JPH10172749A - 高周波加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、マグネトロン駆動用のインバータ
電源の小型化を図るものである。インバータ電源は電位
の異なるアノード電流信号をカレントトランスを介して
インバータ制御回路で受け負帰還電力制御おこなってい
た。この制御ループをインバータ電源内で構成すること
が回路規模の増大の一因となっていた。 【解決手段】 本発明は、アノード電流検出抵抗３５を
用いて検出した信号を器体制御回路８に装備されたマイ
クロコンピューター６９でディジタル信号処理すること
によってインバータ制御回路３の機能の一部を器体制御
回路８に移管し、インバータ電源としての構成を簡素化
・小型化するものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は食品や流体等を加熱
するための高周波加熱装置に関し、さらに詳しく言え
ば、その電源装置に高周波電力を発生するインバータ回
路を用いた高周波加熱装置における制御に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】図１２は電子レンジ用のマグネトロン駆
動電源の従来の回路図である。

【０００３】商用電源１３は整流フィルター部１によっ
て単方向電源に波形成形され、インバータ部２で２０〜
５０ＫＨＺの高周波電力に変換される。昇圧トランス７
で変換される電力は高周波化されているため、昇圧トラ
ンス７は小型化することができる。またスイッチング素
子たるパワートランジスタ２５のオン／オフを器体制御
回路８からの指令を受けたインバータ制御回路３が適宜
コントロールすることによって２次側への電力供給をコ
ントロールして、マイクロ波出力を無段階に可変できる
こともインバータを用いたマグネトロン駆動電源の特長
といえる。

【０００４】昇圧トランス７の２次側は半波倍電圧整流
方式でマグネトロン６のアノード−カソード間に高圧直
流電圧を印加し、かつ昇圧トランス７からヒーターに電
力を供給しカソードを加熱して電子の放射を促進してい
る。

【０００５】ここで、点線に囲んだ部分については複数
部品をプリント基板上に部品配置して、１ユニットのイ
ンバータ基板５として構成されている。また周辺部品と
のインターフェイスはＣＮ１〜ＣＮ４（符号９〜１２）
までの接続部で結合されている。

【０００６】以上が電子レンジ用のマグネトロン駆動電
源の概略の構成及び機能である。次に電子レンジへの電
源の実装に関して述べる。

【０００７】図１３は電子レンジの正面からの外観斜視
図である。器体１４は露出金属もしくは表面をプレコー
ト塗装した基材で覆われている。コートは絶縁材として
の充分な機能を有していないため、人が触る恐れのある
金属部と考えるべきである。ドアー１５は器体１４全面
に具備され開閉自在であり、オーブン庫内への被加熱物
の出し入れを可能にし、閉時はマイクロ波の漏洩をシー
ルドする。コントロールパネル１６は電子レンジと使用
者のマン−マシンインターフェイスとしての機能を有
し、機械室内には使用者の入力指令を受けて所定の電気
的制御を実効する器体制御回路８が実装されている。

【０００８】図１４は器体１４のカバーを取り外した時
の電子レンジの機械室側から見た外観斜視図である。加
熱室たるオーブン３１の側面には庫内にマイクロ波エネ
ルギーを照射するマグネトロン６が取り付けられてい
る。ここで第１の接続部９はインバータ基板５がアース
取付金具１７と基板パターン面で圧接する様にアース締
め付けビス１８で取り付けられている。またアース取付
金具１７はもう一方では器体１４の露出金属部にビス締
めされ電気的に導通した状態で固定されている。その詳
細な構造を示したものが図１５である。

【０００９】ビス孔を穿ったインバータ基板５は周辺に
ハトメ２４が配されており、アース締め付けビス１８を
締め付け時にアース取付金具１７とハトメ２４はハンダ
を介して接触して電気的接続が図られる。またハトメ２
４は、インバータ基板５のパターン面においてマグネト
ロン６のアノード側と電気的に接続される高圧ダイオー
ド２８のカソード（高圧回路４のアース電位）と同一電
位のパターンにハンダ付けによって接続されている。

【００１０】このような構成にすることによって、高圧
回路４のアース電位はマグネトロン６のアノードと金属
シャーシを介して接続され、アノード電流はこの経路を
通って流れる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の技術の
構成では高圧回路４から器体アース２３に流れる高周波
のマグネトロンのアノード電流を検出して異なるアース
電位（電源電圧を全波整流した後の電位）をもったイン
バータ制御回路３に戻し、帰還制御しなければならな
い。従って、高圧トランスの一次側と２次側の情報伝送
には、絶縁型の信号伝送素子（絶縁トランス、フォトカ
プラ等）を用いて一旦レベルシフトするという機能が必
要となってくる。その時の課題の具体例を数点示す。

【００１２】例えば、カレントトランス３３の場合であ
れば、アノード電流が高周波電流であるため周波数特性
に優れ比較的高価なフェライトをコアに用いたトランス
を使用しなければならず経済的な問題となっていた。

【００１３】また、このカレントトランスという部品
は、コアの材料特性（透磁率、ヒステリシス特性等）、
構造的な寸法のバラツキ（磁気結合に関わるコアギャッ
プ寸法、コア−ボビン間の相対距離）、また２次側の負
荷インピーダンスの部品許バラツキ等がゲインに大きく
影響してくる。したがって、制御対象であるアノード電
流をインバータ制御回路３が認識可能な電圧情報へと変
換する課程で大きなバラツキが発生し、何らかの手段を
用いてこの変換係数のバラツキを補正しなければ、所望
の高周波出力を発生させることができないという問題も
あった。

【００１４】また、１次と２次の絶縁も絶縁物を介さな
い空間距離、沿面距離で確保しなければならないため構
造的な大型化が避けられず、省スペース設計とそれがも
たらす様々な効果の実現の障害となっていた。

