JPH10150795A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 単相交流電源に接続される整流回路の出力平
滑用のコンデンサを不要、若しくは大幅に小容量化した
場合でも、駆動対象であるモータのトルク脈動の抑制や
効率の改善を図ること。 【解決手段】 インバータ主回路４は、単相交流電源に
接続された整流回路１の出力を、制御ユニット８からの
ＰＷＭ信号に基づいてスイッチングすることにより、交
流出力を発生してモータ７を可変速駆動する。駆動ユニ
ット８は、速度設定器１１からの速度指令値、位置セン
サ１０からの位置信号θに基づいて得たロータの速度信
号などに基づいて電圧指令値を作成し、その電圧指令値
に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を出力すると共に、当該
ＰＷＭ信号のパルス幅の増大制御時において、電圧指令
値に相当したインバータ出力電圧が得られない飽和状態
となったときに、ＰＷＭ信号の出力タイミングを早めて
インバータ出力電圧の位相を進ませる制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、単相交流電源の出
力を全波整流した出力をスイッチングすることにより可
変電圧・可変周波数の交流出力を発生するインバータ装
置に関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】インバータ装置にあっ
ては、直流出力をインバータ主回路によりスイッチング
する動作を連続的に行う構成となっている関係上、スイ
ッチング対象の直流出力の脈動は小さいほうが望まし
い。このため、インバータ装置の電源を交流電源から得
る場合、一般的には、交流電源出力を全波整流する整流
回路と、その整流出力を平滑するコンデンサとを設ける
ことにより、インバータ主回路に対して、脈動を抑制し
た状態の直流出力を与えるようにしている。

【０００３】この場合、交流電源が三相の場合には、比
較的小さな容量の平滑用ンデンサを設ければ済むが、単
相の場合には大容量の平滑用コンデンサが必要となる。
このため、単相交流電源に接続されるインバータ装置で
は、上記のように大容量の平滑用コンデンサが必要にな
る関係上、装置全体の大型化やコストの上昇を来たすと
いう問題点があった。

【０００４】このような問題点に対処するために、従来
では、平滑用コンデンサを設けることなく、整流回路か
ら出力される脈動電圧をインバータ主回路により直接的
にスイッチングする構成のインバータ装置が考えられて
いる。しかしながら、この構成では、インバータ出力電
圧がモータ誘起電圧より高くなる期間、つまりモータに
電流が流れてトルクが発生する期間が大幅に狭められる
ことになるため、トルク脈動が大きくなると共に、効率
が悪化するという問題点が出てくる。

【０００５】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、単相交流電源に接続される整流回路
の出力を平滑するためのコンデンサを不要、若しくは大
幅に小容量化することができて、装置全体の小形化及び
コストダウンを実現できると共に、駆動対象であるモー
タのトルク脈動の抑制や効率の改善を図り得るようにな
るなどの効果を奏するインバータ装置を提供することに
ある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、単相交流電源の出力を全波整流する整流回
路と、この整流回路による整流出力をスイッチングして
得た可変電圧・可変周波数の交流出力によりモータを駆
動するインバータ主回路とを備えたインバータ装置にお
いて、電圧指令値に基づいて前記インバータ主回路内の
スイッチング素子をオンオフさせるためのＰＷＭ信号を
発生する信号発生手段と、前記ＰＷＭ信号のパルス幅の
増大制御では前記電圧指令値に相当したインバータ出力
電圧が得られない飽和状態となったときに、そのＰＷＭ
信号の出力タイミングを早めてインバータ出力電圧の位
相を進ませる制御を行う制御手段とを備えた構成とした
ものである（請求項１）。

【０００７】この構成によれば、信号発生手段から、電
圧指令値に基づいたＰＷＭ信号が出力され、そのＰＷＭ
信号によりインバータ主回路内のスイッチング素子がオ
ンオフされて、整流回路による整流出力、つまり単相交
流電源の電圧波形に応じた脈動電圧がスイッチングされ
ることになり、斯様なスイッチングにより得られた可変
電圧・可変周波数の交流出力によりモータが駆動される
ことになる。従って、整流回路の出力平滑用のコンデン
サを不要にでき、また平滑用コンデンサを設けるとして
も、その容量を大幅に小さくできることになる。

