオードをバイポーラ・トランジタ
のコレクタ・ベース間に接続したもの、大電流容量のノ
ーマリィ・オンの接合型ＦＥＴ、ＭＯＳ・ＦＥＴあるい
はＳＩＴ等を定電流ダイオードの様に構成したもの、カ
レント・ミラー回路を構成したもの等が有る。定電流ダ
イオード等は定電流特性の良いもの程、つまり、動作抵
抗の大きいもの程その電極間静電容量によって高周波の
影響を受け易く、高周波特性は良くないので、例えば図
２のスイッチ１６、１７のスイッチング周波数の高周波
化に対応できない。また、前述した通り１回の充電ごと
に充電エネルギーと同じエネルギーが定電流手段で消費
され、定電流手段の発熱による温度上昇がその定電流特
性に悪影響を与えるので、実用的な大きさの放熱器を付
けるにしても使用温度範囲は狭くなってしまう。しか
も、カレント・ミラー回路を使う場合だと基準となる電
流を流しておく必要が有るから、さらに発熱し易く、使
用温度範囲はさらに狭くなる。従って、動作周波数や使
用温度範囲に応じた特性を持つ構成要素を選択できな
い。（参考：ＣＱ出版社発行の「別冊トランジスタ技術
ＳＰＥＣＩＡＬ Ｎｏ．１、特集 個別半導体素子活用
法のすべて」）

【００１３】それから、交流電源手段を使うのであれば
電圧差ゼロ・スイッチングして入力過電流を防止するこ
とが考えられるのであるが、電圧差ゼロ・スイッチング
手段の使用は構成を複雑にし、部品点数を増やしてしま
う。その上、コンデンサを充電する度に交流電源電圧と
コンデンサ電圧が同じになるまで待つ必要があるから一
定時間当たりの送出エネルギーが減少してしまう。

【００１４】従って、従来技術には『入力過電流防止の
際にエネルギー損失が有ったり、あるいは、構成が複雑
で部品点数が多くなったり、動作周波数や使用温度範囲
に応じた特性を持つ構成要素を選択できない』という第
１の問題点が有る。（第 １ の 問 題 点 ） そのエネルギー損失の問題は絶縁給電手段などの発熱量
を増大させたり、放熱設計を難しくさせたり、他の構成
部品の耐熱性を上げさせたり、コスト・アップ要因とな
ったり、するという問題点に結び付く。

【００１５】つぎ第２に『入力側スイッチのターン・オ
ン時とターン・オフ時に電流ゼロ・スイッチングを行う
ことができない』という第２の問題点がある。（第 ２
の 問 題 点 ） 電流ゼロ・スイッチングはスイッチング損失の低減や電
磁波障害対策の面などで役に立つ。

【００１６】例えば図２の絶縁給電手段において直流電
源手段を用いた場合、もしくは、交流電源手段を用いた
が電圧差ゼロ・スイッチングさせない場合、スイッチ１
６、１７がターン・オンしたとき、いきなり入力電流が
過電流防止用の抵抗手段または定電流手段（図示せ
ず。）を介して流れ始めるので、電流ゼロ・スイッチン
グさせることができない。この事は図３〜図７の各絶縁
給電手段でも同様である。また、図８の絶縁給電手段に
おいてスイッチ１６、１７のオン期間中にコイル２４を
励磁した後、スイッチ１６、１７をターン・オフさせる
時その励磁電流を遮断することになるので、電流ゼロ・
スイッチングさせることができない。この事は図９〜図
１０の各絶縁給電手段でも同様である。

【００１７】そして第３に『入力側の供給電源電圧の大
きさより小さい大きさの電圧しか出力側に供給できな
い』という第３の問題点が有る。（第 ３ の 問 題
点 ） 例えば図２の絶縁給電手段において直流電源手段を用い
た場合または交流電源手段を用いその半周期の間にスイ
ッチ１６、１７とスイッチ１８、１９を交互に複数回オ
ン、オフさせる場合で、入力過電流防止用に抵抗手段ま
たは定電流手段（図示せず。）を使う場合を考える。抵
抗手段を使う場合コンデンサ５と抵抗手段の時定数を小
さくして充電時間を短くするのであるが、スイッチ１
６、１７のターン・オフ時の電流ゼロ・スイッチングと
コンデンサ５の完全充電との兼ね合いもあるので、結局
その入力電流が指数的に減少して大体ゼロになり、その
コンデンサ電圧が指数的な増加して大体その時の電源電
圧になった時点でスイッチ１６、１７をターン・オフさ
せることになる。このため、コンデンサ５は、入力側の
供給電源電圧の大きさより小さい大きさの電圧にしか充
電されないから、入力側の供給電源電圧の大きさより小
さい大きさの電圧しか出力側に供給できない。

【００１８】一方、直流電源手段の場合に入力過電流防
止用に定電流ダイオードの様な定電流手段を使うと、そ
の定電流領域ではコンデンサ５の入力電流は一定で、そ
のコンデンサ電圧は直線的に増加する。その後、その充
電が終わりに近付き定電流手段の両端電圧が小さくなる
と、その動作はその定電流動作領域から外れ、その定電
流手段は抵抗の様に動作する。このため、その外れた時
点からの充電は極端に遅くなるので実用的にはその外れ
る時点付近で、あるいは、そのコンデンサ電圧が大体そ
の時の電源電圧になった時点でスイッチ１６、１７のタ
ーン・オフすることになるから、結局コンデンサ５は、
入力側の供給電源電圧の大きさより小さい大きさの電圧
にしか充電されず、入力側の供給電源電圧の大きさより
小さい大きさの電圧しか出力側に供給できない。

【００１９】また、スイッチ１６、１７の両オン電圧を
除いても、バイポーラ・トランジスタを用いた定電流手
段やカレント・ミラー回路などを使うと、その順電圧分
あるいはオン電圧分の電圧降下が有るから、その分コン
デンサ５は、入力側の供給電源電圧の大きさより小さい
大きさの電圧にしか充電されず、入力側の供給電源電圧
の大きさより小さい大きさの電圧しか出力側に供給でき
ない。

【００２０】さらに、交流電源手段を使う場合スイッチ
１６又は１７に１方向性の可制御スイッチング手段を用
いて１方向の入力電流だけしかコンデンサ５に流さない
のであれば前述した直流電源手段の場合と同様の事が言
えるが、双方向の入力電流をコンデンサ５に流すのであ
れば定電流手段も双方向性である必要がある。双方向性
の定電流手段としては例えばダイオード・ブリッジ接続
型整流回路を使って１方向の電流が定電流ダイオード等
を流れる様にしたもの、ダイオードと定電流ダイオード
等の直列回路２つを逆並列接続したもの等が有る。いず
れにしても、スイッチ１６、１７の両オン電圧を除いて
も、双方向性にするために整流ダイオード等の順電圧に
よる電圧降下が有るから、その分コンデンサ５は、その
時点の供給電源電圧の大きさより小さい大きさの電圧に
しか充電されず、その時点の供給電源電圧の大きさより
小さい大きさの電圧しか出力側に供給できない。以上の
事は図２の絶縁給電手段だけでなく図３〜図７の各絶縁
給電手段でも同様である。

【００２１】それから第４に『入力過電流防止用に抵抗
手段を使うと、一定時間当たりの送出エネルギーを増加
させたとき、その入力ピーク電流の大きさがその増加に
比例して増えず、その増加具合以上に増えてしまう』と
いう第４の問題点が有る。（第 ４ の 問 題 点
） その入力ピーク電流の大きさは使用する可制御スイッチ
ング手段の電流容量の仕様に影響を与えるので、できる
だけ小さい方が良いし、そのピーク値が増えるにしても
その増加具合もできるだけ小さい方が良い。特にターン
・オン時の初期電流が大きいと、スイッチング損失も大
きい上に、サイリスタやＩＧＢＴなどの様にｄｉ／ｄｔ
が制限されている場合に極めて重大である。

【００２２】例えば図２の絶縁給電手段において直流電
源（図示せず。）から入力過電流防止用に抵抗手段（図
示せず。）を介してコンデンサ５を充電する場合、一定
時間当たりの送出エネルギーを増加させるには、簡単に
は複数の絶縁給電手段を入力端子側も出力端子側も電圧
極性を揃えて並列接続する方法が有る。これを１つの絶
縁給電手段で済ませるには、１回当たり充電エネルギー
を変えずに、つまり、電源電圧Ｅとコンデンサ５の静電
容量Ｃを変えずに一定時間当たりの充電回数を増やせば
良い。一定時間当たりの充電回数を増やすには、入力過
電流防止用に定電流手段を介してコンデンサ５を充電す
る場合なら簡単にその定電流値を増やして充電時間を短
くすれば大体良いのであるが、入力過電流防止用に抵抗
手段を介してコンデンサ５を充電する場合だと入力電流
が指数的に減少する為そう簡単には行かず、その抵抗値
Ｒの低減に比例して充電時間は短くならない。時定数Ｒ
Ｃと充電時間は同じでなく、そのうえ正比例もしない。
以下にその説明をする。

【００２３】いま考えている回路は直流電源（図示せ
ず。）から抵抗手段（図示せず。）と図２に示すスイッ
チ１６、１７を介してコンデンサ５を充電する回路であ
る。入力過電流防止用に抵抗手段を使う場合に電源電圧
Ｅと１回当たり充電エネルギーを変えずに充電時間を短
くし一定時間当たりの充電回数を増やすには、その抵抗
値Ｒを小さくするしか無いのであるが、例えばその抵抗
値Ｒを半分（Ｒ／２）にすると時定数ＲＣは半分（ＲＣ
／２）になっても充電時間は半分にならない。これは、
簡単に言えば、例えば抵抗値Ｒを半分（Ｒ／２）にする
と初期入力電流（Ｅ／Ｒ）が２倍（２Ｅ／Ｒ）になる結
果、半分になった時定数（ＲＣ／２）の１倍、２倍、３
倍……の時間が経った各時点の電流も２倍になってしま
い、入力電流が大体ゼロになるまでの時間が延びてしま
う、からである。このため、一定時間当たりの送出エネ
ルギーを２倍にするために充電時間を半分にするにはそ
の抵抗値Ｒを半分（Ｒ／２）より小さくして入力ピーク
電流値Ｉｍａｘを２倍を越える値（＞２Ｉｍａｘ）にし
なければならない。同様に３倍、４倍、数倍……と一定
時間当たりの送出エネルギーを増加させる時も同様であ
る。また、電源として交流電源手段を使う場合も同じ瞬
時値の電圧同士で考えるから同様である。従って、一定
時間当たりの送出エネルギーを増加させたとき、その入
力ピーク電流の大きさがその増加に比例して増えず、そ
の増加具合以上に増えてしまう。

【００２４】以上の事を数式１〜３とその計算値の表１
を用いて詳しく説明する。スイッチ１６、１７がｔ＝０
の時点で同時にターン・オンしてからの時間ｔとコンデ
ンサ５の電流ｉ（ｔ＝０の時点で電荷ゼロとする。）の
関係はよく知られており、数式１〜３それぞれに示され
る。数式１は抵抗値Ｒの場合、数式２は抵抗値（Ｒ／
２）の場合、数式３は抵抗値（Ｒ／ｎ）の場合でｎは任
意の自然数である。

【００２５】

【数１】

【００２６】

【数２】

【００２７】

【数３】

【００２８】これらの数式を用いて実際に計算した結果
を表１に示す。先程述べた通り充電電流がどれ位小さく
なった時点を充電完了とするかによって充電時間は違っ
て来るので、取敢えず抵抗値Ｒの時の初期電流（Ｅ／
Ｒ）の十分の一、百分の一、千分の一、万分の一になる
それぞれの時間を計算した。時間の単位は時定数（Ｒ
Ｃ）を用い、時定数（ＲＣ）の何倍の長さであるかで表
している。