【００１５】次に、フォトカプラのような比較的低廉で
小型の素子を利用しても同様の帰結となる。フォトカプ
ラは、確かにダイオードの発光エネルギーで絶縁された
トランジスタを駆動するため比較的小型の素子である
が、カレントトランスのようなリニアな情報伝達は不可
能であり、アノード電流の有無を検出してそれをディジ
タル信号に変換し、さらに受信側ではそれをまたアナロ
グ信号に変換するという、使いこなすための煩雑な周辺
回路が必要となり、回路規模が拡大することはいわずも
がなである。

【００１６】これらの要点を述べると、回路規模の小型
化への障害、伝送精度とそれにともなって発生するバラ
ツキの吸収手段の付加、異形部品が故の生産性の悪さ。
そして、これらを背景にした経済的デメリットがあげら
れる。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、マイクロ波を放射しアノードは器体露出金
属部と同電位としたマグネトロンと、商用周波数の交流
電源もしくは周波数変換器によって高周波化された高周
波交流電源を昇圧する昇圧トランスと、昇圧トランスの
出力を整流または逓倍電圧整流して高圧直流電圧に変換
しマグネトロンに高圧直流電圧を印加してマイクロ波を
照射させる高圧回路と、昇圧トランスへの電力供給を制
御する制御回路と、高圧回路と器体シャーシとの間に設
けたアノード電流検出抵抗を備え、制御回路はアノード
電流検出抵抗に生じる電圧降下がほぼ一定になるように
制御する構成とした高周波加熱装置を有するものであ
る。

【００１８】上記発明によれば、アノード電流を検出す
る手段が、汎用実装部品の抵抗に置き換えられるため、
トランスの１次側と２次側の絶縁のための素子が不要に
なり、回路構成から１次側と２次側の絶縁のための素子
を排除でき、生産性、経済性の面の大幅な向上が可能と
なる。また、省スペース化に関わるニーズへの対応も可
能となる。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明は、マイクロ波を放射しア
ノードは器体露出金属部と同電位としたマグネトロン
と、商用周波数の交流電源もしくは周波数変換器によっ
て高周波化された高周波交流電源を昇圧する昇圧トラン
スと、昇圧トランスの出力を整流または逓倍電圧整流し
て高圧直流電圧に変換しマグネトロンに高圧直流電圧を
印加してマイクロ波を照射させる高圧回路と、昇圧トラ
ンスへの電力供給を制御する制御回路と、高圧回路と器
体シャーシとの間に設けたアノード電流検出抵抗を備え
たものである。

【００２０】そして、インバータ制御回路はアノード電
流検出抵抗に生じる電圧降下がほぼ一定になるように制
御するため、昇圧トランスの１次側と２次側を絶縁する
ための素子は不要となり、汎用実装部品の抵抗に置き換
えられるため、回路構成がきわめて簡素化でき、それを
背景にした生産性、経済性の面の大幅な向上、また、省
スペース化を活かした意匠の新味性の追求等の省スペー
スに関わるニーズへの対応も可能となる。

【００２１】また、マイクロ波を放射しアノードは器体
露出金属部と同電位としたマグネトロンと、交流電源を
全波整流及び高周波除去して直流電源に変換する整流フ
ィルター部と、少なくとも１個の半導体スイッチング素
子をオン／オフして直流電源を高周波化するインバータ
部と、インバータ部の高周波電力を昇圧する昇圧トラン
スと、昇圧トランスの出力を整流または逓倍電圧整流し
て高圧直流電圧に変換しマグネトロンに高圧直流電圧を
印加する高圧回路と、スイッチング素子を制御しインバ
ータ動作させるインバータ制御回路と、インバータ制御
回路にマグネトロンのマイクロ波出力の強弱及び停止の
指令信号を送りかつ高周波加熱装置全体の制御を司る器
体制御回路と、高圧回路と器体シャーシとの間に設けた
アノード電流検出抵抗を備え、器体制御回路はアノード
電流検出抵抗に生じる電圧降下がほぼ一定になるように
制御する構成とした高周波加熱装置を有するものであ
る。

【００２２】そして、インバータ制御回路はアノード電
流検出抵抗に生じる電圧降下がほぼ一定になるように制
御するため、昇圧トランスの１次側と２次側を絶縁する
ための素子は不要となり、汎用実装部品の抵抗に置き換
えられるため、回路構成がきわめて簡素化でき、それを
背景にした生産性、経済性の面の大幅な向上、また、省
スペース化を活かした意匠の新味性の追求等の省スペー
スに関わるニーズへの対応も可能となる。

【００２３】また、器体制御回路はアノード電流検出抵
抗に生じる電圧降下がほぼ一定になるような制御するマ
イクロコンピューターを器体制御回路内に有するもので
ある。

【００２４】そうすることで、昇圧トランスの１次側と
２次側を絶縁するための素子の不要化は勿論、アノード
電流検出をほぼ一定になるような制御を司っていたディ
スクリートの回路部品も集積回路の中に実装できるた
め、異形部品の排除、部品点数の削減による生産性、経
済性の面の大幅な向上が可能になる。マイクロコンピュ
ーターの特長である論理演算、計数、タイマー機能等を
有効利用し制御機能の充実も実現できる。

【００２５】また、制御対象たるインバータ制御回路に
伝達される操作信号をパルス幅変調信号として出力する
マイクロコンピューターを有するものである。

【００２６】そうすることで、操作信号を送信する制御
回路部分がデジタル制御化（機能としてはマイクロコン
ピューターで時間管理されたオン／オフデューティー信
号の発生）できるため、部品偏差などのアナログ特有の
バラツキ要因が回避でき、その結果、制御対象のアノー
ド電流の平均値を一定に制御するための調整手段を、簡
易化もしくは廃止することが可能となり、生産性の向
上、システム構成の簡素化が図れる。