【０００８】上記のように整流回路からの脈動電圧をイ
ンバータ主回路によりスイッチングして得た交流出力に
よりモータを駆動する場合、その脈動電圧のピーク値電
圧が所定レベルより低くなる期間には、ＰＷＭ信号のパ
ルス幅を増大させる制御を行ったとしても、電圧指令値
に相当したインバータ出力電圧が得られない飽和状態と
なる。このような飽和状態となったとき、つまり、イン
バータ出力電圧よりモータ誘起電圧が高くなったときに
は、制御手段が、上記ＰＷＭ信号の出力タイミングを早
めてインバータ出力電圧の位相を進ませる制御を行うよ
うになる。

【０００９】このような位相進み制御が行われたときに
はモータの端子電圧が下がるという現象が引き起こされ
るため、このようにモータの端子電圧が下がった期間に
は、当該モータにインバータ主回路からの出力電流が流
れ込むようになり、これによりトルク発生する期間が拡
大することになる。この結果、モータのトルク脈動が抑
制されると共に、その効率が改善されることになる。

【００１０】この場合、前記制御手段を、前記整流回路
による整流出力のピーク値電圧が予め設定された動作電
圧レベル以下となる期間には前記インバータ主回路のス
イッチング動作を禁止する構成とすることもできる（請
求項２）。

【００１１】このような構成によれば、整流出力のピー
ク値電圧が予め設定された動作電圧レベル以下に低下す
るのに伴って、インバータ主回路の出力電圧レベルが限
度以上に下がったときには、インバータ主回路のスイッ
チング動作が禁止されることになる。従って、例えば定
トルク制御を行う場合において、インバータ主回路の出
力電圧レベルの低下に応じて当該インバータ主回路に過
大な電流が流れることがなくなり、そのインバータ主回
路を過電流による破壊から効果的に防止できるようにな
る。

【００１２】また、前記整流回路の出力端子間に前記モ
ータからの回生電流を流すための小容量のコンデンサを
接続する構成としても良い（請求項３）。このような構
成によれば、モータ側からの回生電流がコンデンサに流
れ込むようになるから、その回生電流に起因してインバ
ータ主回路の入力側電圧が異常に上昇する事態を未然に
防止できるようになり、以てインバータ主回路を回生電
流に起因した過電圧から保護する機能が得られるように
なる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１実施例につい
て図１〜図５を参照しながら説明する。図１において、
周知のダイオードブリッジより成る整流回路１は、２０
０Ｖの単相交流電源２の出力を全波整流して電源ライン
３ａ及び３ｂ間に出力する。電源ライン３ａ及び３ｂ間
に接続されたインバータ主回路４は、整流回路１の整流
出力をスイッチングして可変電圧・可変周波数の三相交
流出力に変換する構成となっている。この場合、上記電
源ライン３ａ、３ｂ間には、平滑用コンデンサは接続さ
れておらず、従って、整流回路１から電源ライン３ａ、
３ｂ間に出力される直流電圧波形は、図３に示すような
脈動波形となる。

【００１４】上記インバータ主回路４は、具体的には、
６個の半導体スイッチング素子、例えばパワートランジ
スタ５を三相ブリッジ接続すると共に、各トランジスタ
５と並列に合計６個のフライホイールダイオード６を接
続した構成となっており、各相出力端子Ｕout 、Ｖout
、Ｗout に対してモータ７（本実施例では例えば永久
磁石モータ）が接続される構成となっている。尚、本実
施例のようなインバータ装置でモータ７を駆動する場合
には、そのモータ７の定格最高電圧を通常の場合より下
げて設計することになる。

