JPH10164861A - 共振形インバータ回路 - Google Patents
共振形インバータ回路Info
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- JPH10164861A JPH10164861A JP8321434A JP32143496A JPH10164861A JP H10164861 A JPH10164861 A JP H10164861A JP 8321434 A JP8321434 A JP 8321434A JP 32143496 A JP32143496 A JP 32143496A JP H10164861 A JPH10164861 A JP H10164861A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 34
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 25
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷が大幅に変動してもスイッチング損失が
小さいものを安価に構成する。 【解決手段】 スイッチング素子１４，１５が交互にオ
ン、オフされて、素子１５の両端間にインダクタ１８を
介してトランス３２が接続され、トランス３２の２次側
に並列にコンデンサ１９が接続され、その２次側の一端
と蛍光灯２１の一端との間にインダクタ３８が接続さ
れ、インダクタ１８とコンデンサ１９との共振周波数
で、素子１４，１５がオン、オフされ、インダクタ１８
のインダクタンスＬ1 に対し、インダクタ３８のインダ
クタンスＬ2 をａ2 倍（ａはトランス３２の巻数比）と
する。
小さいものを安価に構成する。 【解決手段】 スイッチング素子１４，１５が交互にオ
ン、オフされて、素子１５の両端間にインダクタ１８を
介してトランス３２が接続され、トランス３２の２次側
に並列にコンデンサ１９が接続され、その２次側の一端
と蛍光灯２１の一端との間にインダクタ３８が接続さ
れ、インダクタ１８とコンデンサ１９との共振周波数
で、素子１４，１５がオン、オフされ、インダクタ１８
のインダクタンスＬ1 に対し、インダクタ３８のインダ
クタンスＬ2 をａ2 倍（ａはトランス３２の巻数比）と
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は直流電源の両端に
直列に接続され、交互にオンオフする第１，第２スイッ
チング素子が接続され、その一方のスイッチング素子の
両端間に直列共振回路が接続されると共に、その一方の
共振素子を１次又は２次側に並列接続されたトランスを
介して、熱陰極放電管のような負荷が接続される共振形
インバータ回路に関する。
直列に接続され、交互にオンオフする第１，第２スイッ
チング素子が接続され、その一方のスイッチング素子の
両端間に直列共振回路が接続されると共に、その一方の
共振素子を１次又は２次側に並列接続されたトランスを
介して、熱陰極放電管のような負荷が接続される共振形
インバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４Ａに従来のインバータ回路を示す。
直流電源１１の両端は、コンデンサ１２，１３の直列回
路と、スイッチング素子１４，１５の直列回路の各両端
に接続され、コンデンサ１２，１３の接続点１６と、ス
イッチング素子１４，１５の接続点１７との間に、イン
ダクタ１８と、コンデンサ１９と、例えば蛍光灯（熱陰
極放電管）のような負荷２１との直列回路が接続され
る。スイッチング素子１４，１５にこれをそれぞれオン
オフ制御する駆動回路２２，２３が接続される。
直流電源１１の両端は、コンデンサ１２，１３の直列回
路と、スイッチング素子１４，１５の直列回路の各両端
に接続され、コンデンサ１２，１３の接続点１６と、ス
イッチング素子１４，１５の接続点１７との間に、イン
ダクタ１８と、コンデンサ１９と、例えば蛍光灯（熱陰
極放電管）のような負荷２１との直列回路が接続され