【００２９】

【表１】

【００３０】例えば充電電流が（Ｅ／Ｒ）の十分の一に
なるまでの時間は、抵抗値Ｒの時２．３０ＲＣの充電時
間が掛かるが、その半分の１．１５ＲＣの充電時間にす
るためには、充電時間が１．５０ＲＣである抵抗値（Ｒ
／２）では無理で、充電時間が１．１３ＲＣである抵抗
値（Ｒ／３）近くまで抵抗値を小さくする必要がある。
その結果、入力ピーク電流値Ｉｍａｘは３倍近くまで大
きくなってしまう。また、例えば充電電流が（Ｅ／Ｒ）
の千分の一になるまでの時間は、抵抗値Ｒの時６．９１
ＲＣの充電時間が掛かるが、その三分の一の２．３０Ｒ
Ｃの充電時間にするためには、抵抗値（Ｒ／３）では充
電時間が２．６７ＲＣとまだ大きいので、抵抗値を（Ｒ
／３）より小さくする必要がある。その結果、入力ピー
ク電流値Ｉｍａｘは３倍より大きくなってしまう。そう
いう訳で、充電時間を短くしたとき、つまり、『一定時
間当たりの送出エネルギーを増加させたとき、その入力
ピーク電流の大きさがその増加に比例して増えず、その
増加具合以上に増えてしまう。』

【００３１】最後の第５に『インダクタンス手段を使う
と電圧を出力するためにエネルギーの損失が有る』とい
う第５の問題点が有る。（第 ５ の 問 題 点 ） 図８〜図１０に示すどの絶縁給電手段においても前述し
た通りコイル２４から出力電圧を取り出すために電圧降
下手段をコイル２４に並列接続する必要が有るが、この
電圧降下手段がエネルギーを無駄に消費してしまう。

【００３２】そこで、本発明は以下５つの特徴を持つ絶
縁給電手段を提供することを目的としている。 ａ）入力過電流防止の際にエネルギー損失をほとんどゼ
ロにすることもでき、構成が簡単で、部品点数が少な
く、動作周波数や使用温度範囲に応じた特性を持つ構成
要素を選択できる。 ｂ）入力側スイッチのターン・オン時とターン・オフ時
に電流ゼロ・スイッチングを行うことができる。 ｃ）入力側の供給電源電圧の大きさと同等以上の電圧を
出力側に供給することができる。 ｄ）一定時間当たりの送出エネルギーを増加させたと
き、その入力ピーク電流の大きさがその増加に比例して
増えるだけで済む。 ｅ）電圧を出力するためにエネルギー損失が無い。 （ 発 明 の 目 的 ）

【００３３】

【発明の開示】即ち、本発明は、２つの入力側可制御ス
イッチング手段が第１のキャパシタンス手段を挟む様に
少なくとも１つのインダクタンス手段を介して両入力端
子の間にこれらを直列接続し、２つの出力側可制御スイ
ッチング手段が前記第１のキャパシタンス手段を挟む様
に両出力端子の間にこれらを直列接続し、前記２つの入
力側可制御スイッチング手段と前記２つの出力側可制御
スイッチング手段を交互にターン・オンさせるオン制御
手段を設けた絶縁給電手段である。

【００３４】ただし、、前記両入力端子間に接続される
電源手段もしくはエネルギー供給手段としては直流電
源、ＤＣ発電機、交流電源、交流電源あるいはＡＣ発電
機と整流回路の組合せ、他の（絶縁）給電手段などが有
る。また、可制御スイッチング手段としては手動で操作
する機械的なスイッチ又は接点、リレー・スイッチ又は
リレー接点、各種トランジスタ、各種サイリスタ等が有
る。

【００３５】このことによって、前記入力側可制御スイ
ッチング手段２つがオンで、前記出力側可制御スイッチ
ング手段２つがオフのとき、前記両入力端子間に接続さ
れる電源手段もしくはエネルギー供給手段などが前記の
少なくとも１つのインダクタンス手段を介して前記第１
のキャパシタンス手段を充電し、前記入力側可制御スイ
ッチング手段２つがオフで、前記出力側可制御スイッチ
ング手段２つがオンのとき、前記第１のキャパシタンス
手段が前記両出力端子間に電圧を出力する。

【００３６】前記第１のキャパシタンス手段が充電され
る際、前記第１のキャパシタンス手段と前記「少なくと
も１つのインダクタンス手段」が直列共振回路を形成す
るので、その入力ピーク電流はその入力電源電圧とその
充電電圧との差およびその共振周波数などによって決ま
る電流ピーク値に制限される。つまり、その直列共振回
路が入力ピーク電流値を制限するのであるが、前記の少
なくとも１つのインダクタンス手段にエネルギー損失が
ほとんど無い空心コイルも使用できるので、エネルギー
損失をほとんどゼロにすることもできる。また、入力過
電流防止の際に少なくとも１つのインダクタンス手段を
用いれば良いので、構成が簡単で、部品点数が少なくて
済む。さらに、前記の少なくとも１つのインダクタンス
手段に周波数特性が良くて、使用温度範囲の広い空心コ
イル等を選択することもできる。従って、『入力過電流
防止の際にエネルギー損失をほとんどゼロにすることも
でき、構成が簡単で、部品点数が少なく、動作周波数や
使用温度範囲に応じた特性を持つ構成要素を選択でき
る』という第１の効果が本発明に有る。（第 １ の
効 果 ）

【００３７】このエネルギー損失ほとんどゼロという効
果は絶縁給電手段などの発熱量を低減させたり、放熱設
計を楽にしたり、他の構成部品の耐熱性を上げずに済ん
だり、コスト・ダウンしたり、等できるという効果に結
び付く。（付 随 効 果）

【００３８】また、前記第１のキャパシタンス手段と前
記「少なくとも１つのインダクタンス手段」が形成する
直列共振回路の共振作用により前記２つの入力側可制御
スイッチング手段がターン・オンする時とターン・オフ
する時に入力電流をゼロにすることができるので、『入
力側スイッチのターン・オン時とターン・オフ時に電流
ゼロ・スイッチングを行うことができる』という第２の
効果が本発明に有る。（第 ２ の 効 果 ）

【００３９】さらに、前記「少なくとも１つのインダク
タンス手段」によるエネルギー損失などが大きくなけれ
ば、前記第１のキャパシタンス手段との共振作用により
入力側の供給電源電圧の大きさと同等以上の電圧が前記
第１のキャパシタンス手段に充電されるので、前記第１
のキャパシタンス手段は『入力側の供給電源電圧の大き
さと同等以上の電圧を出力側に供給することができる』
という第３の効果が本発明に有る。
（ 第 ３ の 効 果 ） 特に、前記「少なくとも１つのインダクタンス手段」と
前記第１のキャパシタンス手段などの特性が理想的でエ
ネルギー損失がゼロならば、入力電源電圧の大きさ（交
流電圧等ならその瞬時値の大きさ）の２倍の電圧を出力
することができる。この第３効果は、絶縁給電の際に４
つの前記可制御スイッチング手段のオン電圧などによっ
て出力電圧が入力電源電圧以下になるのを防止するのに
役立つ上に、前記第１のキャパシタンス手段の充電エネ
ルギーは充電電圧の２乗に比例するので一定時間当たり
の送出エネルギーの増大にも役立つ。（付 随 効
果）

【００４０】それから、共振回路の周期と共振電流のピ
ーク値はエネルギー損失がゼロで、前記第１のキャパシ
タンス手段の静電容量が同じなら後で説明する数式５の
通り反比例するので、一定時間当たりの送出エネルギー
を増加させるために前記第１のキャパシタンス手段の充
電時間（＝半周期）を短くして一定時間当たりの充電回
数を増やしても、その入力ピーク電流の大きさはその送
出エネルギーの増加に比例して増えるだけである。従っ
て、『一定時間当たりの送出エネルギーを増加させたと
き、その入力ピーク電流の大きさがその増加に比例して
増えるだけで済む』という第４の効果が本発明に有る。
（ 第 ４ の 効 果 ）

【００４１】共振周期Ｔと共振電流のピーク値の大きさ
Ｉｍａｘの関係を数式４、５を用いて説明する。いま電
源電圧Ｅの直流電源（図示せず。）から抵抗値Ｒの抵
抗、インダクタンスＬのコイル（図示せず。）及び２つ
のスイッチ（図示せず。）を介してキャパシタンスＣの
コンデンサを充電する回路を考える。両前記スイッチが
ｔ＝０の時点で同時にターン・オンしてからの時間ｔと
前記コンデンサの電流ｉ（ｔ＝０の時点で電荷ゼロとす
る。）の関係はよく知られている数式４となる。

【００４２】

【数４】

【００４３】ここで、エネルギー損失ゼロ、Ｒ＝０で、
電流ピーク値の大きさＩｍａｘだけを考えれば良く、ｓ
ｉｎ（ωｔ）＝１だから、数式４は簡単に数式５とな
る。

【００４４】

【数５】

【００４５】数式５から電源電圧ＥとキャパシタンスＣ
が同じなら共振電流のピーク値の大きさＩｍａｘは共振
周期Ｔと反比例することが分かる。また、電源として交
流電源手段などを使う場合も同じ瞬時値の電圧同士で考
えるから同様な事が言える。

【００４６】そして、電圧を出力するという作用を受け
持つのは前記「少なくとも１つのインダクタンス手段」
ではなく前記第１のキャパシタンス手段であるから、
『電圧を出力するためにエネルギーの損失が無い』とい
う第５の効果が本発明に有る。（ 第 ５ の 効 果
）

【００４７】本発明が請求項２記載の絶縁給電手段に対
応する場合、２つの前記出力側可制御スイッチング手段
がオンのとき、前記第１のキャパシタンス手段が同項記
載中の「少なくとも１つのインダクタンス手段」を介し
て前記両出力端子から電圧を出力する。この場合、負荷
が容量性ならば、この容量性負荷と前記第１のキャパシ
タンス手段とその「少なくとも１つのインダクタンス手
段」が直列共振回路を形成するので、そのピーク電流は
その充電電圧とその共振周波数などによって決まる電流
ピーク値に制限されるため、『前記両出力端子間にコン
デンサ等を接続ずるとき出力過電流が流れず便利であ
る』という追加効果が有る。（ 第 １ の 追 加
効 果 ）

【００４８】尚、負荷が容量性の時この第１の追加効果
は、入力側に抵抗手段や定電流手段などを接続する場合
に対して本発明が持つ第１、第２、第５の効果と同様の
効果を、出力側に抵抗手段や定電流手段などを接続する
場合に対して本発明に持たらす。そして、請求項１記載
中の「少なくとも１つのインダクタンス手段」と請求項
２記載中の「少なくとも１つのインダクタンス手段」が
それぞれ全く同じものである場合も有るし、両者の一部
が同じものである場合も有るし、両者が全く違う場合も
有るし、あるいは、一部同じものを共有する場合も有
る。

【００４９】本発明が請求項４、７〜１０のいずれか１
項に記載の絶縁給電手段など対応する場合、前記第１の
キャパシタンス手段の同じ側に接続される前述した入力
側、出力側可制御スイッチング手段それぞれの役割を同
項記載中の各非可制御スイッチング手段が果たすので、
その分それぞれの駆動回路などが必要無くなるので、部
品点数が少なくなり、その構成が簡単になる、という追
加効果が有る。（ 第 １ の 追 加 効 果 ） 但し、『各入力端子と各出力端子の間の電位差は常に、
同一方向に直列接続した２つの前記非可制御スイッチン
グ手段に同時に順方向電圧が印加されない電位差でなけ
ればならない』という条件付きである。つまり、２つの
前記非可制御スイッチング手段が同時にオンとならない
様に、少なくとも一方に逆電圧が常に印加される様に各
入力端子は各出力端子より電位が高いか低くなければな
らない。尚、非可制御スイッチング手段としてはダイオ
ード、ＰＮ接合、逆印加電圧の大きさがそのツェナー電
圧未満の場合のツェナー・ダイオード、コレクタとベー
スを接続したバイポーラ・トランジスタ、２端子のセレ
ン整流器、図９８〜図９９各図に示すＭＯＳ・ＦＥＴの
内蔵ダイオードを利用したもの、図１００〜図１０１各
図に示す「ＭＯＳ・ＦＥＴのバックゲートとドレイン、
ソースそれぞれの間を導通させず、印加電圧によってゲ
ート順、逆バイアスするもの」等が有る。