【００２７】また、アノード電流検出抵抗に生じる電圧
降下である制御信号と、出力設定値と、出力設定値から
制御信号を引いた偏差と、偏差に応じた値を有する補正
量と、出力設定値に補正量を加えた間接操作変数と、そ
の間接操作変数に応じて直接制御信号たるパルス幅変調
信号を出力するパルス幅変調機能を備えたマイクロコン
ピューター有するものである。

【００２８】そして、制御信号が出力設定値と一致する
ように制御されアノード電流は一定に制御される。また
操作信号としてはマイクロコンピューターで時間管理さ
れたパルス幅変調信号、即ちオン／オフデューティー信
号であることは勿論、負帰還機能を実現する回路もマイ
クロコンピューター内で構成される。

【００２９】また、出力設定値と制御変数の偏差が所定
範囲を一定期間逸脱したときインバータ制御回路に駆動
停止指令信号を送信しインバータを停止させる制御異常
検知機能を有している。

【００３０】そうすることで、インバータの回路に異常
が生じ、この制御異常検知部が機能するようなモードが
不安全現象が生じるよなモードであれば、速やかに停止
してユーザーを不安全状態から回避できる。さらにアナ
ログ回路で構成すると回路規模が大型化する比較、遅
延、計数、判断という機能を必要とする回路異常状態検
知機能を、その類の論理演算機能を得意とするマイクロ
コンピューター内部に構成できるため、回路の簡素化及
びデジタル信号処理が故の高精度化も実現できる。

【００３１】また、出力設定値と間接制御信号が所定範
囲を一定期間逸脱したときインバータ制御回路に駆動停
止指令信号を送信しインバータを停止させる異常発振検
知部を有するものである。

【００３２】そして、インバータの回路に異常発振が生
じこの異常発振検知部が機能するようなモードが不安全
現象が生じるよなモードであれば、速やかに停止してユ
ーザーを不安全状態から回避できる。この異常発振検知
機能も制御異常検知機能と同様にアナログ回路で構成す
ると回路規模が大型化する比較、遅延、計数、判断とい
う機能を必要とし、その類の論理演算機能を得意とする
マイクロコンピューター内部に構成できるため、回路の
簡素化及びデジタル信号処理が故の高精度化も実現でき
る。

【００３３】また、マイクロ波を放射しアノードは器体
露出金属部と同電位としたマグネトロンと、交流電源を
全波整流及び高周波除去して直流電源に変換する整流フ
ィルター部と、少なくとも１個以上の半導体スイッチン
グ素子をオン／オフして直流電源を高周波化するインバ
ータ部と、インバータ部の高周波電力を昇圧する昇圧ト
ランスと、昇圧トランスの出力を整流または逓倍電圧整
流して高圧直流電圧に変換しマグネトロンに高圧直流電
圧を印加してマイクロ波を照射させる高圧回路と、イン
バータ部のスイッチング素子を制御しインバータ動作さ
せるインバータ制御回路と、インバータ制御回路にマグ
ネトロンのマイクロ波出力の強弱及び停止の指令信号を
送りかつ高周波加熱装置全体の制御を司る器体制御回路
と、高圧回路と器体シャーシとの間に設けかつ器体制御
回路上にマイクロコンピューターのグランドと直結する
構成で配したアノード電流検出抵抗とを有するものであ
る。

【００３４】そして、器体制御回路は、マイクロコンピ
ューターの近傍に配しグランド電位を共通化したアノー
ド電流検出抵抗に生じる電圧降下がほぼ一定になるよう
に制御するため、耐ノイズ性能に優れた制御回路を有す
ることができる。

【００３５】また、マイクロ波を放射しアノードは器体
露出金属部と同電位としたマグネトロンと、交流電源を
全波整流及び高周波除去して直流電源に変換する整流フ
ィルター部と、少なくとも１個以上の半導体スイッチン
グ素子をオン／オフして直流電源を高周波化するインバ
ータ部と、インバータ部の高周波電力を昇圧する昇圧ト
ランスと、昇圧トランスの出力を整流または逓倍電圧整
流して高圧直流電圧に変換しマグネトロンに高圧直流電
圧を印加してマイクロ波を照射させる高圧回路と、イン
バータ部のスイッチング素子を制御しインバータ動作さ
せるインバータ制御回路と、インバータ制御回路にマグ
ネトロンのマイクロ波出力の強弱及び停止の指令信号を
送りかつ高周波加熱装置全体の制御を司る器体制御回路
と、アノード電流検出抵抗を高圧回路と器体シャーシと
の間で、かつインバータ制御回路上に配する構成を有す
るものである。

【００３６】そして器体制御回路はインバータ制御回路
上に配されたアノード電流検出抵抗に生じる電圧降下が
ほぼ一定になるように制御するため、万一遮断すると高
圧が発生する危険性が高い、アノード電流検出抵抗を経
由して高圧回路を器体シャーシにアースする経路及びそ
の構成要素が同一プリント基板上（インバータ基板上）
に配されているため、落下衝撃等の外部応力により機械
的にプリント基板が割れ、上記経路及びその構成要素が
遮断しないかぎり高圧が発生する危険性はないし、プリ
ント基板の割れに対する耐性を向上させる手段を有する
ことも、本発明の構成では比較的容易に実現できる。

【００３７】また、マイクロコンピューターの電源電圧
に比例した電流をアノード電流検出抵抗に流して電源電
圧変動要因を低減する電源電圧補正手段を有する。

【００３８】そして、電源電圧に比例した電流が、アノ
ード電流検出抵抗にバイアスされるため、電源電圧のバ
ラツキ、変動によるＡ／Ｄ変換誤差を吸収することが可
能となる。