る。スイッチング素子１４，１５にこれをそれぞれオン
オフ制御する駆動回路２２，２３が接続される。
【０００３】駆動回路２２，２３によりスイッチング素
子１４，１５はそれぞれ図４Ｂのａ，ｂに示すように、
交互に同一期間Ｔ／２ずつオン、オフ制御される。スイ
ッチング素子１４がオンになると、コンデンサ１２の電
荷がスイッチング素子１４を通じて更に負荷２１を通じ
て接続点１６へ電流として流れ、スイッチング素子１５
がオンとなった時はコンデンサ１３の電荷が接続点１６
から負荷２１を通じ、更にスイッチング素子１５を通じ
て電流として流れ、負荷２１に交互に逆方向に電流が流
れる。インダクタ１８とコンデンサ１９の共振周波数が
スイッチング素子１４，１５の各スイッチング周波数１
／Ｔの場合、接続点１２，１３間に発生する電圧、つま
りスイッチング回路の出力電圧は図４ＢＣの曲線２４と
なり、これら接続点１２，１３間に流れる電流、つまり
スイッチング回路の出力電流は曲線２５となる。つまり
スイッチング素子１４，１５は、スイッチング回路の電
流がゼロとなった時点（ゼロ点を切る時点）でオンオフ
の切替えが行われる。このため、スイッチング素子１
４，１５での電力損失は最小となる。
子１４，１５はそれぞれ図４Ｂのａ，ｂに示すように、
交互に同一期間Ｔ／２ずつオン、オフ制御される。スイ
ッチング素子１４がオンになると、コンデンサ１２の電
荷がスイッチング素子１４を通じて更に負荷２１を通じ
て接続点１６へ電流として流れ、スイッチング素子１５
がオンとなった時はコンデンサ１３の電荷が接続点１６
から負荷２１を通じ、更にスイッチング素子１５を通じ
て電流として流れ、負荷２１に交互に逆方向に電流が流
れる。インダクタ１８とコンデンサ１９の共振周波数が
スイッチング素子１４，１５の各スイッチング周波数１
／Ｔの場合、接続点１２，１３間に発生する電圧、つま
りスイッチング回路の出力電圧は図４ＢＣの曲線２４と
なり、これら接続点１２，１３間に流れる電流、つまり
スイッチング回路の出力電流は曲線２５となる。つまり
スイッチング素子１４，１５は、スイッチング回路の電
流がゼロとなった時点（ゼロ点を切る時点）でオンオフ
の切替えが行われる。このため、スイッチング素子１
４，１５での電力損失は最小となる。
【０００４】しかし、インダクタ１８、コンデンサ１９
の直列共振回路のリアクタンス特性は図５Ａに示すよう
に共振周波数ｆｒでリアクタンスｊｘはゼロとなるが、
例えば周波数ｆがｆｒより低くなると、リアクタンスｊ
ｘは負となり、共振回路を流れる電流は進み位相とな
り、図５ＢＣの曲線２５に示すようにスイッチング出力
回路の出力電流は、スイッチング出力回路の出力電圧
（曲線２４）よりも進み位相となる。このため、スイッ
チング素子１４，１５は、スイッチング出力回路に電流
が流れている状態でオン制御が行われ、スイッチング素
子１４，１５の損失が大きくなる。
の直列共振回路のリアクタンス特性は図５Ａに示すよう
に共振周波数ｆｒでリアクタンスｊｘはゼロとなるが、
例えば周波数ｆがｆｒより低くなると、リアクタンスｊ
ｘは負となり、共振回路を流れる電流は進み位相とな
り、図５ＢＣの曲線２５に示すようにスイッチング出力
回路の出力電流は、スイッチング出力回路の出力電圧
（曲線２４）よりも進み位相となる。このため、スイッ
チング素子１４，１５は、スイッチング出力回路に電流
が流れている状態でオン制御が行われ、スイッチング素
子１４，１５の損失が大きくなる。
【０００５】この問題を解決するには、スイッチング素
子１４，１５のスイッチング周波数１／Ｔを低くして、
共振周波数ｆｒと一致するようにスイッチング周波数１
／Ｔを制御する。又は図６Ｃに示すように、スイッチン
グ素子１４，１５の各オン期間ＴONを、スイッチング周
期Ｔの１／２よりも短かくして、いわゆるＰＷＭ制御し
て、スイッチング回路の出力電流のゼロ点でスイッチン
グ素子１４，１５をオンにするようにしている。
子１４，１５のスイッチング周波数１／Ｔを低くして、
共振周波数ｆｒと一致するようにスイッチング周波数１
／Ｔを制御する。又は図６Ｃに示すように、スイッチン