【００５０】本発明が請求項６又は１０記載の絶縁給電
手段などに対応する場合、「前記両出力端子の間に接続
される負荷などが誘導性負荷の時または直列に誘導性成
分を持つ負荷の時などでこの負荷などに」または「請求
項２又は８記載中の少なくとも１つのインダクタンス手
段を介して負荷などに」前記第１のキャパシタンス手段
が前記両出力端子から電力を放出した後、前記第１のキ
ャパシタンス手段が逆向きに充電されない様に請求項６
又は１０記載中の非可制御スイッチング手段が阻止する
ので、『出力側からエネルギーが逆流することは無く、
エネルギー送出効率が上がる』という追加効果が有る。
（ 第 ２ の 追 加 効 果 ）

【００５１】本発明が請求項１１記載の絶縁給電手段な
どに対応する場合、複数の絶縁給電手段の全てが電圧極
性を揃えて入力端子側も出力端子側も並列接続されるの
で、『−定時間当たりの送出エネルギーを増加させるこ
とができる』という追加効果が有る。
（ 第 ３ の 追 加 効 果 ）

【００５２】本発明が請求項１３記載の絶縁給電手段な
どに対応する場合、所定数の絶縁給電手段がほぼ半分ず
つ交互に電圧を出力するので、『出力電圧、電流のリッ
プルが小さくなる』という追加効果が有る。（ 第 ４
の 追 加 効 果 ）

【００５３】本発明が請求項１４記載の絶縁給電手段な
どに対応する場合、所定数の絶縁給電手段が順番に１つ
ずつ繰り返し電圧を出力するので、『その所定数が多け
れば多いほど出力電圧、電流のリップルがさらに小さく
なる』という追加効果が有る。
（ 第 ５ の 追 加 効 果 ）

【００５４】本発明が請求項１５記載の変圧手段などに
対応する場合、複数の絶縁給電手段の全てが入力端子側
は電圧極性を揃えて並列接続され、出力端子側は電圧方
向を揃えて直列接続されるので、『変圧器の様に電圧を
昇圧することもできるし、電源電圧、電源電流と負荷電
圧、負荷電流などをマッチングさせることもできる』と
いう追加効果が有る。 （ 第 ６ の
追 加 効 果 ）

【００５５】本発明が請求項１７記載の変圧手段などに
対応する場合、複数の絶縁給電手段の全てが入力端子側
は電圧方向を揃えて直列接続され、出力端子側は電圧極
性を揃えて並列接続されるので、『変圧器の様に電圧を
降圧することもできるし、電源電圧、電源電流と負荷電
圧、負荷電流などをマッチングさせることもできる』と
いう追加効果が有る。 （ 第 ７ の
追 加 効 果 ）

【００５６】

【発明を実施するための最良の形態】本発明をより詳細
に説明するために以下添付図面に従ってこれを説明す
る。図１の実施例は、請求項１記載の絶縁給電手段など
に対応し、例えば直流電源１（もしくは交流電源と整流
回路の組合せ等でも構わない。）と一方のダイオード１
０が接続されていれば請求項６記載の絶縁給電手段など
に対応する。次の通り図１に示す各構成要素が前述した
各構成要素などに相当する。 ａ）リレー９のブレイク接点２、３が前述した２つの入
力側可制御スイッチング手段に。 ｂ）コンデンサ５が前述した第１のキャパシタンス手段
に。 ｃ）３つのコイル４が前述した「少なくとも１つのイン
ダクタンス手段」に。 ｄ）入力端子ｔ１、ｔ２が前述した両入力端子に。 ｅ）リレー９のメイク接点６、７が前述した２つの出力
側可制御スイッチング手段に。 ｆ）出力端子ｔ３、ｔ４が前述した両出力端子に。 ｇ）リレー９の電磁コイル８等が前述したオン制御手段
に。 ｈ）直流電源１が請求項６記載中の電源手段に。 ｉ）ダイオード１０が請求項６記載中の非可制御スイッ
チング手段に。

【００５７】図１右側に示す平滑回路が接続されるとき
スイッチ１４とダイオード１２が有る場合、スイッチ１
４とメイク接点６、７を同期オン制御すれば、コンデン
サ５の全充電エネルギーをコイル１３を介してコンデン
サ１５に供給することができる。例えば、後述する図３
９や図４０の各実施例の様にスイッチ１４をメイク接点
にしてこのメイク接点を電磁コイル８等で駆動するので
ある。

【００５８】尚、コイル４は２つ又は１つでも構わない
から、どれか１つのコイル４の両端又はどれか２つのコ
イル４の各両端を短絡してからその１つ又は２つのコイ
ル４を取り外すことができる。また、２つのブレイク接
点と２つのメイク接点を正反対に入れ換えて入力側をメ
イク接点に、出力側をブレイク接点にしても構わない。
この場合、さらにスイッチ１４も電磁コイル８で駆動す
るブルイク接点などにすることも考えられる。さらに、
リレー９の代わりにブレイク接点とメイク接点を２つず
つ持ち、手動で各オン、オフを操作する機械的なスイッ
チを使うこともできる。この場合、その機械的なスイッ
チが前述したオン制御手段も兼ね、同様に両ブレイク接
点と両メイク接点を正反対に入れ換えても構わない。あ
るいは、後述する図１４、図１５両図や図１６や図１
８、図１９両図それぞれに示す各実施例などの様に両入
力側、両出力側可制御スイッチング手段それぞれを半導
体スイッチで１つずつ置き換え、これらを交互にオン制
御するオン制御手段を設けることも可能である。それか
ら、各ダイオード１０が接続されていなければ、両入力
端子と両出力端子の入れ換えが可能で、入、出力が可逆
的になる。

【００５９】図１１の実施例は、図１の実施例を利用し
てその両出力端子の電位を直流電源１の電源電圧分持ち
上げて電圧出力する実施例である。

【００６０】図１２の実施例は、請求項３又は５記載の
絶縁給電手段などに対応し、例えば直流電源１とダイオ
ード１０が接続されていれば請求項６記載の絶縁給電手
段などにも対応し、２つの切換え接点を持つリレー２６
を使っている。図１２右側の平滑回路が接続される場
合、リレー２６が第３の切換え接点などを持っていれば
これを図１２に示す通りスイッチ２７に用いることも可
能である。尚、コイル４はどちらか１つでも構わない。
また、リレー２６の代わりに２つ又は３つの切換え接点
を手動で同時に操作する機械的なスイッチング手段を使
うこともできる。

【００６１】図１３の実施例は、請求項３又は５記載の
絶縁給電手段などに対応し、４端子の切換え接点２８を
２つ手動で同期して切り換える機械的なスイッチング手
段を使っている。この場合、入、出力間の絶縁をより完
全にするためにコンデンサ５が両入、出力端子どちら側
にも接続されない、フローティング状態のスイッチング
状態が有る。コイル４は図１２の実施例の様に２つにし
ても構わないし、あるいは、図１２右側に示す様な平滑
回路を接続しても構わない。

【００６２】図１４〜図１５両図に示す実施例では接続
端子ｃｔ１〜ｃｔ８は同じ符号同士がそれぞれ接続され
る。絶縁パルス・トランス２個が必要となるが、電力用
絶縁変圧器を直接使用する場合に比べて各電力容量や各
電流容量や各大きさ等が小さくて済むので、これはこれ
で意義が有る。図１５の中央部に示す無安定マルチバイ
ブレータの発振と停止をトランジスタ２９等が信号入力
端子３０に入力される発振・停止信号に基づいて制御す
る。図１５両側に示す両微分回路が前記無安定マルチバ
イブレータの正出力（図左）、補出力それぞれの立ち下
がりを捕らえ、各絶縁パルス・トランスを介して一定時
間毎に交互にトリガー信号を出力する。このトリガー信
号の立下りによって一番最後のトリガー・タイミングが
早くなってしまわない様に図１５右側のトリガー信号が
出力された時トランジスタ２９がターン・オフする様に
なっている。そのために、トランジスタ２９の入力部は
ＯＲ回路になっており、発振・停止信号と補出力信号が
それに入力されている。尚、各トリガー間隔はコンデン
サ５とコイル４の共振周期の半分以上に設定される。ま
た、コイル４の接続位置はどちらか一方の「図左側の入
力端子と入力側サイリスタの間」でも良い。（参考：特
開昭６２−２１７０１７号の第５図）

【００６３】図１６に示す実施例はＭＯＳ・ＦＥＴとダ
イオードを直列接続した１方向性の可制御スイッチング
手段４つを用いた絶縁給電手段である。図中６９は絶縁
駆動手段（例：フォト・カプラー、パルス・トランス、
圧電トランス等。参考：末尾記載の先行技術のリス
ト。）、５９と６０はＡＮＤ回路、６１はＴ型のフリッ
プ・フロップ、６２は単安定マルチバイブレータ、６３
は発振回路である。図１７にその各部動作波形を示し、
その回路構成は次の通りである。図左側の入力側両ＭＯ
Ｓ・ＦＥＴと図右側の出力側両ＭＯＳ・ＦＥＴの同時オ
ンを防止するために、発振回路６３の出力信号からフリ
ップ・フロップ６１によって正出力信号Ｑ、補出力信号
バーＱを形成し、発振回路６３の出力信号から単安定マ
ルチバイブレータによって同時オン防止用に各スイッチ
切換わり時に各ターン・オフ・タイム以上の期間を確保
する休止期間信号を形成する。さらに、正出力信号Ｑと
休止期間信号からＡＮＤ回路５９によって入力側両ＭＯ
Ｓ・ＦＥＴのゲート信号を形成し、補出力信号バーＱと
休止期間信号からＡＮＤ回路６０によって出力側両ＭＯ
Ｓ・ＦＥＴのゲート信号を形成している。尚、各オン期
間はコンデンサ５とコイル４の共振周期の半分かそれ以
上に設定される。また、コイル４の接続位置はどちらか
一方の「入力端子と上記１方向性可制御スイッチング手
段の間」でも良い。（参考：特公昭４９−２１８４９
号）

【００６４】図１８、図１９両図に示す実施例は本発明
者が考え出した１方向性絶縁型スイッチング回路４つを
応用して組み合わせた絶縁給電手段である。図中ａ〜ｄ
は同じ符号同士の導線がそれぞれ接続される。（参照：
図８５〜図９７の各種絶縁型スイッチング回路、特開平
６−１９６９９１号、特開平７−３０７６５４号。） 例えば、その１つの１方向性絶縁型スイッチング回路は
トランジスタ３１〜３５、４つのダイオード３６及びコ
ンデンサ３７等によって構成される。その動作は次の通
りである。４つのダイオード３６それぞれは逆導通型の
トランジスタ３１〜３４それぞれの逆導通を阻止する。
先ず、トランジスタ３４がオンの時トランジスタ３３も
オンであるから、トランジスタ３３のドレイン電流がコ
ンデンサ３７を通ってトランジスタ３２、３１、３５を
同時に逆バイアスするので、コンデンサ３７は充電さ
れ、トランジスタ３１、３２、３５はオフである。この
ため、その両スイッチ端子（図１８左上側の入力端子と
コイル４に接続された端子）間はオフで、各スイッチ端
子と直流電源３８等の間は絶縁状態である。一方、トラ
ンジスタ３４がオフの時トランジスタ３３もオフである
から、トランジスタ３１、３２のオン、オフに関係無く
各スイッチ端子と直流電源３８等の間は絶縁状態であ
る。その結果、オン、オフ切換え時の漏洩電流やドレイ
ン・ソース間静電容量などによる漏洩電流を無視すれ
ば、各スイッチ端子と直流電源３８等の間は常に絶縁状
態である。トランジスタ３３、３４がオフのときコンデ
ンサ３７がトランジスタ３５等を介してトランジスタ３
１、３２を順バイアスするので、トランジスタ３１、３
２はオンで、その両スイッチ端子間もオンである。