【００１５】上記インバータ主回路４が有するパワート
ランジスタ５の各ベースには、後述する制御ユニット８
（本発明でいう制御手段に相当）からのＰＷＭ信号＋
Ｕ、−Ｕ、＋Ｖ、−Ｖ、＋Ｗ、−Ｗがそれぞれ与えられ
る構成となっている。

【００１６】例えば一方の電源ライン３ｂには、インバ
ータ主回路４に流れ込む電流を検出するための変流器９
が設けられており、この変流器９による検出電流Ｉin
は、上記制御ユニット８に与えられる構成となってい
る。また、前記モータ７には、そのロータの位置を検出
するために例えば磁気センサから成る位置センサ１０が
設けられており、この位置センサ１０からの位置信号θ
も、上記制御ユニット８に与えられる構成となってい
る。

【００１７】さらに、上記制御ユニット８に対しては、
前記電源ライン３ａ及び３ｂ間の電位差、つまりインバ
ータ主回路４の入力電圧を示す電圧信号Ｖdcが与えられ
ると共に、速度設定器１１からの速度指令値ωr*が与え
られるようになっている。

【００１８】図２には、制御ユニット８の構成が機能ブ
ロックの組み合わせにより示されており、以下これにつ
いて説明する。図２において、制御ユニット８は、モー
タ７をフィードバック制御するためのＰＩ制御（比例・
積分制御）系として構成されている。このような制御ユ
ニット８において、微分器１２は、位置センサ１０から
の位置信号θを時間微分することにより、ロータの回転
数を示す速度信号ωr を発生するようになっている。

【００１９】トルク電流演算部１３では、乗算器１４に
おいて電圧信号Ｖdcと検出電流Ｉinとを乗算すると共
に、割算器１５において上記乗算結果を速度信号ωr に
より除算し、さらに、倍率器１６において上記除算結果
に比例定数ｋを乗算することによりトルク信号Ｉq を得
るようになっている。尚、インバータ主回路４での変換
効率は十分に高い状態にあるから、上記のようなトルク
電流演算部１３での演算によってモータ７での発生トル
クを近似的に示すトルク信号Ｉq を得ることができるも
のである。

【００２０】速度制御部１７では、偏差抽出用の減算器
１８において速度指令値ωr*から速度信号ωr を減算す
ると共に、その減算結果を比例積分増幅回路１９に通す
ことによりトルク指令値Ｉq*を得るようになっている。

【００２１】また、電流制御部２０では、偏差抽出用の
減算器２１においてトルク指令値Ｉq*からトルク信号Ｉ
q を減算すると共に、その減算結果を比例積分増幅回路
２２に通すことにより電圧指令値Ｖ* を得るようになっ
ている。尚、上記比例積分増幅回路２２は、その制御端
子２２ａに後述するＰＷＭ飽和信号Ｓsat を受けた状態
で積分動作を停止する構成となっている。

【００２２】電圧指令値Ｖ* を受けるように設けられた
ＰＷＭ信号発生回路２３（本発明でいう信号発生手段に
相当）は、上記電圧指令値Ｖ* 及び前記位置センサ１か
ら後述の加算器２５を通じて与えられる位置信号θに基
づいて前記ＰＷＭ信号＋Ｕ、＋Ｖ、＋Ｗを発生する周知
構成のものであり、それらのＰＷＭ信号＋Ｕ、＋Ｖ、＋
ＷをＮＯＴ回路２３ａ〜２３ｃにより反転させることに
よって前記ＰＷＭ信号−Ｕ、−Ｖ、−Ｗを得るようにし
ている。そして、斯様なＰＷＭ信号＋Ｕ、−Ｕ、＋Ｖ、
−Ｖ、＋Ｗ、−Ｗによってインバータ主回路４内の各パ
ワートランジスタ５のスイッチング動作が行われること
により、モータ７が速度指令値ωr*に応じた速度となる
ような定トルク制御が行われることになる。