グ素子１４，１５の各オン期間ＴONを、スイッチング周
期Ｔの１／２よりも短かくして、いわゆるＰＷＭ制御し
て、スイッチング回路の出力電流のゼロ点でスイッチン
グ素子１４，１５をオンにするようにしている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上のように従来にお
いては、共振周波数ｆｒの変動に対して、スイッチング
周波数、又はスイッチング期間を制御して、スイッチン
グ損失を低減しているため、その共振周波数ｆｒの変動
の検出と、これに対応したスイッチング周波数や期間を
制御するための構成が複雑となり、かつ、高価なものと
なった。
いては、共振周波数ｆｒの変動に対して、スイッチング
周波数、又はスイッチング期間を制御して、スイッチン
グ損失を低減しているため、その共振周波数ｆｒの変動
の検出と、これに対応したスイッチング周波数や期間を
制御するための構成が複雑となり、かつ、高価なものと
なった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれ
ば、直列共振回路の共振用インダクタの一端が第１，第
２スイッチング素子の接続点に接続される形式のインバ
ータ回路において、トランスの２次巻線の一端と負荷と
の間に、第２インダクタが直列に挿入されて、これによ
り負荷に流れるリアクタンス成分を打消し、負荷変動に
かかわらず、ゼロ点でのスイッチングが行われるように
する。
ば、直列共振回路の共振用インダクタの一端が第１，第
２スイッチング素子の接続点に接続される形式のインバ
ータ回路において、トランスの２次巻線の一端と負荷と
の間に、第２インダクタが直列に挿入されて、これによ
り負荷に流れるリアクタンス成分を打消し、負荷変動に
かかわらず、ゼロ点でのスイッチングが行われるように
する。
【０００８】請求項２の発明によれば、直列共振回路の
共振用コンデンサの一端が第１，第２スイッチング素子
の接続点に接続される形式のインバータ回路において、
トランスの２次巻線の一端と負荷との間に、第２コンデ
ンサが直列に挿入されて、これにより負荷に流れるリア
クタンス成分を打消し、負荷変動にかかわらず、ゼロ点
でのスイッチングが行われるようにする。
共振用コンデンサの一端が第１，第２スイッチング素子
の接続点に接続される形式のインバータ回路において、
トランスの２次巻線の一端と負荷との間に、第２コンデ
ンサが直列に挿入されて、これにより負荷に流れるリア
クタンス成分を打消し、負荷変動にかかわらず、ゼロ点
でのスイッチングが行われるようにする。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１Ａにこの発明の実施例を示
す。直流電源１１の両端にスイッチング素子１４，１５
の直列回路の両端が接続され、一方のスイッチング素子
１５の両端間に直流阻止コンデンサ３１を通じ、更にイ
ンダクタ１８を通じてトランス３２の１次巻線３３の両
端が接続され、トランス３２の２次巻線３４の一端と他
端よりわずか手前の点にコンデンサ１９の両端が接続さ
れ、この接続点３６と２次巻線３４の他端との間に、負
荷２１としての蛍光灯の一方のフィラメントの両端が接
続され、トランス３２の３次巻線３７の両端に負荷２１
としての蛍光灯の他方のフィラメントの両端が接続さ
れ、２次巻線３４の一端と３次巻線３７の一端の間にコ
イル３８の両端が接続される。コンデンサ１９の容量を
Ｃ2 とし、トランス３２の巻数比をａ＝ｎ2 ／ｎ1 とす
ると、Ｃ2 ′＝Ｃ2 ／ａ2 に対し、コンデンサ３１の容
量Ｃ1 は１０〜１００倍程度に選定されている。
す。直流電源１１の両端にスイッチング素子１４，１５
の直列回路の両端が接続され、一方のスイッチング素子
１５の両端間に直流阻止コンデンサ３１を通じ、更にイ
ンダクタ１８を通じてトランス３２の１次巻線３３の両
端が接続され、トランス３２の２次巻線３４の一端と他
端よりわずか手前の点にコンデンサ１９の両端が接続さ
れ、この接続点３６と２次巻線３４の他端との間に、負
荷２１としての蛍光灯の一方のフィラメントの両端が接
続され、トランス３２の３次巻線３７の両端に負荷２１