【００６５】同様に他の３つの１方向性絶縁型スイッチ
ング回路についても同じである。ただし、入力側（図１
８左側）２つの１方向性絶縁型スイッチング回路はトラ
ンジスタ３３、３４等の回路部分を共通化しており、出
力側（図１８右側）についても同様である。（その回路
部分を共通化せずに別々に制御しても良いが部品点数が
多くなってしまう。）そして、スライド式の切換えスイ
ッチ１０１が入力側、出力側スイッチング回路を２つず
つオン、オフ制御するが、切換えスイッチ１０１の少な
くとも１組の接点が常にオンになっているので、入力
側、出力側１方向性絶縁型スイッチング回路が同時にオ
ンになることは無く、入力・出力間の絶縁は保たれる。
尚、コイル４の接続位置はどちらか一方の「図１８左側
の入力端子と入力側１方向性絶縁型スイッチング回路の
スイッチ端子の間」でも良い。また、両入力端子間に接
続する電源として直流電源３８を用いて共通化しても良
いし、別の直流電源もしくは交流電源を用いても良い。

【００６６】図１８、図１９両図に示す実施例において
図１９の回路部を図２０の回路で置き換えた実施例もま
た可能である。図２０中の１００は切換えスイッチング
回路で、例えば図１６ほぼ下半分で発振回路６３、単安
定マルチバイブレータ６２、フリップ・フロップ６１及
びＡＮＤ回路５９、６０が構成する回路部が有り、ＡＮ
Ｄ回路５９、６０の各出力信号に従って図２０中のトラ
ンジスタ３９、４０が動作する。あるいは、切換えスイ
ッチング回路１００を図２１に示すリング・カウンター
を応用した制御回路で構成することもできる。

【００６７】図２１の制御回路の動作は次の通りであ
る。パワー・オン・リセット回路など（図示せず。）か
ら入力される初期化パルスによってフリップ・フロップ
７０〜７３のＱは［１、０、０、０］に初期化され、そ
の後発振回路など（図示せず。）から入力されるクロッ
ク・パルスによってフリップ・フロップ７０〜７３のＱ
は１クロック・パルス毎に［０、１、０、０］、［０、
０、１、０］、［０、０、０、１］、［１、０、０、
０］……という具合に［１］がリング状に接続されたフ
リップ・フロップ７０〜７３を順々に巡って行く。
［１、０、０、０］のとき図２０中のトランジスタ３９
がオン制御され、［０、０、１、０］のとき図２０中の
トランジスタ４０がオン制御され、そして、［０、１、
０、０］又は［０、０、０、１］のとき図２０中のトラ
ンジスタ３９、４０はオフ制御される。尚、フリップ・
フロップ７０の出力ではなくフリップ・フロップ７１の
出力をバッファー５７に入力し、フリップ・フロップ７
２の出力ではなくフリップ・フロップ７３の出力をバッ
ファー５８に入力しても構わない。

【００６８】図１８、図１９両図に示す実施例におい
て、あるいは、図１８、図２０両図に示す実施例におい
て、図１８の回路部を図２２の回路で置き換えた実施例
もまた可能である。コンデンサ３７やコイル４等の接続
位置が違っているだけである。

【００６９】図２３〜図３５各図に示す１方向性スイッ
チング手段の各構成例はどれも図１９又は図２０の回路
部と組み合わせると１方向性絶縁型スイッチング回路に
なるので、図２３〜図３５に示すいずれか４つの１方向
性スイッチング手段（同じ４つでも、一部違う４つで
も、全部違う４つでも良い。）を図１８又は図２２の回
路部に有る同様の１方向性スイッチング手段４つの代わ
りに使うことができる。

【００７０】図２４の１方向性スイッチング手段ではト
ランジスタ３１、３２の逆バイアス時にコンデンサ３７
とトランジスタ３１、３２の両ゲート間が並列関係に有
るため、図１９、図２０中に示す直流電源３８の電圧が
ある程度大きければ、万一変動しても図１８又は図２２
の回路部の様にコンデンサ３７と両ゲート間が直列接続
される場合と違いトランジスタ３１、３２の両ゲート逆
バイアス電圧は変化せず一定で、その電圧変動の影響を
受け難い、という利点が有る。（参考：特開平５−３０
４４５４号、実願平５−６６１６５号、特開平８−３３
３４８号）

【００７１】図２６の１方向性スイッチング手段ではノ
ーマリィ・オン型のトランジスタ４１、４２を用い、ゲ
ート電圧ゼロでオン制御を行うので、順バイアス用のコ
ンデンサ等は要らない。ノーマリィ・オンのＰ型、Ｎ型
トランジスタを後述する図６４の回路部の様にゲート電
圧ゼロでオン制御した１方向性スイッチング手段も有
る。尚、図２６、図６４各図に示す各１方向性スイッチ
ング手段においてＰチャネル、Ｎチャネルの各ノーマリ
ィ・オン型ＭＯＳ・ＦＥＴの代わりにそれと制御電極の
逆バイアス電圧極性が同じであるノーマリィ・オンの可
制御スイッチング手段なら接合型ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＳＩ
サイリスタなど何でも使用できる。

【００７２】図２７、図２８各図に示す各１方向性スイ
ッチング手段では順バイアス用にコイル４３を用いてい
る。図２７の１方向性スイッチング手段において抵抗４
４によるエネルギー消費を改善するために、図２８の１
方向性スイッチング手段ではトランジスタ４５等が形成
するスイッチング手段を用いている。

【００７３】図２９〜図３２各図に示す各１方向性スイ
ッチング手段では順バイアス用にコンデンサ３７と１つ
又は２つのコイル４３を用いている。そして、図３５に
示す１方向性スイッチング手段ではオン制御時に２つの
コンデンサの直列回路が両ＩＧＢＴをゲート順バイアス
する。尚、図２３〜図２５、図２７〜図３５各図に示す
各１方向性スイッチング手段においてＰチャネル、Ｎチ
ャネル型の各ＳＩＴ、各ＭＯＳ・ＦＥＴもしくは各ＩＧ
ＢＴ等の代わりにそれと制御電極の逆バイアス電圧極性
が同じである可制御スイッチング手段ならノーマリィ・
オン、ノーマリィ・オフに関係無く何でも使うことがで
きる。例えば、Ｐチャネル、Ｎチャネル型の各ＩＧＢ
Ｔ、各接合型ＦＥＴ、各ＳＩＴあるいは各ＳＩサイリス
タである。

【００７４】図３３〜図３４各図に示す各１方向性スイ
ッチング手段ではプラス・ゲート（カソード・ゲート）
のサイリスタとマイナス・ゲート（アノード・ゲート）
のサイリスタを使用している。ダイオード４６を接続
し、コンデンサ３７の静電容量を小さくすれば、前記両
サイリスタは逆バイアスされず、トリガー・パルスによ
るオン制御のみとなるので、そのオン期間は両サイリス
タの自己保持作用とその通流電流の大きさ次第になる。
各サイリスタはノーマリィ・オフの普通のサイリスタで
もＧＴＯサイリスタでもＳＩサイリスタでも構わない。
図３３の実施例ではダイオード４６が無ければ各サイリ
スタはノーマリィ・オン型でも構わない。

【００７５】図３６、図１９両図あるいは図３６、図２
０両図それぞれに示す各実施例は、本発明者が考え出し
た双方向性絶縁型スイッチング回路４つを応用した双方
向性の絶縁給電手段で、コンデンサ５を双方向に充電で
きる。図中ａ〜ｄは同じ符号同士の導線がそれぞれ接続
される。１方向性と双方向性の違いは有るが、図１８、
図１９両図に示す１方向性の絶縁給電手段と同じ様なス
イッチング動作をする。尚、コイル４の接続位置はどち
らか一方の「図３６左側の入力端子と入力側双方向性絶
縁型スイッチング回路のスイッチ端子の間」でも良い。
また、両出力端子側から両入力端子側へも給電可能で、
双方向に給電することができる。（参照：後述の図８
８、図８９、図９４〜図９７各図に示す双方向性絶縁型
スイッチング回路、特開平６−１９６９９１号、特開平
７−３０７６５４号。）

【００７６】図３７の双方向性スイッチング手段はダイ
オード・ブリッジ接続型整流回路を利用したものであ
り、図３８の双方向性スイッチング手段は２つの１方向
性スイッチング手段を逆並列接続したものである。どち
らも図１９又は図２０の回路部などと組み合わせると双
方向性絶縁型スイッチング回路になるので、図３７の双
方向性スイッチング手段、図３８の双方向性スイッチン
グ手段、「図２３〜図３５に示すいずれか２つの１方向
性スイッチング手段（同じ２つでも、違う２つでも良
い。）を逆並列接続したもの」のいずれか４つ（同じ４
つでも、一部違う４つでも、全部違う４つでも良い。）
を図３６の回路部に有る同様の双方向性スイッチング手
段４つの代わりに使うことができる。

【００７７】図３９、図４０の各実施例は、請求項４又
は７記載の絶縁給電手段などに対応し、ブレイク接点１
つとメイク接点１つを持つリレー４９を使用し、ダイオ
ード４７、４８が請求項４又は７記載中の２つの非可制
御スイッチング手段に相当する。ダイオード４７、４８
が同時にオンとならない様な大きさの電位差を入力端子
ｔ１７・出力端子ｔ１９間、入力端子ｔ２２・出力端子
ｔ２４間それぞれに印加しておく必要が有る。その電位
差は変動しても良く、一定である必要は無い。

【００７８】具体的には言えば図３９の実施例の場合ダ
イオード４７両側２つのコイル４の電圧の和は、入力端
子ｔ１７・ｔ１８間に接続される電源の最大電圧のプラ
ス３分の２からマイナス３分の２まで変化するとする
と、その最大電圧の３分の２以上の電圧を入力端子ｔ１
７・出力端子ｔ１９間に逆方向に印加する必要が有る。
これは、３つ有るコイル４のうち２つが入力端子ｔ１７
・出力端子ｔ１９間に接続され、３つのコイル４の電圧
和が電圧ゼロを中心にその電源電圧（交流ならその時の
瞬時値電圧）から反転してその電源電圧の逆電圧まで振
動する、からである。同様に図４０の実施例の場合３つ
有るコイル４のうち１つがダイオード４７、４８と共に
入力端子ｔ２２・出力端子ｔ２４間に接続されているか
ら、例えば、入力端子ｔ２１・ｔ２２間に接続される電
源の最大電圧の３分の１以上の電圧を入力端子ｔ２２・
出力端子ｔ２４間に逆方向に印加する必要が有る。

【００７９】尚、図３９、図４０各図右側の平滑回路が
各実施例に接続される場合、スイッチ１４を図示する様
にリレー４９で駆動することが考えられる。また、図３
９、図４０の各実施例においてコイル４は２つ又は１つ
でも構わないから、どれか１つのコイル４の両端又はど
れか２つのコイル４の各両端を短絡してからその１つ又
は２つのコイル４を取り外すことができる。さらに、ブ
レイク接点とメイク接点を正反対に入れ換えて入力側を
メイク接点、出力側をブレイク接点にしても構わない。
この場合、さらにスイッチ１４もリレー４９で駆動され
るブレイク接点などにすることも考えられる。それか
ら、リレー４９の代わりに１つのブレイク接点と１つ又
は２つのメイク接点を手動で同時に操作する機械的なス
イッチング手段を使うこともできる。この場合その機械
的なスイッチング手段が前述したオン制御手段も兼ね、
同様にブレイク接点とメイク接点を正反対に入れ換えて
も構わない。又は、「図１４、図１５両図」、図１６、
「図１８、図１９両図」それぞれに示す各実施例などの
様に入力側、出力側可制御スイッチング手段それぞれを
半導体イッチで１つずつ置き換え、これらを交互にオン
制御する図１５、図１６下半分、図１９各図に示す様な
各オン制御手段を設けることも可能である。