【００３９】以下、本発明の一実施例の高周波加熱装置
について図面に基づいて説明する。 （実施例）図１は本発明の実施例１の高周波加熱装置の
回路図である。

【００４０】商用電源１３は、交流波形を全波整流する
ダイオードブリッジ３４と、チョークコイル１９及び平
滑コンデンサ２０で構成されたローパスフィルターから
なる整流フィルター部１によって単方向電源に波形成形
され、共振コンデンサ２１とトランス７のインダクタ成
分でタンク回路を構成した共振回路と、それに直列接続
されたパワートランジスタ２５とフライホイールダイオ
ード（以下ＦＷＤと記す）２２とで併設してなるスイッ
チング素子とで構成されたインバータ部２で、２０〜５
０ＫＨＺの高周波電力に変換される。昇圧トランス７の
１次側に発生する高周波電力は昇圧トランス７で昇圧さ
れ、２次側には高圧の高周波電力が発生する。

【００４１】昇圧トランス７の２次側に接続された回路
は、高圧コンデンサ２６と高圧ダイオード２７からなる
半波倍電圧整流方式の高圧回路４で、マグネトロン６の
アノード−カソード間には高圧直流電圧が印加される。
かつ昇圧トランス７のもう一方の２次巻線２８からマグ
ネトロン６のヒーターに電力が供給されカソードが加熱
され励起された電子がアノードに到達することによっ
て、マイクロ波エネルギーがオーブン庫内の被加熱物に
照射される。

【００４２】また、器体制御回路８から設定出力指令Ｖ
ｒｅｆ信号を受けたインバータ制御回路３が、スイッチ
ング素子たるパワートランジスタ２５のオン／オフを適
宜、後述する制御則にしたがって変化させることによっ
て、２次側への電力供給をコントロールして、マイクロ
波出力の強弱をコントロールしている。

【００４３】ここで、点線に囲んだ部分については複数
部品をプリント基板上に部品配置して、１ユニットのイ
ンバータ基板５として構成している。また周辺部品との
インターフェイスはＣＮ１〜ＣＮ４（符号９〜１２）の
接続部で結合されている。

【００４４】次に、インバータ制御回路３内の動作及び
上述した制御則に関して説明する。高圧回路４の器体シ
ャーシアースは、抵抗群からなるアノード電流検出抵抗
３５、第１の接続部９を経由して器体シャーシ電位に接
続されている。ここにマグネトロン６のアノード電流が
流れる。当然のことながら、このアノード電流とマグネ
トロン６のアノード−カソード間に印加されている電圧
との積がマグネトロン６に入力される電力となる。この
ような構成にすることで、アノード電流検出抵抗３５の
電圧降下Ｖｉａを検出すれば、アノード電流の値を測定
することができる。この構成によれば、カレントトラン
スを使用せずとも安価な固定抵抗で電流を電圧に変換す
ることができ極めて経済的な電流検出装置を実現でき
る。

【００４５】また、アノード電流は数百ｍＡ流れるため
抵抗の電力損失が定格に収まるように、かつ発生電圧が
後段の回路で扱い易い電圧にするために、並列接続本数
（例えば抵抗４２〜４４）およびその定数を決定すれば
よい。

【００４６】制御信号たるＶｉａ信号は負帰還制御部３
６に入力される。負帰還制御部３６は器体制御回路８か
ら設定出力指令Ｖｒｅｆ信号とＶｉａ信号の偏差を負帰
還増幅することによって、駆動制御回路６８を介してイ
ンバータ部２の電力をコントロールしマグネトロン６を
負帰還制御している。そうすることによって、Ｖｉａ信
号、即ちアノード電流を一定にコントロールしている。

【００４７】それでは、負帰還制御部３６の動作につい
て図２に基づいて詳述する。Ｖｉａ信号は抵抗４５及び
コンデンサ４６からなるローパスフィルター３７によっ
て高周波成分を除去した制御信号の平均値たるＶｉａａ
信号を検出する。Ｖｉａａ信号は負帰還増幅部３８に入
力される。

【００４８】負帰還増幅部３８は前述したローパスフィ
ルター３７からのＶｉａａ信号とマイクロコンピュータ
ー８からの設定出力指令Ｖｒｅｆ信号を入力としてい
る。Ｖｉａａ信号はオペアンプ４７で構成したボルテー
ジフォロワーで低インピーダンス化して、オペアンプ４
８、抵抗４９、５０からなる反転増幅器に入力される。
反転増幅器のもう一方の端子にはＶｒｅｆ信号が入力さ
れる。このような構成でＶｉａａ信号とＶｒｅｆ信号の
誤差増幅がなされる。例えばＶｉａａ信号が増加傾向に
あればＶｒｅｆ信号を支点として出力信号を下げる動作
をする。それは、即ち制御対象を回ってＶｉａａ信号を
もとの状態に復帰させるように働く。Ｖｉａａ信号の減
少傾向についてはその逆の制御である。ここで負帰還増
幅部３８の出力をＴｏｎ信号と定義する。

【００４９】次にパルス幅変調部３９の構成を説明す
る。回路電源電圧Ｖｃｃに片端とした抵抗５１とコンデ
ンサ５２からなるタンク回路のもう一端は抵抗５３、ト
ランジスタ６３を介してアースされている。（イ）点は
抵抗５４、５５、５６、コンパレータ５７、５８からな
るウインドコンパレータに入力される。ウインドコンパ
レータの上側スレッショルド電圧は（ロ）、下側スレッ
ショルド電圧は（ハ）となる。ウインドコンパレータの
出力（ニ）、（ホ）はＲＳフリップフロップ回路５９の
Ｒ端子、Ｓ端子に各々入力される。ＲＳフリップフロッ
プ回路５９のＱ端子（ヘ）は抵抗６４を介してトランジ
スタ６３を駆動する。コンパレータ６０は反転端子にＴ
ｏｎ信号（ト）、非反転端子を（イ）点と接続してい
る。出力端子（チ）はパルス幅変調信号を送出する。