としての蛍光灯の他方のフィラメントの両端が接続さ
れ、２次巻線３４の一端と３次巻線３７の一端の間にコ
イル３８の両端が接続される。コンデンサ１９の容量を
Ｃ2 とし、トランス３２の巻数比をａ＝ｎ2 ／ｎ1 とす
ると、Ｃ2 ′＝Ｃ2 ／ａ2 に対し、コンデンサ３１の容
量Ｃ1 は１０〜１００倍程度に選定されている。
【００１０】図１Ａに示した回路の等価回路を図１Ｂに
示す。トランス３２はインダクタ１８（Ｌ1 ）と直列の
二つの漏洩インダクタＬ′，Ｌ′と、漏洩インダクタ
Ｌ′，Ｌ′の接続点に一端接続されたシャントの相互イ
ンダクタＭとで表わせ、相互インダクタＭのインダクタ
ンスが十分大であり、漏洩インダクタＬ′のインダクタ
ンスが十分小さいとし、またインダクタ３８のインダク
タンスＬ2 に対し、等価回路ではインダクタンスが
Ｌ2 ′＝ａ2 Ｌ2 となり、共振周波数ｆｒ は１／√
（Ｌ1 Ｃ2 ′）となる。所でスイッチング素子１５の両
端に発生する電圧をＥ、負荷２１の抵抗値をＲとする
と、電源１１から流れる全電流ｉは次式となる。
示す。トランス３２はインダクタ１８（Ｌ1 ）と直列の
二つの漏洩インダクタＬ′，Ｌ′と、漏洩インダクタ
Ｌ′，Ｌ′の接続点に一端接続されたシャントの相互イ
ンダクタＭとで表わせ、相互インダクタＭのインダクタ
ンスが十分大であり、漏洩インダクタＬ′のインダクタ
ンスが十分小さいとし、またインダクタ３８のインダク
タンスＬ2 に対し、等価回路ではインダクタンスが
Ｌ2 ′＝ａ2 Ｌ2 となり、共振周波数ｆｒ は１／√
（Ｌ1 Ｃ2 ′）となる。所でスイッチング素子１５の両
端に発生する電圧をＥ、負荷２１の抵抗値をＲとする
と、電源１１から流れる全電流ｉは次式となる。
【００１１】 ｉ＝（Ｅ／Ｌ1 ）（ＲＣ2 ′＋ｊωＬ1 Ｃ2 ′） …（１） 従って負荷２１に流れる電流ｉR は次式となる。 ｉR ＝Ｃ−Ｅω2 Ｌ1 Ｃ2 ′／（ＲＣ1 −ω2 Ｌ1 Ｃ2 ′）＋ｊωＬ1 ） …（２） １−ω2 Ｌ1 Ｃ2 ′＝０ つまり、共振周波数ｆｒ
では、 ｉR ＝−Ｅω2 Ｌ1 Ｃ2 ′／（ｊωＬ1 ）＝ｊＥωＣ2 ′ …（３） となり、負荷２１を流れる電流は負荷２１のインピーダ
ンスＲによらず一定となる。しかし、全電流ｉは式
（１）で与えられ、Ｒ＝０での立上りも予想され、ｉ＝
ｊＥωＣとｊR と同一となり、つまり電圧Ｅに対し電流
ｉが９０°遅れ、電流ゼロ点でのスイッチングができな
いことになる。
では、 ｉR ＝−Ｅω2 Ｌ1 Ｃ2 ′／（ｊωＬ1 ）＝ｊＥωＣ2 ′ …（３） となり、負荷２１を流れる電流は負荷２１のインピーダ
ンスＲによらず一定となる。しかし、全電流ｉは式
（１）で与えられ、Ｒ＝０での立上りも予想され、ｉ＝
ｊＥωＣとｊR と同一となり、つまり電圧Ｅに対し電流
ｉが９０°遅れ、電流ゼロ点でのスイッチングができな
いことになる。
【００１２】従って、負荷２１にリアクタンス成分ｊｘ
を直列に接続してスイッチング素子１４，１５を流れる
電流が、その１部が電圧と同位相になるようにされる。
つまり図１Ａではインダクタ３８が負荷２１と直列に接
続され、この直列回路がコンデンサ１９の両端に接続さ
れる。この場合でかつＲ＝０の時の全電流ｉは式（１）
より次式となる。
を直列に接続してスイッチング素子１４，１５を流れる
電流が、その１部が電圧と同位相になるようにされる。
つまり図１Ａではインダクタ３８が負荷２１と直列に接
続され、この直列回路がコンデンサ１９の両端に接続さ
れる。この場合でかつＲ＝０の時の全電流ｉは式（１）
より次式となる。
【００１３】 ｉ＝ｊ（Ｅ／Ｌ1 ）（ωＬ2 ′Ｃ2 ′＋ωＬ1 Ｃ2 ′） …（４） この式（４）の電流がゼロになれば、インダクタ１８に
流れる電流と、インダクタンスＬ2 ′のインダクタ３８
に流れる電流との位相差は１８０°となり、打ち消しあ
うことになる。従って （Ｅ／Ｌ1 ）（ωＬ2 ′Ｃ2 ′＋ωＬ1 Ｃ2 ′）＝０ とおき、かつ １−ω2 Ｌ1 Ｃ2 ′＝０ （共振条
件）より、 ｊωＬ2 ′＝−１／ωＣ2 ′＝１／（ｊωＣ2 ′） …（５） となり、インダクタ３８のインダクタンスＬ2 はＣ2 ／