【００８０】図４１の実施例は、図３９の実施例を利用
してその両出力端子の電位を直流電源１の電源電圧分持
ち上げて電圧出力する実施例である。

【００８１】図４２〜図４４の各実施例は、請求項９記
載の絶縁給電手段などに対応し、手動式の切換えスイッ
チ２１又は切換え接点を持つリレー５０を使っている。
図４３、図４４各図右側の平滑回路が接続される場合、
スイッチ１４をリレー５０で駆動することが考えられ
る。尚、図４２〜図４３の各実施例においてコイル４を
図４４の実施例の様に２つにしても横わないし、逆に図
４４の実施例において図４２又は図４３の実施例の様に
コイル４はどちらか１つでも構わない。また、図４２の
実施例において切換えスイッチ２１の代わりにリレー５
０を使っても構わないし、図４３〜図４４の各実施例に
おいてリレー５０の代わりに切換えスイッチ２１を使っ
ても構わない。さらに、図４２〜図４４の各実施例にお
いて切換えスイッチ２１又はリレー５０の切換え接点の
代わりに「図２３〜図３５に示す１方向性スイッチング
手段のいずれか２つ（同じ２つでも、違う２つでも良い
が。）を同じ向きに直列接続した１方向性３端子スイッ
チング手段とこれらを制御する図１９又は図２０の回路
部の組合せ」あるいは「図８５〜図９７に示す１方向性
もしくは双方向性の絶縁型スイッチング回路のいずれか
２つ（同じ２つでも、違う２つでも良いが。）をスイッ
チ端子の所で（同じ向きに）直列接続した３端子絶縁型
スイッチング回路」を使うことが考えられる。

【００８２】図４５の実施例は、図４２の実施例におい
て切換えスイッチ２１の代わりに図１１６の実施例と同
様にフォト・カプラーの出力ＭＯＳ・ＦＥＴ２つを直列
接続した３端子スイッチング回路を用いている。バッフ
ァー５７、５８を使用しているが、各部の動作波形は図
１７の各部動作波形と同じである。

【００８３】図４６〜図４９に示すいずれか１つの回路
部と前述した図１９、図２０に示すどちらか１つの回路
部を組み合わせた実施例もまた可能である。図中ａ〜ｄ
は同じ符号同士の導線がそれぞれ接続される。尚、コイ
ル４の数と接続位置に関しては今まで述べて来た通りい
くつかの変更ができる。また、前述した図１８の回路部
の場合と同様に図２３〜図３５に示すいずれか２つの１
方向性スイッチング手段（同じ２つでも違う２つでも良
い。）を図４６〜図４９のいずれか１つに示す回路部中
に有る同様の１方向性スイッチング手段２つの代わりに
使用できる。

【００８４】図５０の実施例は、請求項２記載の絶縁給
電手段などに対応し、例えば直流電源１とダイオード１
０が接続されていれば請求項６記載の絶縁給電手段など
に対応する。２つのコイル４とコイル５１が前述した入
力側の「少なくとも１つのインダクタンス手段」に相当
し、コイル５１と２つのコイル５２が請求項２記載中の
出力側の「少なくとも１つのインダクタンス手段」に相
当する。従って、コイル５１は両方に共通して相当す
る。出力端子ｔ２５・ｔ２６間にコンデンサ１５や容量
性負荷など（図示せず。）を接続する場合、コイル５１
と２つのコイル５２がエネルギー損失無く出力過電流が
流れるのを防止することができる。

【００８５】図５１〜図５３の各実施例も請求項２記載
の絶縁給電手段などに対応する。図５１の実施例では入
力側、出力側ともにコイル数は２で、図５２の実施例で
は入力側、出力側ともにコイル数は１で、図５３の実施
例では入力側、出力側ともにコイル１つを共有してい
る。図５１〜図５３の各実施例において「両メイク接点
と両ブレイク接点」の代わりに「図１４、図１５両
図」、図１６、「図１８、図１９両図」等に示す様に半
導体スイッチで１つずつ置き換え、これらを交互にオン
制御するオン制御手段を設けた実施例もまた可能であ
る。

【００８６】図５４の実施例は、図５３の実施例を利用
してその両出力端子の電位を直流電源１の電源電圧分持
ち上げて電圧出力する実施例である。

【００８７】図５５、図５６の各実施例は、「２つの絶
縁給電手段のうち、一方の各出力端子を他方の各入力端
子に接続し、一方の出力側可制御スイッチング手段２つ
１組と他方の入力側可制御スイッチング手段２つ１組を
共通化して２つ１組にまとめた絶縁給電手段」である。
同時に入力電流と出力電流を流すことができる。

【００８８】図５７〜図６０の各実施例は請求項２、３
又は５記載の絶縁給電手段などに対応する。図５７の実
施例では入力側、出力側ともにコイル数３で、コイル４
を１つ共有し、図５８の実施例では入力側、出力側とも
にコイル数２で、図５９の実施例では入力側、出力側と
もにコイル数１で、図６０の実施例では入力側、出力側
ともにコイル４を１つ共有する。各実施例では切換え接
点を２組持つリレーの代わりに２組の切換え接点を手動
で同時操作する機械的スイッチを使用できる。

【００８９】図６１、図１５両図に示す実施例は前述し
た図１４、図１５両図に示す実施例と同様の動作をする
絶縁給電手段である。接続端子ｃｔ１〜ｃｔ８は同じ符
号同士がそれぞれ接続される。２個の絶縁パルス・トラ
ンスが必要となるが、電力用の絶縁変圧器を直接使用す
る場合に比べて各電力容量や各電流容量や各大きさ等が
小さくて済むので、これはこれで意義が有る。

【００９０】図６２の実施例は前述した図１６の実施例
の様にＭＯＳ・ＦＥＴとダイオードを直列接続した１方
向性可制御スイッチング手段４つを用いた絶縁給電手段
で、図１６の実施例と同様の動作をする。図中６９は絶
縁駆動手段、５９、６０はＡＮＤ回路、６１はＴ型のフ
リップ・フロップ、６２は単安定マルチバイブレータ、
６３は発振回路である。その各部動作波形は図１７に示
すそれと同じである。

【００９１】「図６３、図１９両図」、「図６３、図２
０両図」、「図６４、図１９両図」、「図６４、図２０
両図」それぞれに示す各実施例もまた可能である。各図
中ａ〜ｄは同じ符号同士の導線がそれぞれ接続される。
図２３〜図３５に示すいずれか４つの１方向性スイッチ
ング手段（同じ４つでも、一部違う４つでも、全部違う
４つでも良い。）を図６３又は図６４の回路部中に有る
同様の１方向性スイッチング手段４つの代わりに使うこ
とができる。これらの実施例は「図１８、図１９両
図」、「図１８、図２０両図」それぞれに示す各実施例
と同様に動作する。

【００９２】「図６５、図１９両図」、「図６５、図２
０両図」それぞれに示す各実施例もまた可能である。各
図中ａ〜ｄは同じ符号同士の導線がそれぞれ接続され
る。図３７〜図３８に示すいずれか２つの１方向性スイ
ッチング手段（同じ２つでも、違う２つでも良い。）を
図６５の回路部中に有る同様の双方向性スイッチング手
段４つの代わりに使うことができる。これらの実施例は
「図３６、図１９両図」、「図３６、図２０両図」それ
ぞれに示す各実施例と同様に動作する。

【００９３】図６６、図６７両図に示す実施例では本発
明者が考え出した制御方式（本発明者はターン・オフ・
トリガー方式と呼ぶが。）を用いた絶縁給電手段であ
る。サイリスタ８０、８１両方のターン・オフがサイリ
スタ８２、８３の各トリガーの引き金になり、サイリス
タ８２、８３両方のターン・オフがサイリスタ８０、８
１の各トリガーの引き金になる。すなわち、サイリスタ
８０、８１がどちらもオンでなくなった時サイリスタ８
２、８３がトリガーされ、サイリスタ８２、８３がどち
らもオンでなくなった時サイリスタ８０、８１がトリガ
ーされる。そのために、各直流電源８６、各トランジス
タ８４及び各ダイオード３６、８５等が構成する各オン
・オフ検出回路がサイリスタ８０〜８３それぞれのオ
ン、オフを検出する。ただし、各ダイオード８５の電流
がサイリスタ８０〜８３それぞれをラッチ・アップ、つ
まり、オンしっ放しにしない様にその電流値は各保持電
流値より（充分に）小さく設定される。（参考：特開昭
６２−５０１９号、国際出願 ＷＯ ８８／０１８０４
〜５号、特開平１−１１７４１６号。）

【００９４】その動作は以下の通りである。最初サイリ
スタ８０〜８３はオフだから、各トランジスタ８４、フ
ォト・カプラーＰＣ１〜ＰＣ４及びトランジスタ９１、
９４〜９６もオフである。ここで入力端子９０に入力さ
れる起動・停止信号が立ち上がると、トランジスタ９
２、９３がターン・オンし、パルス・トランス８７を介
してサイリスタ８０、８１をトリガーするので、サイリ
スタ８０、８１がターン・オンする。すると、図６６上
側の両入力端子間に接続される例えば直流電源（図示せ
ず。）がコイル４を介してコンデンサ５を充電する。こ
の時、パルス・トランス８７の励磁インダクタンス（も
しくは相互インダクタンス）が小さいため、その磁束は
直ぐに飽和し、そのトリガー動作はパルス的になり、そ
の充電完了前にそのトリガー動作は終了するので、コン
デンサ５を充電完了後にサイリスタ８０、８１はその主
電流が保持電流以下になるため自然にターン・オフす
る。

【００９５】サイリスタ８０、８１がオンの間フォト・
カプラーＰＣ１又はＰＣ２がトランジスタ９４〜９６を
オンに保ち、パルス・トランス８８を励磁するが、サイ
リスタ８０、８１がどちらもオンでなくなると、フォト
・カプラーＰＣ１、ＰＣ２とトランジスタ９４〜９６が
ターン・オフするため、パルス・トランス８８はその励
磁エネルギーによってサイリスタ８２、８３をトリガー
し、ターン・オンさせる。すると、コンデンサ５がコイ
ル４を介して図６６下側の両出力端子間に接続される負
荷（図示せず。）にエネルギーを供給する。この時、パ
ルス・トランス８８の励磁インダクタンスが小さいた
め、その励磁エネルギーは直ぐに放出し切り、そのトリ
ガー動作はパルス的になり、コンデンサ５の放電完了前
にそのトリガー動作は終了するので、コンデンサ５を放
電完了後にサイリスタ８２、８３はその主電流が保持電
流以下になるため自然にターン・オフする。

【００９６】サイリスタ８２、８３がオンの間その起動
・停止信号がまだハイ・レベルであれば、フォト・カプ
ラーＰＣ３又はＰＣ４がトランジスタ９１を通じトラン
ジスタ９２〜９３をオフに保つので、パルス・トランス
８７はその励磁エネルギーを放出して次のトリガー動作
に備える。サイリスタ８２、８３どちらもオンでなくな
り、フォト・カプラーＰＣ３、ＰＣ４と共にトランジス
タ９１がターン・オフする時その起動・停止信号がまだ
ハイ・レベルであれば、トランジスタ９２〜９３が再び
ターン・オンし、今まで述べた事が繰り返される。以後
その起動・停止信号がハイ・レベルである限り同じ事が
繰り返され、この回路は発振する。一方、サイリスタ８
２、８３がどちらもオンでなくなり、フォト・カプラー
ＰＣ３、ＰＣ４と共にトランジスタ９１がターン・オフ
する時その起動・停止信号がロー・レベルであれば、ト
ランジスタ９２〜９３はオフのままで、発振は停止す
る。