【００２３】この場合、上記ＰＷＭ信号発生回路２３
は、電圧指令値Ｖ* が高くなるのに応じて、ＰＷＭ信号
＋Ｕ、−Ｕ、＋Ｖ、−Ｖ、＋Ｗ、−Ｗのパルス幅（デュ
ーティ比）を増大させてインバータ出力電圧（インバー
タ主回路４の出力電圧）のレベルを上昇させる制御を行
うものであるが、上記のようなパルス幅の増大制御では
上記電圧指令値Ｖ* に相当したインバータ出力電圧が得
られない飽和状態となったときに、ＰＷＭ飽和信号Ｓsa
t を出力する構成となっている。

【００２４】このように出力されたＰＷＭ飽和信号Ｓsa
t は、前記比例積分増幅回路２２の制御端子２２ａに与
えられて当該比例積分回路２２の積分動作を停止させる
構成となっている。また、上記ＰＷＭ飽和信号Ｓsat
は、位相進み角記憶回路２４に与えられるようになって
おり、この位相進み角記憶回路２４は、ＰＷＭ飽和信号
Ｓsat を受けた状態で所定の位相進み角を示す角度信号
Δθを発生する構成となっている。

【００２５】加算器２５は、前記位置センサ１０からＰ
ＷＭ信号発生回路２３に与えられる位置信号θに対し
て、上記位相進み角記憶回路２４からの角度信号Δθを
加算する構成となっている。これにより、制御ユニット
８にあっては、ＰＷＭ信号発生回路２３からＰＷＭ飽和
信号Ｓsat が出力される状態では、比例積分回路２２の
積分動作を停止して電圧指令値Ｖ* のそれ以上の上昇を
停止すると共に、当該ＰＷＭ信号発生回路２３から出力
されるＰＷＭ信号＋Ｕ、−Ｕ、＋Ｖ、−Ｖ、＋Ｗ、−Ｗ
の出力タイミングを上記角度信号Δθに応じた時間だけ
早めることにより、インバータ出力電圧の位相を進ませ
る制御を行うことになる。

【００２６】上記した本実施例の構成によれば、整流回
路１からの脈動電圧、つまり単相交流電源２の出力を全
波整流した電圧をインバータ主回路４によりスイッチン
グして得た交流出力によりモータ７を駆動することにな
る。従って、整流回路１の出力平滑用のコンデンサを不
要にでき、また平滑用コンデンサを設けるとしても、そ
の容量を大幅に小さくできることになるから、装置全体
の小形化及びコストの低減を実現できるようになる。

【００２７】ところで、上記のように整流回路１からの
脈動電圧をインバータ主回路４によりスイッチングして
得た交流出力によりモータ７を駆動する場合、その脈動
電圧のピーク値電圧が所定レベルより低くなる期間に
は、ＰＷＭ信号＋Ｕ、−Ｕ、＋Ｖ、−Ｖ、＋Ｗ、−Ｗの
パルス幅を増大させる制御を行ったとしても、電圧指令
値Ｖ* に相当したインバータ出力電圧が得られない飽和
状態が発生する。このような飽和状態となったとき、つ
まり、インバータ出力電圧よりモータ７側の誘起電圧が
高い状態となったときには、制御ユニット８が、上記Ｐ
ＷＭ信号＋Ｕ、−Ｕ、＋Ｖ、−Ｖ、＋Ｗ、−Ｗの出力タ
イミングを予め設定された角度信号Δθに相当した時間
だけ早めてインバータ出力電圧の位相を進ませる制御を
行うようになる。

【００２８】このような位相進み制御が行われたときに
は、モータ７が永久磁石モータであった場合に、そのモ
ータ７側に減磁電流が流れてその端子電圧が下がるとい
う所謂弱め界磁状態を呈するため、当該モータ７にイン
バータ主回路４からの出力電流が流れ込むようになり、
結果的にトルク発生する期間が拡大することになる。従
って、駆動対象であるモータ７のトルク脈動を抑制でき
るようになると共に、その効率を改善できるようにな
る。