【００５０】それではパルス幅変調部３９の動作につい
て図３を参照しながら説明する。コンデンサ５２が充電
されている状態を初期値とする。その状態ではトランジ
スタ６３はＯＦＦしているため、コンデンサ５２の電荷
は抵抗５１を介して放電される。すると（イ）点は上昇
していく［図３（ａ）］。（イ）点が上側スレッショル
ド電圧（ロ）点に達するとＲＳフリップフロップ回路５
９のＲ端子（ニ）点は一瞬Ｈｉｇｈに転じ［図３
（ｂ）］、Ｑ端子（ヘ）点もＨｉｇｈに転じ［図３
（ｄ）］、トランジスタ６３をＯＮにする。その結果コ
ンデンサ５２は充電へと転じ（イ）点は下降に転じる
［図３（ａ）］。そして下側スレッショルド電圧（ハ）
点に達すると、（ホ）点は一瞬Ｈｉｇｈに転じ［図３
（ｃ）］、ＲＳフリップフロップ回路５９のＱ端子
（ヘ）点もＬｏｗに転じ［図３（ｄ）］、トランジスタ
６３をＯＦＦして１サイクルは終わる。以降このサイク
ルはフリーランする。

【００５１】図３（ａ）の三角波の（イ）点波形をスラ
イスする位置にＴｏｎ信号（ト）点が存在する。高周波
出力の大小に応じて上側スレッショルド電圧（ロ）点、
下側スレッショルド電圧（ハ）点の間を移動する。従っ
て、コンパレータ６０の出力（チ）点は図３（ｅ）のよ
うになる。すなわち周波数は一定でＴｏｎ信号（ト）点
の上下でデューティー比がかわるパルス幅変調信号であ
る。

【００５２】パルス幅変調信号はオープンコレクタ形式
の出力でアイソレーション部４０に出力され、抵抗６１
を介してフォトカプラ６２を駆動し、インバータアース
４１をアース電位とする駆動制御回路６８にパルス幅変
調信号と同期したＤｔ信号を出力する。

【００５３】駆動制御回路６８ではローパスフィルター
３７、パルス幅変調部３９と同様の回路構成をもった、
ローパスフィルター６５、パルス幅変調回路６６を経由
してＤｔ信号をパワートランジスタ２５駆動用のでパル
ス列信号に変換する。パワートランジスタ２５は駆動に
比較的大きな電力を要するため、ドライバー回路６７を
出力段に設けている。ここでのパルス列の周波数がイン
バータ駆動周波数となり２０〜５０ＫＨＺの高周波とな
る。一方アイソレーション部４０を通過する信号はフォ
トカプラの一般的応答性から数百ＨＺ程度が限界であろ
う。

【００５４】このように、実施例１では異形部品のカレ
ントトランスは不要になり汎用実装部品の抵抗に置き換
えられるため、回路構成から異形部品を排除でき、生産
性、経済性の面の大幅な向上が可能となる。またインバ
ータ基板５のサイズの小型化も期待できる。

【００５５】図４及び図５は本発明の実施例２及び実施
例３の高周波加熱装置の回路図である。ここでの特徴と
しては、駆動制御回路６８はインバータ制御回路３の中
に存在しているが、負帰還制御部３６に関しては器体制
御回路８に存在する構成となっている点である。また実
施例２はアノード電流検出抵抗３５も器体制御回路８に
存在する構成となっている。回路動作的には実施例１と
全く同じである。

【００５６】このようにすることによって、異形部品の
カレントトランス汎用実装部品の抵抗に置き換えられる
という実施例１の効果に加えて、回路の一部を器体制御
回路８に移管していることからインバータ基板の部品点
数は削減でき、インバータ基板５のさらなる小型化が図
れる。

【００５７】さらに図４に特化した特徴として、アノー
ド電流検出抵抗３５を器体制御回路８に構成している。
これによって検出電圧は負帰還制御部３６の極近傍で発
生させることができ伝送線路は最短化できるためノイズ
や配線インピーダンスの影響は極小化できる。

【００５８】さらに図５に特化した特徴として、万一遮
断すると高圧が発生する危険性が高い、アノード電流検
出抵抗を経由して高圧回路を器体シャーシにアースする
経路（以降クリティカルパス）及びその構成要素が同一
プリント基板上に配されているため、落下、衝撃等の外
部応力により機械的にプリント基板が割れ、クリティカ
ルパス及びその構成要素が遮断しないかぎり高圧が発生
する危険性はない。

【００５９】翻って、実施例２ではこのクリティカルパ
スが両回路ブロックにまたがって分離されていてかつ長
いため、クリティカルパスが分断されて、例えば第１の
接続部９（ＣＮ１）が断線したり、作業者が接続忘れす
ると、その断線端もしくは未結線端に高圧が発生し隣接
ピン、パターンで絶縁破壊する恐れが高まる。

【００６０】また、実施例３のようにクリティカルパス
が同一プリント基板上にのみ存在する構成の場合、プリ
ント基板の外部衝撃に対する割れ耐性を向上させる手段
を設けクリティカルパスを保護することが容易に実現で
きることは構成上自明である。

【００６１】次に、図６の高周波加熱装置の回路図を用
いて実施例４について説明する。アノード電流検出抵抗
３５は器体制御回路８側に設けられている。アイソレー
ション部４０を除いた負帰還制御部３６はマイクロコン
ピューター６９の内部に包含して構成されている。