【００９７】尚、入力端子９０に図６７の様にＳＵＳ
（シリコン・ユニラテラル・スイッチ）を接続し、直流
電源８９の代わりに直流電源８９と電源スイッチの直列
回路を接続すれば、その電源スイッチのオンによって電
源線の電圧が所定値に達すると、この回路を自動的に発
振させる様にできる。また、各オン・オフ検出回路を利
用すれば、サイリスタ８０、８１どちらか一方がオンで
ある限りサイリスタ８２、８３がトリガーされない様に
サイリスタ８２、８３の各ゲート・カソード間を短絡し
たり、逆バイアスしたり、してサイリスタ８０、８１と
サイリスタ８２、８３の同時オンを防止することができ
る。同様にサイリスタ８２、８３どちらか一方がオンで
ある限りサイリスタ８０、８１がトリガーされない様に
もできる。さらに、使用サイリスタの特性によってはタ
ーン・オフ時のアノード・カソード間電圧波形がきれい
に立ち上がらず、各サイリスタの正確なターン・オフを
検出できない場合が有るので注意を要する。この場合各
直流電源８６の電圧を充分に大きくし、各トランジスタ
８４がオン、オフするアノード・カソード間電圧のしき
い値を大きく設定する等すれば改善できる。それから、
サイリスタのオフ時の漏洩電流が温度によって増加する
ため、それがオフ状態であるにもかかわらずオン状態を
検出してしまうことにも要注意である。（参考：特開昭
５８−８１３３２号、ＷＯ ８７／０４５７５号、ＷＯ
８８／０１８０４〜５号、特開平１−１１７４１６
号、特開平６−８２４９７号、特開平８−１５３３５
号。）

【００９８】図６８〜図７１の各実施例は請求項４又は
８記載の絶縁給電手段などに対応する。図６８の実施例
では入力側、出力側ともにコイル数３で、１つのコイル
を共有し、図６９の実施例では入力側、出力側ともにコ
イル数２で、図７０の実施例では入力側、出力側ともに
コイル数１で、図７１の実施例では入力側、出力側とも
に１つのコイルを共有している。各実施例ではリレーの
代わりにブレイク接点とメイク接点を手動で同時に操作
する機械的なスイッチを使うこともできる。この場合、
その機械的なスイッチが前述のオン制御手段も兼ねる。
あるいは、図６８〜図７１の各実施例において入力側、
出力側スイッチング手段としてメイク接点、ブレイク接
点それぞれの代わりに「図１４、図１５両図」、図１
６、「図１８、図１９両図」等に示す様に半導体スイッ
チで１つずつ置き換え、これらを交互にオン制御するオ
ン制御手段を設けることも可能である。

【００９９】図７２の実施例は、図７１の実施例を利用
してその両出力端子の電位を直流電源１の電源電圧分持
ち上げて電圧出力する実施例である。

【０１００】図７３〜図７４の各実施例は請求項４、
５、８又は９記載の絶縁給電手段などに対応する。これ
らでは切換えスイッチが前述したオン制御手段も兼ねる
が、その切換えスイッチの代わりに切換え接点などを持
つリレーを使っても構わない。

【０１０１】図７５の実施例は、図７３の実施例におい
て切換えスイッチの代わりに図１６の実施例と同様にフ
ォト・カプラーの出力ＭＯＳ・ＦＥＴ２つを直列接続し
た３端子スイッチング回路を用いている。バッファー５
７、５８を使用している他は大体同じで、各部の動作波
形は図１７の各部動作波形と同じである。

【０１０２】「図７６、図１９両図」、「図７６、図２
０両図」それぞれに示す各実施例もまた可能である。図
２３〜図３５に示すいずれか２つの１方向性スイッチン
グ手段（同じ２つでも、違う２つでも良い。）を図７６
の回路部に有る同様の１方向性スイッチング手段２つの
代わりに使うことができる。

【０１０３】図７７〜図７９の各実施例も可能で、これ
らは図７３の実施例を応用したものであり、９７は発振
回路である。 （参考：特開平６−２２５５１８
号。）

【０１０４】図８０に示す実施例は請求項１５記載の変
圧手段などに対応し、入力電圧を昇圧することができ
る。これは所定数の絶縁給電手段が有って、全ての両入
力端子を電圧極性を揃えて並列接続し、全ての両出力端
子を電圧方向を揃えて直列接続したものである。ただ
し、電圧を出力するために全ての出力側可制御スイッチ
ング手段を同時にオン制御する必要があるが、電圧出力
時に全コンデンサ５が（完全）充電されていれば良いか
ら全ての入力側可制御スイッチング手段を同時にオン制
御する必要は必ずしも無い。もちろん、全ての入力側可
制御スイッチング手段と全ての出力側可制御スイッチン
グ手段を交互にオン制御しても構わない。

【０１０５】全ての入力側、出力側可制御スイッチング
手段の制御方法としては、例えば、所定数の図１又は図
１２の絶縁給電手段を図８０の様に接続し、全電磁コイ
ル８又は１０８を並列接続あるいは直列接続して同時に
全部を励磁したり、しなかったりすれば良い。あるい
は、所定数の図３９、図４０、図４３又は図４４の絶縁
給電手段を図８０の様に接続し、全電磁コイル１０９又
は１１１を並列接続あるいは直列接続して同時に全部を
励磁したり、しなかったりすれば良い。

【０１０６】第２の制御方法としては、例えば、図８０
の回路において全ての入力側可制御スイッチング手段を
ブレイク接点で１つずつ構成し、全ての出力側可制御ス
イッチング手段をメイク接点で１つずつ構成し、全ブレ
イク接点と全メイク接点を共通の電磁コイルで駆動する
リレーを構成すれば良い。あるいは、全ブレイク接点と
全メイク接点を手動で機械的に操作する機械的なスイッ
チング手段を構成すれば良い。これらの場合、入力側を
メイク接点に、出力側をブレイク接点にして全ブレイク
接点と全メイク接点は正反対に入れ換えても構わない。

【０１０７】第３の制御方法としては、例えば、図１
４、図１５の絶縁給電手段を利用して所定数の図１４の
回路部を図８０の様に接続し、図１５の回路部をパワー
・アップし各パルス・トランスの出力巻線数を増やして
それぞれの入力側、出力側サイリスタをトリガーする様
にすれば良い。第４の制御方法としては、例えば、図１
６の絶縁給電手段を利用して所定数の図１６ほぼ上半分
の回路部を図８０の様に接続し、ＡＮＤ回路５９、６０
をパワー・アップするか、バッファーでパワー・アップ
してそれぞれの絶縁駆動手段６９をトリガーする様にす
れば良い。

【０１０８】第５の制御方法としては、例えば、図１
８、図２０に示す絶縁給電手段を利用して所定数の図１
８の回路部を図８０の様に接続し、接続を示す符号であ
る全ａ、全ｂ、全ｃ、全ｄをパワー・アップした図２０
の回路部に示す接続符号ａ、ｂ、ｃ、ｄと同じ符号同士
の導線をそれぞれ接続すれば良い。第６の制御方法とし
ては、例えば、図８５〜図９７に示す各種絶縁型スイッ
チング回路を１つずつ図８０の回路中の入力側、出力側
の各可制御スイッチング手段として利用して入力側と出
力側を別々に制御すれば良い。

【０１０９】ところで、図８０の変圧手段において、こ
の変圧手段の両出力端子間に接続する絶縁給電手段の両
出力端子の数を変えると『電圧の昇圧比を変えることが
できる』という特別な効果が生じる。
（ 特 別 な 効 果 ） つまり、絶縁給電手段の両出力端子間をいくつ介してそ
の変圧手段の両出力端子間に接続するか、ということで
ある。その数を変える制御方法として、図８０の様に各
絶縁給電手段の両出力端子間にその出力電圧と逆向きに
バイパス用のダイオード１１０を１つずつ接続し、動作
させる絶縁給電手段の数を変える。例えば、動作させな
い絶縁給電手段の出力側可制御スイッチング手段をオフ
にしておくのである。あるいは、バイパス用にダイオー
ド１１０ではなく１方向性可制御スイッチング手段を１
つずつ接続してもオン、オフ制御しても構わない。ある
いは、ダイオード１１０ではなくダイオード１０を１つ
ずつ図８０の様に接続し、動作停止させる絶縁給電手段
の出力側可制御スイッチング手段２つをオンしっ放しに
しても良い。

【０１１０】複数ある絶縁給電手段のうち特定の絶縁給
電手段だけを動作させる制御方法としては、例えば、所
定数の図１又は図１２の絶縁給電手段を図８０の様に接
続し、各電磁コイル８又は１０８にスイッチを１つずつ
を直列接続し、その全ての直列回路を並列接続すれば良
い。その全スイッチのうち、いくつをオンにするかによ
って電圧の昇圧比を変えることができる。この様な電圧
の昇圧作用や昇圧比可変作用は、図１１、図４１、図５
４、図７２の様な実施例は除いて本発明の絶縁給電手段
や図２〜図１０に示す従来の絶縁給電手段などを所定数
（ごちゃ混ぜでも良いが。）同様に入力側を並列接続、
出力側を直列接続しても得られる。

【０１１１】図８１に示す実施例は請求項１７記載の変
圧手段などに対応し、入力電圧を降圧することができ
る。これは所定数の絶縁給電手段が有って、全ての両入
力端子を電圧方向を揃えて直列接続し、全ての両出力端
子を電圧極性を揃えて並列接続したものである。ただ
し、電圧を入力するために全ての入力側可制御スイッチ
ング手段を同時にオン制御する必要があるが、電圧出力
時に全ての絶縁給電手段が電圧を出力する必要は必ずし
も無いから全ての出力側可制御スイッチング手段を同時
にオン制御する必要は無い。もちろん、全ての入力側可
制御スイッチング手段と全ての出力側可制御スイッチン
グ手段を交互にオン制御しても構わない。

【０１１２】全ての入力側、出力側可制御スイッチング
手段の制御方法としては、例えば、所定数の図１又は図
１２の絶縁給電手段を図８１の様に接続し、全電磁コイ
ル８又は１０８を並列接続あるいは直列接続すれば良
い。あるいは、所定数の図３９、図４０、図４３又は図
４４の絶縁給電手段を図８１の様に接続し、全電磁コイ
ル１０９又は１１１を並列接続あるいは直列接続すれば
良い。

【０１１３】第２の制御方法としては、例えば、図８１
の回路において全ての入力側可制御スイッチング手段を
ブレイク接点で１つずつ構成し、全ての出力側可制御ス
イッチング手段をメイク接点で１つずつ構成し、全ブレ
イク接点と全メイク接点を共通の電磁コイルで駆動する
リレーを構成すれば良い。あるいは、全ブレイク接点と
全メイク接点を手動で機械的に操作する機械的なスイッ
チング手段を構成すれば良い。これらの場合、入力側を
メイク接点に、出力側をブレイク接点にして全ブレイク
接点と全メイク接点は正反対に入れ換えても構わない。

【０１１４】第３の制御方法としては、例えば、図１
４、図１５の絶縁給電手段を利用して所定数の図１４の
回路部を図８１の回路の様に接続し、図１５の回路部を
パワー・アップし各パルス・トランスの出力巻線数を増
やしてそれぞれの入力側、出力側サイリスタをトリガー
する様にすれば良い。第４の制御方法としては、例え
ば、図１６の絶縁給電手段を利用して所定数の図１６ほ
ぼ上半分の回路部を図８１の様に接続し、ＡＮＤ回路５
９、６０をパワー・アップあるいはバッファーでパワー
・アップしてそれぞれの絶縁駆動手段６９をトリガーす
る様にすれば良い。第５の制御方法としては、例えば、
図１８、図２０に示す絶縁給電手段を利用して所定数の
図１８の回路部を図８１の回路の様に接続し、接続を示
す符号である全ａ、全ｂ、全ｃ、全ｄをパワー・アップ
した図２０の回路部に示す接続符号ａ、ｂ、ｃ、ｄと同
じ符号同士の導線をそれぞれ接続すれば良い。