【００２９】尚、上記第１実施例において、図４に示す
ように、電圧信号Ｖdcのピーク値、つまり、整流回路１
による整流出力のピーク値電圧が予め設定された動作電
圧レベルＶTH以下となる期間Ｔoff には、例えばＰＷＭ
信号＋Ｕ、−Ｕ、＋Ｖ、−Ｖ、＋Ｗ、−Ｗを出力停止し
て、インバータ主回路４のスイッチング動作を禁止する
構成を採用しても良い。

【００３０】このような構成によれば、整流回路１によ
る整流出力のピーク値電圧が上記動作電圧レベルＶTH以
下に低下するのに伴って、インバータ主回路４の出力電
圧レベルが限度以上に下がったときには、当該インバー
タ主回路４のスイッチング動作が禁止されることにな
る。従って、定トルク制御の実行時において、インバー
タ出力電圧のレベルが低下するのに応じてインバータ主
回路４に過大な電流が流れることがなくなり、そのイン
バータ主回路４を過電流による破壊から効果的に防止で
きるようになる。

【００３１】また、上記のような構成を採用した場合に
おいて、動作電圧レベルＶTHを、モータ７の負荷が小さ
い状態時（つまりインバータ出力電圧が低くなる状態
時）、或いは低速回転状態時（つまりモータ７側の誘起
電圧が低くなる状態時）において、通常時より低い値に
変更する構成としても良く、このような構成とした場合
には、モータ７に対する通電期間を相対的に長くできる
から、モータ７のトルク脈動の抑制や振動及び騒音の低
減を実現できるようになる。

【００３２】さらに、上記のような構成を採用する場合
において、インバータ主回路４により最大出力を得よう
とする際には、そのスイッチング動作を実行する期間
（図４中において、電圧信号Ｖdcのピーク値が前記動作
電圧レベルＶTHを越える期間Ｔon）が電気角で１．７２
rad.となるように制御すれば良く、このような最大出力
状態を想定してモータ７の電圧・巻線仕様などの設計を
行うことになる。

【００３３】つまり、図５に示すように、電圧信号Ｖdc
のピーク値が動作電圧レベルＶTHを越える期間Ｔonによ
り画定される面積Ｓが最大となる状態で最大出力が得ら
れことになる。この場合、上記期間Ｔonの位相幅を２ｘ
とした場合、 Ｓ／２＝ｘ・cos ｘ となるが、Ｓ／２が最大となる条件は、ｄｓ／ｄｘ＝０
であるから、 ｄｓ／ｄｘ＝cos ｘ−ｘ・sin ｘ＝０ より、tan ｘ＝１／ｘが得られる。これを解くと、ｘ＝
０．８６（rad.）となり、従って、最大出力が得られる
ときのＴonは電気角で１．７２rad.となる。

【００３４】図６には本発明の第２実施例が示されてお
り、以下これについて前記第１実施例と異なる部分のみ
説明する。即ち、この実施例では、電源ライン３ａの出
力端子間、つまり電源ライン３ａ及び３ｂ間にモータ７
からの回生電流を流すための小容量のコンデンサ２６を
接続した構成に特徴を有する。この場合、上記コンデン
サ２６の静電容量は、モータ７が本実施例のように永久
磁石モータであった場合には、電源ライン３ａ及び３ｂ
間に接続する一般的な平滑用コンデンサの静電容量の１
／１００程度で良いものである（但し、誘導モータの場
合には１／１０程度）。

【００３５】このような構成によれば、モータ７側から
の回生電流がコンデンサ２６に流れ込むようになるか
ら、その回生電流に起因してインバータ主回路４の入力
側電圧が異常に上昇する事態を未然に防止できるように
なり、以てインバータ主回路４を回生電流に起因した過
電圧から効果的に保護できるようになる。また、当該コ
ンデンサ２６により、整流回路１の出力を平滑する効果
をある程度は期待できるようになる。