ａ4 又はＬ1 ／ａ2 とすればよい。この時、全電流ｉは
ωＬ1 ＝１／ωＣ2 ′ で ｉ＝（Ｅ／Ｌ）ＲＣ2 ′ となり、負荷２１に流れる電流ｉR は次式となり、負荷
Ｒの値に拘わらず一定となる。
流れる電流と、インダクタンスＬ2 ′のインダクタ３８
に流れる電流との位相差は１８０°となり、打ち消しあ
うことになる。従って （Ｅ／Ｌ1 ）（ωＬ2 ′Ｃ2 ′＋ωＬ1 Ｃ2 ′）＝０ とおき、かつ １−ω2 Ｌ1 Ｃ2 ′＝０ （共振条
件）より、 ｊωＬ2 ′＝−１／ωＣ2 ′＝１／（ｊωＣ2 ′） …（５） となり、インダクタ３８のインダクタンスＬ2 はＣ2 ／
ａ4 又はＬ1 ／ａ2 とすればよい。この時、全電流ｉは
ωＬ1 ＝１／ωＣ2 ′ で ｉ＝（Ｅ／Ｌ）ＲＣ2 ′ となり、負荷２１に流れる電流ｉR は次式となり、負荷
Ｒの値に拘わらず一定となる。
【００１４】ｉR ＝Ｅ／（ｊωＬ1 ） このようにすれば負荷２１の変動にかかわらず、電流ゼ
ロ点でスイッチングを行うことができる。図２Ａに示す
ように、コンデンサ１９の両端にそれぞれコンデンサ４
１，４２の一端を接続し、コンデンサ４１，４２の各他
端を２次巻線３４の両端にそれぞれ接続し、その両接続
点と負荷２１としての蛍光灯の両端フィラメントの各一
端にコイル４３，４４の各両端を接続し、各フィラメン
トの他端と、コンデンサ１９とコンデンサ４１，４２の
各接続点との間にコイル４５，４６をそれぞれ接続す
る。コイル４３，４５、４４，４６は１つの磁気コア上
に巻き、負荷２１の電流に対し、コイル４３と４５を同
相、コイル４４，４６を同相、コイル４３，４４を差
動、コイル４５，４６を差動関係とし、コンデンサ４１
の両端間の電圧で一方のフィラメントにフィラメント電
流を流し、コンデンサ４２の両端間の電圧で他方のフィ
ラメントにフィラメント電流を流し、かつ、コンデンサ
１９に対し、コイル４３，４５の結合、コイル４４，４
６の結合が負荷２１に対して直列となり、つまり、図１
Ａのインダクタ３８と同様の作用をなさしめている。こ
の場合はトランス３２の２次巻線３４にタップを設ける
必要がない。この場合、コイル４３〜４６の各インダク
タンスを同一値Ｌとすれば、図１Ａ中のインダクタ３８
のＬ2 の１／４でよい。
ロ点でスイッチングを行うことができる。図２Ａに示す
ように、コンデンサ１９の両端にそれぞれコンデンサ４
１，４２の一端を接続し、コンデンサ４１，４２の各他
端を２次巻線３４の両端にそれぞれ接続し、その両接続
点と負荷２１としての蛍光灯の両端フィラメントの各一
端にコイル４３，４４の各両端を接続し、各フィラメン
トの他端と、コンデンサ１９とコンデンサ４１，４２の
各接続点との間にコイル４５，４６をそれぞれ接続す
る。コイル４３，４５、４４，４６は１つの磁気コア上
に巻き、負荷２１の電流に対し、コイル４３と４５を同
相、コイル４４，４６を同相、コイル４３，４４を差
動、コイル４５，４６を差動関係とし、コンデンサ４１
の両端間の電圧で一方のフィラメントにフィラメント電
流を流し、コンデンサ４２の両端間の電圧で他方のフィ
ラメントにフィラメント電流を流し、かつ、コンデンサ
１９に対し、コイル４３，４５の結合、コイル４４，４
６の結合が負荷２１に対して直列となり、つまり、図１
Ａのインダクタ３８と同様の作用をなさしめている。こ
の場合はトランス３２の２次巻線３４にタップを設ける
必要がない。この場合、コイル４３〜４６の各インダク
タンスを同一値Ｌとすれば、図１Ａ中のインダクタ３８
のＬ2 の１／４でよい。
【００１５】図２Ｂに示すように、図１Ａ中のコンデン
サ１９を、トランス３２の２次巻線３４ではなく１次巻
線３３の両端に設けてもよい。更に３Ａに示すように共
振用コンデンサ１９をトランス３２の１次巻線３３を介
してスイッチング素子１５の両端に接続し、トランス３
２の２次巻線３４と並列にインダクタ１８を接続し、イ
ンダクタ１８及び２次巻線３４の一端の接続点をコンデ
ンサ５１を介して３次巻線３７の一端に接続し、つま
り、図１Ａ中のコンデンサ３１を省略し、インダクタ１