【００６２】このような構成にすることによって、マイ
クロコンピューターという小さな面積を占めるＬＳＩ
に、ディスクリート部品で構成すると大きな面積を占め
る負帰還制御部３６を組み込めるためシステムを大幅に
規模縮小できる。

【００６３】次に、マイクロコンピューターによる負帰
還制御について説明する。アノード電流検出抵抗３５の
両端に発生する電圧、すなわち制御信号Ｖｉａはインバ
ータの発振周波数成分の信号を商用電源周期の１／２の
周期の信号でＡＭ変調された波形で、極性はアノード電
流がシャーシに流れ込む方向の単方向電流のため常に正
極性である。そしてローパスフィルター３７でＤＣ成分
のＶｉａａ信号（平均値）に変換する。

【００６４】さて、マイクロコンピューター６９での仕
事（以降タスクと記す）を図７（ａ）のフローチャート
及び図８の信号関係図を交えて説明する。まずマイクロ
コンピューター６９に入力されローパスフィルター３７
の出力であるＶｉａａ信号はＡ／Ｄ変換機能７０でディ
ジタル信号Ｖｉａｄに変換される（タスク１）。マイク
ロコンピューター６９に予め記憶された高周波出力設定
に応じた出力設定値７５（Ｖｒｅｆ０）［図８（ａ）］
とＶｉａｄ８０は減算機能７１で（Ｖｉａｄ−Ｖｒｅｆ
０）の演算を行い、この差分結果を偏差△Ｖｒｅｆ８１
として増幅機能７２に入力する（タスク２）。増幅機能
７２で比例演算された偏差△Ｖｒｅｆ８１はＫ・△Ｖｒ
ｅｆにて補正量ＣＭＰ８４に変換され（タスク３）［図
８（ｂ）］、加算機能７３でＶｒｅｆ０７５とＣＭＰ８
４を加算して間接操作変数Ｖｒｅｆ８２を得る（タスク
４）。さらにパルス幅変調機能７４でＶｒｅｆ８２に比
例したＯＮデューティー比をもつデューティー信号Ｄｔ
に変換される（タスク５）［図８（ｃ）］。この一連の
タスクをマイクロコンピューター６９の内部で発生する
△ｔなるインターバルで発生するトリガー信号で実行す
る。そのインターバルの間デューティー信号Ｄｔ８３を
保持する（タスク６）。デューティー信号Ｄｔ８３は図
７（ｃ）のようにｔ／Ｔ（ｔ；ＯＮ期間、Ｔ；１周期）
のデューティー比をもつパルス信号である。このように
パルス幅変調信号のデューティー比にて出力の強弱をイ
ンバータに伝達することによって、負帰還処理は完全に
ディジタル信号処理化できることとなる。従って、アナ
ログ信号処理特有の構成要素のバラツキが累積した誤差
の発生は完全に解消できるため、インバータの個体差に
よって生じる入力電流（或いは入力電力）のバラツキを
吸収する調整機能は不要になり、作業性、生産性の著し
い改善が図れる。

【００６５】時系列的な流れは図７（ｃ）のようになり
タスク６を終了した時点で次ぎのトリガー信号までが待
ち時間となり、インバータが動作している間このルーチ
ンワークは継続される。このようにして、実施例１、２
でアナログで処理されていた負帰還制御はディジタル化
される。

【００６６】また、図６に示すようにアノード電流検出
抵抗３５の終端を器体制御回路８内に配置しマイクロコ
ンピューター６９のグランド電位（シャーシ電位）と直
結することによってＡ／Ｄ変換機能７０は信号線の引き
回しによるノイズの影響や配線インピーダンスの影響を
軽減し高精度化することができる。Ａ／Ｄ変換誤差は改
善でき、調整機能の廃止化にも大きく貢献する。

【００６７】さらに図１１に示すような構成にすれば、
マイクロコンピューター６９の電源電圧Ｖｄｄのバラツ
キによるＡ／Ｄ変換誤差をさらに軽減することができ
る。トランジスタ７６、７７、抵抗７８（Ｒｂ）で構成
された衆知の構成であるカレントミラー回路は電源電圧
ＶｄｄとＲｂで決まる定電流Ｉｂをアノード電流検出抵
抗３５にバイアス電流として流す電源電圧補正手段７９
である。従って、Ｒｂを高精度な許容差をもった抵抗
（例えば金属皮膜抵抗）などを用いれば、電源電圧Ｖｄ
ｄに比例したバイアス電流Ｉｂをえることができる。従
って電源電圧Ｖｄｄの大小バラツキに応じてアノード電
流検出抵抗３５がもつバイアス電流Ｉｂによる電圧降下
オフセットが変化し、電源電圧によるＡ／Ｄ変換誤差を
さらに圧縮することができる。

【００６８】次にインバータの回路に異常が生じ、負帰
還制御が機能しないことを検出して、異常状態での継続
動作を生じなくするための方法を図９の説明図にそって
説明する。図９（ａ）が制御信号Ｖｉａｄ８０のふるま
いを表している。図９（ｂ）がそれに同期した△Ｖｒｅ
ｆ８１のふるまいを表している。ｔ１時点において何ら
かの原因でインバータが故障したと想定する。さらにこ
の故障モードは負帰還制御ループが開ループ化したと考
える。その時、偏差△Ｖｒｅｆ８１は無制御の状態とな
りいくらＶｉａｄ８０が変化しても、それを抑制し一定
値に制御することができないため偏差０からどんどん逸
脱していく。ここで（I）（III）の領域を異常領域、
（II）の斜線の領域を正常領域とする。ｔ２時点で異常
領域に突入するとその領域での存在が定められた異常判
定時限△ｔｅ１経過してｔ３時点に達した時異常と判断
しインバータを停止させる。停止させる手段は特に記述
していないが、簡潔に言うとマイクロコンピューター６
９からの指令でスイッチング素子たるパワートランジス
タ２５を停止させるものである。