【００３６】尚、モータ７の力率を、「１」若しくはこ
れに近い状態で推移するように運転する構成とすれば、
モータ７側から回生電流が流れる事態を抑止できるよう
になるから、上記のようなコンデンサ２６を不要にでき
ることになり、従って、第１実施例のようなコンデンサ
レス構成を採用しても支障がなくなる。また、上記第２
実施例において、電源ライン３ａにおけるコンデンサ２
６の前段側位置に小リアクタンスのリアクトルを挿入す
る構成としても良く、この構成によれば、コンデンサ２
６による平滑機能を高め得るようになる。

【００３７】その他、本発明は上記実施例にのみ限定さ
れるものではなく、次のような変形また拡張が可能であ
る。インバータ主回路の入力電流及び入力電圧などを利
用してモータの発生トルクを近似的に得る構成とした
が、モータに流れる電流を直接的に検出する手段を設
け、その検出電流を座標変換して抽出したトルク電流分
に基づいて発生トルクを検出する構成としても良い。

【００３８】モータの回転軸にバランスウェイトなどを
取り付けることにより、ロータの慣性を大きくなるよう
に構成してトルク脈動の抑制を図るようにしても良い。
また、誘導モータを駆動対象のモータとしても良く、こ
の場合には、当該誘導モータにおける二次側の磁気的な
時定数を大きく設定する構成とすれば、インバータ主回
路のスイッチング動作が停止された期間においても、残
留磁気によるトルクが得られるようになるから、そのト
ルク脈動を抑制できるようになる。

【００３９】

【発明の効果】本発明によれば以上の説明によって明ら
かなように、単相交流電源の出力を全波整流して得た脈
動電圧出力をスイッチングすることにより、モータ駆動
用の交流電力を発生するようにしたインバータ装置にお
いて、インバータ主回路内のスイッチング素子をオンオ
フさせるためのＰＷＭ信号のパルス幅の増大制御時にお
いて、電圧指令値に相当したインバータ出力電圧が得ら
れない飽和状態となったときに、そのＰＷＭ信号の出力
タイミングを早めてインバータ出力電圧の位相を進ませ
る制御を行う制御手段を設ける構成としたので、単相交
流電源に接続される整流回路の出力平滑用のコンデンサ
を不要、若しくは大幅に小容量化することによって、装
置全体の小形化及びコストダウンを実現した場合でも、
駆動対象であるモータのトルク脈動の抑制や効率の改善
を図り得るようになるという有益な効果を奏するもので
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示す全体の概略的回路図

【図２】要部の構成を示す機能ブロック図

【図３】整流回路の出力波形図

【図４】変形例を説明するための波形図

【図５】図４とは異なる変形例を説明するための波形図

【図６】本発明の第２実施例を示す図１相当図

【符号の説明】

図面中、１は整流回路、２は単相交流電源、４はインバ
ータ主回路、７はモータ、８は制御ユニット（制御手
段）、２３はＰＷＭ信号発生回路（信号発生手段を）、
２６はコンデンサを示す。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 単相交流電源の出力を全波整流する整流
   回路と、この整流回路による整流出力をスイッチングし
   て得た可変電圧・可変周波数の交流出力によりモータを
   駆動するインバータ主回路とを備えたインバータ装置に
   おいて、 電圧指令値に基づいて前記インバータ主回路内のスイッ
   チング素子をオンオフさせるためのＰＷＭ信号を発生す
   る信号発生手段と、 前記ＰＷＭ信号のパルス幅の増大制御では前記電圧指令
   値に相当したインバータ出力電圧が得られない飽和状態
   となったときに、そのＰＷＭ信号の出力タイミングを早
   めてインバータ出力電圧の位相を進ませる制御を行う制
   御手段とを備えたことを特徴とするインバータ装置。
2. 【請求項２】 前記制御手段は、前記整流回路による整
   流出力のピーク値電圧が予め設定された動作電圧レベル
   以下となる期間には前記インバータ主回路のスイッチン
   グ動作を禁止することを特徴とする請求項１記載のイン
   バータ装置。
3. 【請求項３】 前記整流回路の出力端子間に前記モータ
   からの回生電流を流すための小容量のコンデンサを接続
   したことを特徴とする請求項１または２記載のインバー
   タ装置。