８とコンデンサ１９とを入れかえ、かつ、インダクタ３
８とコンデンサ５１とを入れかえた構成としてもよい。
この場合、コンデンサ５１の容量は、コンデンサ１９の
容量のａ2 倍とすればよい。この場合も図３Ｂに示すよ
うに、インダクタ１８をトランス３２の１次巻線３３側
に変更してもよい。またこの実施例に示すように、トラ
ンス３２に帰還コイル５２，５３をそれぞれ設け、帰還
コイル５２，５３の誘起電圧でスイッチング素子１４，
１５をオンオフ制御するように、つまり自動発振形イン
バータ回路とした場合であり、前記の他の実施例も、こ
のように自動発振形インバータ回路として構成すること
もできる。
サ１９を、トランス３２の２次巻線３４ではなく１次巻
線３３の両端に設けてもよい。更に３Ａに示すように共
振用コンデンサ１９をトランス３２の１次巻線３３を介
してスイッチング素子１５の両端に接続し、トランス３
２の２次巻線３４と並列にインダクタ１８を接続し、イ
ンダクタ１８及び２次巻線３４の一端の接続点をコンデ
ンサ５１を介して３次巻線３７の一端に接続し、つま
り、図１Ａ中のコンデンサ３１を省略し、インダクタ１
８とコンデンサ１９とを入れかえ、かつ、インダクタ３
８とコンデンサ５１とを入れかえた構成としてもよい。
この場合、コンデンサ５１の容量は、コンデンサ１９の
容量のａ2 倍とすればよい。この場合も図３Ｂに示すよ
うに、インダクタ１８をトランス３２の１次巻線３３側
に変更してもよい。またこの実施例に示すように、トラ
ンス３２に帰還コイル５２，５３をそれぞれ設け、帰還
コイル５２，５３の誘起電圧でスイッチング素子１４，
１５をオンオフ制御するように、つまり自動発振形イン
バータ回路とした場合であり、前記の他の実施例も、こ
のように自動発振形インバータ回路として構成すること
もできる。
【００１６】
【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
トランスの２次巻線と負荷との間に直列にインダクタ又
はコンデンサを接続するという頗る簡単な構成により、
放電管のように、負荷インピーダンスが大幅に変化する
負荷に対しても、常に、ゼロ電流点でスイッチング素子
に対するスイッチングが行われ、スイッチング損失が少
なく、効率がよい、しかも安価に構成することができ
る。
トランスの２次巻線と負荷との間に直列にインダクタ又
はコンデンサを接続するという頗る簡単な構成により、
放電管のように、負荷インピーダンスが大幅に変化する
負荷に対しても、常に、ゼロ電流点でスイッチング素子
に対するスイッチングが行われ、スイッチング損失が少
なく、効率がよい、しかも安価に構成することができ
る。
【図１】Ａは請求項１の発明の実施例を示す回路図、Ｂ
はその等価回路図である。
はその等価回路図である。
【図２】請求項１の発明の他の実施例を示す回路図。
【図３】請求項２の発明の実施例を示す回路図。
【図４】Ａは従来の共振形インバータ回路を示す図、Ｂ
はその動作波形図である。
はその動作波形図である。
【図５】Ａは共振回路のリアクタンスの周波数特性図、
Ｂは共振周波数がスイッチング周波数より高い方へずれ
た場合の動作波形図、Ｃはその改善動作波形図である。
Ｂは共振周波数がスイッチング周波数より高い方へずれ
た場合の動作波形図、Ｃはその改善動作波形図である。
Claims (2)
- 【請求項１】 互いに直列に接続され、交互にオン、オ
フされる第１，第２スイッチング素子が直流電源の両端
間に接続され、一方のスイッチング素子の両端間に共振
用インダクタを介してトランスの１次巻線が接続され、
上記トランスの１次巻線及び２次巻線の一方と並列に共
振用コンデンサが接続され、上記２次巻線の両端間に負
荷が接続される共振形インバータ回路において、 上記２次巻線の一端と上記負荷との間に第２インダクタ
が直列に挿入されていることを特徴とする共振形インバ
ータ回路。 - 【請求項２】 互いに直列に接続され、交互にオン、オ
フされる第１，第２スイッチング素子が直流電源の両端
間に接続され、一方のスイッチング素子の両端間に共振
用コンデンサを介してトランスの１次巻線が接続され、