【０１１５】ところで、図８１の変圧手段において、こ
の変圧手段の両入力端子間に接続する絶縁給電手段の両
入力端子の数を変えると『電圧の降圧比を変えることが
できる』という特別な効果が生じる。
（ 特 別 な 効 果 ） つまり、絶縁給電手段の両入力端子間をいくつ介してそ
の変圧手段の両入力端子間に接続するか、ということで
ある。複数ある絶縁給電手段のうち特定の絶縁給電手段
の両入力端子だけをその変圧手段の両入力端子間に接続
する制御方法としては、例えばその変圧手段のプラス側
入力端子から各絶縁給電手段のプラス側入力端子に向か
って１方向性可制御スイッチング手段を１つずつ接続す
れば良い。その全１方向性可制御スイッチング手段のう
ち、どれをオンにするかによって電圧の降圧比を変える
ことができる。第２の制御方法として、複数ある絶縁給
電手段のうち、この変圧手段の両入力端子間に接続しな
い絶縁給電手段の両入力端子間を短絡してバイパスする
方法が有る。例えば１つだけ残して他の各絶縁給電手段
の両入力端子間に短絡用の可制御スイッチング手段を１
つずつ接続するのである。その全可制御スイッチング手
段のうち、いくつをオンにするかによって電圧の降圧比
を変えることができる。

【０１１６】この様な電圧の降圧作用や降圧比可変作用
は図１１、図４１、図５４、図７２の様な実施例は除い
て本発明の絶縁給電手段や図２〜図１０に示す従来の絶
縁給電手段などを所定数（ごちゃ混ぜでも良い。）同様
に入力側を直列接続、出力側を並列接続しても得られ
る。また、図８０、図８１の両実施例を使って一方の両
出力端子と他方の両入力端子を接続し、降圧後昇圧ある
いは昇圧後降圧して出力電圧を取り出せば、２分の３と
か、３分の５とか、７分の１１とか、７分の５とか、１
３分の１１という具合により細かい昇圧比や降圧比を得
ることができる。

【０１１７】「図８２、図８３両図」、「図８２、図８
４両図」それぞれに示す各実施例は請求項１１又は１４
記載の絶縁給電手段などに対応する。図８３、図８４各
図中の各バッファーが出力するＩｎ１〜４、Ｏｕｔ１〜
４それぞれの出力信号に従って図８２中の両入力側可制
御スイッチング手段それぞれ（図８２左側）と両出力側
可制御スイッチング手段それぞれ（図８２右側）がオ
ン、オフ動作する。図８３、図８４の各制御回路は図２
１の制御回路を応用したもので、Ｉｎ１とＯｕｔ３、Ｉ
ｎ２とＯｕｔ４、Ｉｎ３とＯｕｔ１、Ｉｎ４とＯｕｔ２
それぞれの組の出力信号が同時にオン信号になる様にな
っており、例えば出力信号Ｉｎ１がオンである期間と出
力信号Ｏｕｔ１がオンである期間の各間はどちらの出力
信号もオフである様になっている。この事はＩｎ２〜Ｉ
ｎ４とＯｕｔ２〜Ｏｕｔ４それぞれの出力信号の場合に
ついても同じである。その結果、どれを取っても同一の
絶縁給電手段の対を成す両入力側可制御スイッチング手
段と両出力側可制御スイッチング手段を同時にオン制御
しないのはもちろんのこと、それぞれの両可制御スイッ
チング手段がターン・オフするのに必要なターン オフ
・タイムを各オン期間の間に休止期間として確保するこ
とができる。

【０１１８】また、どちらの実施例もそれぞれの両入力
側可制御スイッチング手段を所定時間ごとに順番に１つ
ずつ繰り返しターン・オン制御し、それぞれの両出力側
可制御スイッチング手段をそれらと対を成す前記両入力
側可制御スイッチング手段と同時にオンとならない様に
所定時間ごとに順番に１つずつ繰り返しターン・オン制
御している。こうすることによって入力電源手段などの
供給電流を平均化してその負担を軽くすることができる
し、しかも、出力側の負荷に対して電流を平均化して供
給できるので、供給電流のリップルを小さくすることが
できる、という利点がこれらの実施例に有る。さらに図
８２の回路中の小絶縁給電手段の数、図８３、図８４の
各制御回路中のフリップ・フロップ数およびバッファー
数を増やせば上記利点はさらに良くなる。それから、図
８３の制御回路では初期化パルスによってフリップ・フ
ロップ７０のＱだけが１になるため、その初期化と同時
に出力信号Ｉｎ２、Ｏｕｔ４はどちらもオン信号になる
が、図８４の制御回路では初期化パルスによってフリッ
プ・フロップ７０のＱだけが１になっても、どの出力信
号もオン信号にならない。図８４の制御回路において出
力信号Ｉｎ２だけをフリップ・フロップ７０のＱからバ
ッファーを介して取り出しても構わない。

【０１１９】「図８２、図２１両図」を組み合わせた実
施例もまた可能である。図８２中に示す４つの小絶縁給
電手段を２つずつ分け、一方の入力側可制御スイッチン
グ手段全部と他方の出力側可制御スイッチング手段全部
をバッファー５７でオン、オフ制御し、他方の入力側可
制御スイッチング手段全部と一方の出力側可制御スイッ
チング手段全部をバッファー５８でオン、オフ制御すれ
ば、この実施例は請求項１１又は１３記載の絶縁給電手
段などに対応する様になる。この事はその小絶縁給電手
段の数が２、６、８、１０、１２……と他の偶数である
場合も同じである。その小絶縁給電手段の数が奇数の場
合はほぼ半分に分けてそれぞれを同様に制御すれば良
い。以上、図８２の回路部を用いた各実施例において、
その４つの小絶縁給電手段を図１〜図１３、図３９〜図
４４、図５０〜図６０、図６８〜図７４、図８０〜図８
１のいずれか４つの絶縁給電手段で入力電圧、出力電
圧、入力電位あるいは出力電位などを揃えて置き換えた
実施例もまた考えられる。

【０１２０】尚、図８２の回路中の各可制御スイッチン
グ手段として図８５〜図９７の各種絶縁型スイッチング
回路を１つずつ使用できる。図８５〜図８９の各絶縁型
スイッチング回路を使う場合、図２１、図８３、図８４
の各回路中の各出力バッファーにハイ出力時オープンと
なるコレクタ・オープン型やドレイン・オープン型を使
い、それを図８５〜図８９の各回路中のスイッチＳ１又
はＳ２の代わりに使えば良い。図９０〜図９３の各絶縁
型スイッチング回路を使う場合、スイッチＳ３又はＳ４
の部分を図８５〜図８９の回路の様にＰＮＰ型又はＰチ
ャネル型のトランジスタで置き換え、このトランジスタ
を前述と同様に図２１、図８３、図８４の各回路中の各
出力バッファーでオン、オフ制御すれば良い。図９４〜
図９７の各絶縁型スイッチング回路を使う場合、図２
１、図８３、図８４の各回路中の各出力バッファーをＮ
ＯＴ回路型にするか、各出力バッファーを各フリップ・
フロップの正出力Ｑから補出力のバーＱに接続し直すか
して、各絶縁型スイッチング回路のトランジスタ２０
４、２３０、２３１又は２３２を各出力バッファーで駆
動すれば良い。これらの事は「図８０、図２１両図」、
「図８１、図２１両図」それぞれに示す各実施例におい
て各可制御スイッチング手段として図８５〜図９７の各
種絶縁型スイッチング回路を１つずつ用いる場合にも同
様に当てはまる。

【０１２１】最後に以下の事を付け加える。 ａ）各実施例あるいはその一部を変更あるいは置換えあ
るいは追加して新しくできた各実施例（各派生実施例）
において、電圧極性もしくは電圧方向の有る各構成要素
（例：ダイオード、直流電源など。）の向きを逆にし、
各可制御スイッチング手段をこれと相補関係にある可制
御スイッチング手段（例：ＰＮＰトランジスタに対して
ＮＰＮトランジスタ等。）で１つずつ置き換えた「電圧
極性もしくは電圧方向に関して元の実施例と対称的な関
係にある実施例」も可能である。この実施例もまた新・
派生実施例である。 ｂ）本発明は入出力が可逆的な場合、入力と出力の接続
を逆にできる。例えば、各実施例あるいはその各派生実
施例ではダイオード１０が接続されていなければ、出力
側から入力側へ絶縁給電できるし、入力と出力の接続を
逆にできる。

【０１２２】ｃ）直流電源を直接両入力端子間に接続す
る様に図示している場合、その直流電源をヒューズ又は
電源スイッチを介してその両入力端子間に接続すること
も当然考えられる。この事は交流電源などを使う場合も
同様である。 ｄ）一定時間当たりの供給エネルギーを増大するために
本発明の絶縁給電手段を複数個用意し、その全両入力端
子を電圧極性を揃えて並列接続し、その全両出力端子も
電圧極性を揃えて並列接続した実施例も可能である。こ
の実施例は請求項１１記載の絶縁給電手段などに対応す
る。

【０１２３】ｅ）前項ｄ）の場合、その複数個のほぼ半
分の絶縁給電手段の全出力側可制御スイッチング手段と
その残りの絶縁給電手段の全出力側可制御スイッチング
手段を交互にオン制御すれば、出力電圧が交互に出力さ
れるので、『出力電圧のリップルが少なくなる』という
効果が追加される。この実施例は請求項１３記載の絶縁
給電手段などに対応する。具体的には例えば図１、図５
３各図に示す各絶縁給電手段において両ブレイク接点と
両メイク接点を正反対に入れ換えた絶縁給電手段と、図
１に示す絶縁給電手段そのままを同数その全両入力端子
側もその全両出力端子側も電圧極性を揃えてそれぞれ並
列接続し、全電磁コイル８を並列接続するか直列接続し
て同時に全部を励磁できる様にすれば良い。

【０１２４】ｆ）図１８、図１９両図に示す実施例をＭ
ＯＳ・ＩＣ化する際に例えば各ＮＰＮトランジスタをノ
ーマリィ・オフのＮ型ＭＯＳ・ＦＥＴで置き換え、各Ｐ
ＮＰトランジスタをノーマリィ・オフのＰ型ＭＯＳ・Ｆ
ＥＴで置き換え、各ダイオードを図９８〜図１０１各図
に示す各Ｎ型又はＰ型ＭＯＳ・ＦＥＴで置き換え、各抵
抗を「そのゲートとソースを短絡したノーマリィ・オン
のＮ型又はＰ型ＭＯＳ・ＦＥＴ」又は「そのドレインと
ゲートを短絡したノーマリィ・オフのＮ型又はＰ型ＭＯ
Ｓ・ＦＥＴ」で置き換えれば都合が良い。

【０１２５】ｇ）図１８〜図３８、図４６〜図４９、図
６３〜図６５、図７６、図８５〜図９７各図に示す各実
施例の半分、各１方向性もしくは双方向性スイッチング
手段、あるいは、各種絶縁型スイッチング手段の代わり
に特開平５−２２６９９８号、特開平５−２６８０３７
号、特開平５−３０４４５３〜４号、実願平５−６６１
６５号、特開平７−２６４０３０号、特開平８−３３３
４８号それぞれに開示されている条件付きの各種絶縁型
スイッチング回路を条件付きで利用あるいは応用するこ
とができる。 ｈ）蛇足ながら今まで開示して来た各実施例あるいはそ
の各派生実施例などにおいて各コイル４の両端を短絡し
てそのコイル４を取り外し、図２〜図７の各従来回路の
様にコンデンサ５だけにした絶縁給電手段や変圧手段も
可能である。）複数の本発明のあるいは従来の絶縁給電
手段あるいは変圧手段を縦続接続つまり前段の両出力端
子と後段の両入力端子を接続して使用することもある。