【００６９】これによれば、この故障モードによって万
一生じる可能性のある不安全モードを未然に回避する保
護機能を実現することができる。

【００７０】次に、上記保護機能が機能によって網羅し
た異常状態とは異なりインバータ回路に異常が生じてい
るにも拘わらず負帰還制御が機能した場合の救済のを図
１０を用いて説明する。ｔ１時点でインバータ回路に上
記異常が発生したとする。そうすると図１０（ａ）に示
すように一旦制御の逸脱によるうねりが生じた後ｔ２時
点で制御が正常に復帰する。当然図１０（ｂ）に示すよ
うに△Ｖｒｅｆ８１にもそのうねりの影響が生じるが、
ｔ２時点以降は負帰還制御機能だけが働くため、あたか
も正常に機能しているかのようにふるまう。しかし、図
１０（ｃ）に示すように間接操作変数Ｖｒｅｆを見ると
明らかに変化している。この現象は前述したクリティカ
ルパスを通じてアノード電流以外の無効かつ異常な電流
が流れている状態といえる。

【００７１】本来インバータが正常動作しているなら高
周波出力設定に対してそれにふさわしいアノード電流が
流れるはずである。さらに因果関係をつきつめると操作
変数（Ｖｒｅｆ、Ｄｔ信号）がアノード電流にふさわし
い値になっていて然るべきである。従って、図１０
（ｄ）に示すように高周波出力設定に応じた間接操作変
数Ｖｒｅｆの許容範囲があるはずである。ここでは
（I）（III）の領域を異常領域、（II）の領域を正常領
域とする。そしてケースとしてＰ６出力指令を現在受け
ているとすると図１０（ｃ）のようにｔ３時点から異常
領域に突入し、その領域での存在が定められた異常判定
時限△ｔｅ２経過したｔ４時点に達した時異常と判断し
インバータを停止させる。停止させる手段は特に記述し
ていないが、簡潔に言うとマイクロコンピューター６９
からの指令でスイッチング素子たるパワートランジスタ
２５を停止させるものである。

【００７２】こうすることによって、インバータ回路に
異常が生じているにも拘わらず負帰還制御が機能した場
合も保護機能を働かせることは充分に可能である。但
し、負帰還制御が機能し、かつこの保護機能にもかから
ない故障モードが存在した場合はその限りではない。

【００７３】

【発明の効果】以上のように本発明の高周波加熱装置に
おいては、以下のような効果が得られる。

【００７４】（１）高圧回路と器体シャーシとの間に設
けたアノード電流検出抵抗を備え、インバータ制御回路
はアノード電流検出抵抗に生じる電圧降下がほは不要に
なりぼ一定になるように制御する構成を有しているた
め、カレントトランスで代表されるような絶縁素子の異
形部品を汎用実装部品の抵抗に置き換えられ、生産性、
経済性の面の大幅な向上が可能となるという効果があ
る。また、省スペース化を活かした意匠の新味性の追求
等の省スペースに関わるニーズへの対応も可能となると
いう効果もある。

【００７５】（２）インバータ部のスイッチング素子を
制御しインバータ動作させるインバータ制御回路と、イ
ンバータ制御回路にマグネトロンのマイクロ波出力の強
弱及び停止の指令信号を送りかつ高周波加熱装置全体の
制御を司る器体制御回路と、高圧回路と器体シャーシと
の間に設けたアノード電流検出抵抗を備え、器体制御回
路はアノード電流検出抵抗に生じる電圧降下がほぼ一定
になるように制御しているため、カレントトランスで代
表されるような絶縁素子の異形部品を汎用実装部品の抵
抗に置き換えられ、生産性、経済性の面の大幅な向上が
可能となる。また、インバータ側の機能を器体制御回路
側に移管しているため、インバータ基板の部品点数は削
減でき、さらなる小型化が図れ、省スペース化を活かし
た意匠の新味性の追求等の省スペースに関わるニーズへ
の対応も可能となるという効果がある。

【００７６】（３）器体制御回路がアノード電流検出抵
抗に生じる電圧降下がほぼ一定になるような制御を器体
制御回路内に具備したマイクロコンピューターで負帰還
制御を行うため、カレントトランスの排除は勿論、負帰
還制御を司っていたディスクリートの回路部品も集積回
路の中に実装できるため、異形部品の排除、部品点数の
削減による生産性、経済性の面の大幅な向上が可能にな
る。さらに、マイクロコンピューターの特長である論理
演算、計数、タイマー機能等を有効利用し制御機能の充
実も実現できるという効果がある。

【００７７】（４）マイクロコンピューターを用いて負
帰還制御をおこない制御対象たるインバータ制御回路に
伝達する操作信号をパルス幅変調信号とするため、操作
信号を送信する制御回路部分がデジタル制御系（機能的
にはにマイクロコンピューターで時間管理されたデュー
ティー信号の発生）となり部品偏差などのアナログ特有
のバラツキ要因が回避できることから、制御対象のアノ
ード電流の平均値を一定に制御するための調整手段を廃
止あるいは簡素化でき、生産性の向上が図れるという効
果がある。また、システムとしての簡素化も図れるとい
う効果もある。

【００７８】（５）マイクロコンピューターを用いた負
帰還制御をおこなうインバータ制御において、出力設定
値と制御変数の偏差が所定範囲を一定期間逸脱したこと
で負帰還制御が機能していないことを検出して、インバ
ータ制御回路に駆動停止指令信号を送信しインバータを
停止させるため、インバータの回路の異常状態で生じる
可能性のある不安全モードを未然に回避できる。また、
マイクロコンピュータを用いることによって、アナログ
回路で構成すると回路構成が大規模化する比較、遅延、
計数、判断という機能を必要とする上記様な異常状態検
知機能を簡素にかつ精度良く実現することが可能となる
という効果がある。