上記トランスの１次巻線及び２次巻線の一方と並列に共
振用インダクタが接続され、上記２次巻線の両端間に負
荷が接続される共振形インバータ回路において、 上記２次巻線の一端と上記負荷との間に第２コンデンサ
が直列に挿入されていることを特徴とする共振形インバ
ータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8321434A JPH10164861A (ja) | 1996-12-02 | 1996-12-02 | 共振形インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8321434A JPH10164861A (ja) | 1996-12-02 | 1996-12-02 | 共振形インバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10164861A true JPH10164861A (ja) | 1998-06-19 |
Family
ID=18132517
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8321434A Pending JPH10164861A (ja) | 1996-12-02 | 1996-12-02 | 共振形インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10164861A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003030340A3 (en) * | 2001-09-28 | 2004-01-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | Adaptable inverter |
| JP2007174881A (ja) * | 2005-12-22 | 2007-07-05 | Samsung Electronics Co Ltd | インバータ回路、バックライト装置及びそれを用いた液晶表示装置 |
| US7746337B2 (en) | 2005-11-17 | 2010-06-29 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Inverter circuit |
| JPWO2013061800A1 (ja) * | 2011-10-25 | 2015-04-02 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
-
1996
- 1996-12-02 JP JP8321434A patent/JPH10164861A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003030340A3 (en) * | 2001-09-28 | 2004-01-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | Adaptable inverter |
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| KR101178833B1 (ko) | 2005-12-22 | 2012-09-03 | 삼성전자주식회사 | 인버터 회로, 백 라이트 장치 및 그것을 이용한액정표시장치 |
| JPWO2013061800A1 (ja) * | 2011-10-25 | 2015-04-02 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
| US9484841B2 (en) | 2011-10-25 | 2016-11-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Inverter device |
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