【０１２６】

【先行技術】 １）絶縁給電に関する出願： ａ）特開昭５５−１３６７２０〜１号 ｂ）特開昭６３−１９９５１５号 ｃ）特開平１−２５９６２０号 ｄ）特開平２−３２７５８号 ｅ）特開平２−８１２１２号 ｆ）特開平２−１４６９５５号 ｇ）特開平２−１５１２６１号 ｈ）特開平２−１５８２１２号 ｉ）特開平２−１７９２６５号 ２）絶縁型スイッチング回路に関する出願： ａ）特開昭５１−５６１６８号 ｂ）特開昭５４−２９９６１号 ｃ）特開昭５５−１７５６号 ｄ）特開昭５７−１６８５２４号 ｅ）実開昭５７−１７８７３５号 ｆ）特開昭５８−１３６１３７号 ｇ）特開昭５７−５４３３号 ｈ）特開昭６０−１７０３２２号 ｉ）特開昭６２−１３２４２３号 ｊ）特開昭６２−１７２８１２〜３号 ｋ）特開昭６３−９９６１６号 １）特開昭６３−１５３９１６号 ｍ）特開平１−４１３１６号 ｎ）特開平１−１２０９１３号 ｏ）実開平１−１３０５６６号 ｐ）実開平１−１３５８２８号

【０１２７】

【参考資料】

ａ）電気学会出版の「半導体電力変換回路」の３１１ペ
ージ。 ｂ）１９９２年、ＣＱ出版社出版の「トランジスタ技術
９月号」、２７３〜２７６ページの『スイッチト・キャ
パシタ用ＩＣ ＬＴＣ１０４３』と２９０ぺージの『Ｒ
Ｓ２３２Ｃドライバ／レシーバ ＭＡＸ２３２シリー
ズ』。 ｃ）日刊工業新聞社の「パワーＭＯＳ・ＦＥＴの応用技
術」８０〜９６ページ。

【０１２８】

【本発明者の関連出願】 １）給電手段に関する出願： ａ）特開平５−１９９７３８号 ｂ）特開平６−２２５５１８号 ｃ）特開平８−２３６７１号 ２）絶縁型スイッチング回路に関する出願： ａ）特開平５−２２６９９８号 ｂ）特開平５−２６８０３７号 ｃ）特開平５−３０４４５３〜４号 ｄ）特開平６−１９６９９１号 ｅ）実願平５−６６１６５号 ｆ）特開平７−３０７６５４号 ｇ）特開平７−２６４０３０号 ｈ）特開平８−３３３４８号

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の絶縁給電手段の１実施例を示す回路図
である。

【図２〜図１０】各図は、従来の絶縁給電手段を１つず
つ示す回路図である。

【図１１〜図１３】各図は、本発明の絶縁給電手段の実
施例を１つずつ示す回路図である。

【図１４〜図１５】両図で本発明の絶縁給電手段の１実
施例を示す回路図である。

【図１６】本発明の絶縁給電手段の１実施例を示す回路
図である。

【図１７】図１６の実施例の各部動作波形を示す波形図
である。

【図１８〜図２０】各図は、本発明の絶縁給電手段の実
施例の半分を１つずつ示す回路図である。

【図２１】図２０の回路中に有る切換えスイッチング回
路１００の１例あるいは本発明の絶縁給電手段の１実施
例の半分を示す回路図である。

【図２２】本発明の絶縁給電手段の１実施例の半分を示
す回路図である。

【図２３〜図３５】各図は、本発明の構成要素となる１
方向性スイッチング手段を１つずつ示す回路図である。

【図３６】本発明の絶縁給電手段の１実施例の半分を示
す回路図である。

【図３７〜図３８】各図は、本発明の構成要素となる双
方向性スイッチング手段を１つずつ示す回路図である。

【図３９〜図４５】各図は、本発明の絶縁給電手段の実
施例を１つずつ示す回路図である。

【図４６〜図４９】各図は、本発明の絶縁給電手段の実
施例の半分を１つずつ示す回路図である。

【図５０〜図６０】各図は、本発明の絶縁給電手段の実
施例を１つずつ示す回路図である。

【図６１】本発明の絶縁給電手段の１実施例の半分を示
す回路図である。

【図６２】本発明の絶縁給電手段の１実施例を示す回路
図である。

【図６３〜図６７】各図は、本発明の絶縁給電手段の実
施例の半分を１つずつ示す回路図である。

【図６８〜図７５】各図は、本発明の絶縁給電手段の実
施例を１つずつ示す回路図である。

【図７６】本発明の絶縁給電手段の１実施例の半分を示
す回路図である。

【図７７〜図７９】各図は、本発明の絶縁給電手段の実
施例を１つずつ示す回路図である。

【図８０〜図８１】各図は、本発明の変圧手段の実施例
を１つずつ示す回路図である。

【図８２〜図８４】各図は、本発明の絶縁給電手段の実
施例の半分を１つずつ示す回路図である。

【図８５〜図９７】各図は、本発明の構成要素となる各
種絶縁型スイッチング回路を１つずつ示す回路図であ
る。

【図９８〜図１０１】各図は、本発明の構成要素となる
非可制御スイッチング手段を１つずつ示す回路図であ
る。

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２つの入力側可制御スイッチング手段が
   第１のキャパシタンス手段を挟む様に少なくとも１つの
   インダクタンス手段を介して両入力端子の間にこれらを
   直列接続し、２つの出力側可制御スイッチング手段が前
   記第１のキャパシタンス手段を挟む様に両出力端子の間
   にこれらを直列接続し、前記２つの入力側可制御スイッ
   チング手段と前記２つの出力側可制御スイッチング手段
   を交互にターン・オンさせるオン制御手段を設けたこと
   を特徴とする絶縁給電手段。
2. 【請求項２】 少なくとも１つのインダクタンス手段を
   介して前記２つの出力側可制御スイッチング手段と前記
   第１のキャパシタンス手段を前記両出力端子の間に直列
   接続したことを特徴とする請求項１記載の絶縁給電手
   段。
3. 【請求項３】 前記第１のキャパシタンス手段の一端側
   に接続された１つの前記入力側可制御スイッチング手段
   と１つの前記出力側可制御スイッチング手段が直結され
   ており、これらを１つの切換えスイッチング手段で置き
   換えたことを特徴とする請求項１又は２記載の絶縁給電
   手段。
4. 【請求項４】 前記第１のキャパシタンス手段の一端側
   に接続された前記入力側、出力側可制御スイッチング手
   段それぞれを非可制御スイッチング手段で１つずつ、方
   向を揃えて置き換えたことを特徴とする請求項１又は２
   記載の絶縁給電手段。
5. 【請求項５】 前記第１のキャパシタンス手段の他端側
   に接続された１つの前記入力側可制御スイッチング手段
   と１つの前記出力側可制御スイッチング手段が直結され
   ており、これらを１つの切換えスイッチング手段で置き
   換えたことを特徴とする請求項１、２、３又は４記載の
   絶縁給電手段。
6. 【請求項６】 前記第１のキャパシタンス手段を１方向
   に充電する電源手段を前記両入力端子の間に接続し、そ
   の充電電圧に対して逆向きに非可制御スイッチング手段
   を前記第１のキャパシタンス手段に並列接続するか又は
   前記両出力端子の間に接続したことを特徴とする請求項
   １、２、３、４又は５記載の絶縁給電手段。
7. 【請求項７】 入力側可制御スイッチング手段と入力側
   非可制御スイッチング手段が第１のキャパシタンス手段
   を挟む様に少なくとも１つのインダクタンス手段を介し
   て両入力端子の間にこれらを直列接続し、出力側可制御
   スイッチング手段と出力側非可制御スイッチング手段が
   前記第１のキャパシタンス手段を挟む様に、しかも、両
   前記非可制御スイッチング手段が前記第１のキャパシタ
   ンス手段の同じ一端側に来て、方向が揃う様に両出力端
   子の間にこれらを直列接続し、前記入力側、出力側可制
   御スイッチング手段を交互にターン・オンさせるオン制
   御手段を設けたことを特徴とする絶縁給電手段。
8. 【請求項８】 少なくとも１つのインダクタンス手段を
   介して前記出力側可制御スイッチング手段、前記出力側
   非可制御スイッチング手段および前記第１のキャパシタ
   ンス手段を前記両出力端子の間に直列接続したことを特
   徴とする請求項７記載の絶縁給電手段。
9. 【請求項９】 前記入力側、出力側可制御スイッチング
   手段が直結されており、これらを１つの切換えスイッチ
   ング手段で置き換えたことを特徴とする請求項７又は８
   記載の絶縁給電手段。
10. 【請求項１０】 前記第１のキャパシタンス手段に充電
    される電圧に対して逆向きに第３の非可制御スイッチン
    グ手段を前記第１のキャパシタンス手段に並列接続する
    か又は前記両出力端子の間に接続したことを特徴とする
    請求項７、８、又は９記載の絶縁給電手段。
11. 【請求項１１】 請求項１〜１０のいずれか１項に記載
    の絶縁給電手段が所定数有って、全ての前記両入力端子
    を電圧極性を揃えて並列接続し、全ての前記両出力端子
    を電圧極性を揃えて並列接続したことを特徴とする絶縁
    給電手段。
12. 【請求項１２】 全ての前記入力側可制御スイッチング
    手段を同時にオン制御し、全ての前記出力側可制御スイ
    ッチング手段を同時にオン制御したことを特徴とする請
    求項１１記載の絶縁給電手段。
13. 【請求項１３】 前記所定数のうち、ほぼ半分の絶縁給
    電手段の全ての前記出力側可制御スイッチング手段とそ
    の残りの絶縁給電手段の全ての前記出力側可制御スイッ
    チング手段を交互にオン制御したことを特徴とする請求
    項１１記載の絶縁給電手段。
14. 【請求項１４】 それぞれの前記入力側可制御スイッチ
    ング手段を所定時間ごとに順番に１つずつ繰り返しター
    ン・オン制御し、それぞれの前記出力側可制御スイッチ
    ング手段をそれと対を成す前記入力側可制御スイッチン
    グ手段と同時にオンとならない様に所定時間ごとに順番
    に１つずつ繰り返しターン・オン制御したことを特徴と
    する請求項１１記載の絶縁給電手段
15. 【請求項１５】 請求項１〜１０のいずれか１項に記載
    の絶縁給電手段が所定数有って、全ての前記両入力端子
    を電圧極性を揃えて並列接続し、全ての前記両出力端子
    を電圧方向を揃えて直列接続し、全ての前記出力側可制
    御スイッチング手段を同時にオン制御したことを特徴と
    する変圧手段。
16. 【請求項１６】 全ての前記出力側可制御スイッチング
    手段と同時にオンとならない様に全ての前記入力側可制
    御スイッチング手段も同時にオン制御したことを特徴と
    する請求項１５記載の変圧手段。
17. 【請求項１７】 請求項１〜１０のいずれか１項に記載
    の絶縁給電手段が所定数有って、全ての前記両入力端子
    を電圧方向を揃えて直列接続し、全ての前記両出力端子
    を電圧極性を揃えて並列接続し、全ての前記入力側可制
    御スイッチング手段を同時にオン制御したことを特徴と
    する変圧手段。
18. 【請求項１８】 全ての前記入力側可制御スイッチング
    手段と同時にオンとならない様に全ての前記出力側可制
    御スイッチング手段も同時にオン制御したことを特徴と
    する請求項１７記載の変圧手段。