【００７９】（６）マイクロコンピューターを用いた負
帰還制御をおこなうインバータ制御において、出力設定
値と間接制御信号が所定範囲を一定期間逸脱したときイ
ンバータ制御回路に駆動停止指令信号を送信しインバー
タを停止させる異常発振検知部を有している。それによ
りインバータ回路に異常が生じているにも拘わらず、負
帰還制御が機能した場合でも、操作信号すなわちインバ
ータの発振状態が出力設定値に対して適切か否かを判断
して異常状態での継続動作を生じなくするため、万一生
じる可能性のある異常状態での不安全モードを未然に回
避できるという効果がある。さらに、マイクロコンピュ
ータを用いることによって、アナログ回路で構成すると
回路構成が大規模化する比較、遅延、計数、判断という
機能を必要とする上記様な異常状態検知機能を簡素にか
つ精度良く実現することが可能となる効果がある。

【００８０】（７）マイクロコンピューターを用いた負
帰還制御をおこなうインバータ制御において、高圧回路
と器体シャーシとの間に設け、かつ器体制御回路上にマ
イクロコンピューターのグランドと直結し、マイクロコ
ンピューターの近傍に配すことにより、グランド電位の
共通化と信号ラインの短縮化が図れるため、耐ノイズ性
能に優れた制御回路を有することができるという効果が
ある。

【００８１】（８）アノード電流検出抵抗に生じる電圧
降下がほぼ一定になるように器体制御回路で制御するも
のにあって、アノード電流検出抵抗を高圧回路と器体シ
ャーシとの間で、かつインバータ制御回路上に配するこ
とによって、万一遮断すると高圧が発生する危険性が高
いアノード電流検出抵抗を経由して高圧回路を器体シャ
ーシにアースする経路（クリティカルパス）及びその構
成要素が同一プリント基板上に配されているため、落下
衝撃等の外部応力により機械的にプリント基板が割れが
生じ、上記経路及びその構成要素が遮断しないかぎり高
圧が発生する危険性はないし、プリント基板の割れに対
する耐性を向上させクリティカルパスを保護する手段を
設けることも、本発明の構成では比較的容易に実現でき
るという効果がある。

【００８２】（９）マイクロコンピューターを用いた負
帰還制御をおこなうインバータ制御において、マイクロ
コンピューターの電源電圧に比例した電流をアノード電
流検出抵抗に流してバイアス電圧降下を生じさせている
ため、アノード電流検出抵抗に生じた電圧降下をマイク
ロコンピューターがＡ／Ｄ変換して検出する場合でも、
電源電圧のバラツキに応じた補正がかかり誤差を吸収す
る電源電圧補正手段を有することができるという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の高周波加熱装置の回路図

【図２】同負帰還制御部の回路図

【図３】同負帰還制御のパルス幅変調部の各部波形を表
す特性図

【図４】本発明の実施例２の高周波加熱装置の回路図

【図５】本発明の実施例３の高周波加熱装置の回路図

【図６】本発明の実施例４の高周波加熱装置の回路図

【図７】（ａ）同マイクロコンピューターの内部論理を
示すフローチャート （ｂ）同タイミングチャート （ｃ）同間接操作変数たるパルス幅変調信号Ｄｔの波形
説明図

【図８】（ａ）実施例４におけるマイクロコンピュータ
ーにおける出力設定値と高周波出力設定の関係を示す特
性図 （ｂ）同マイクロコンピューターにおける補正量と偏差
の関係を示す特性図 （ｃ）同マイクロコンピューターにおける直接操作変数
と間接操作変数の関係を示す特性図

【図９】（ａ）実施例４におけるインバータ回路の一異
常時における制御信号のふるまいを表すタイミングチャ
ート （ｂ）同偏差のふるまいを表すタイミングチャート

【図１０】（ａ）実施例４におけるインバータ回路の他
の異常時の制御信号のふるまいを表すタイミングチャー
ト （ｂ）同偏差のふるまいを表すタイミングチャート （ｃ）同間接操作変数のふるまいを表すタイミングチャ
ート （ｄ）同異常の有無の判定方法を示す許容Ｖｒｅｆと高
周波出力設定の関係図

【図１１】本発明の電源電圧補正機能を示す要部回路図

【図１２】従来の高周波加熱装置の一例を示す回路図

【図１３】高周波加熱装置の外観斜視図

【図１４】高周波加熱装置の機械室内を示す斜視図

【図１５】インバータのシャーシアース構成を示す断面
図

【符号の説明】 １ 整流フィルター部 ２ インバータ部 ３ インバータ制御回路 ４ 高圧回路 ６ マグネトロン ７ 昇圧トランス ８ 器体制御回路 ２３ 器体アース ３５ アノード電流検出抵抗 ３６ 負帰還制御部 ６６ パルス幅変調回路 ６９ マイクロコンピューター ７１ 減算機能 ７２ 増幅機能 ７３ 加算機能 ７４ パルス幅変調機能 ７５ 出力設定値 ７９ 電源電圧補正手段 ８０ 制御信号 ８１ 偏差 ８２ 間接操作変数 ８３ 補正量

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 安井 健治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】マイクロ波を放射しアノードは器体露出金
   属部と同電位としたマグネトロンと、商用周波数の交流
   電源もしくは周波数変換器によって高周波化された高周
   波交流電源を昇圧する昇圧トランスと、前記昇圧トラン
   スの出力を整流または逓倍電圧整流して高圧直流電圧に
   変換し前記マグネトロンに高圧直流電圧を印加してマイ
   クロ波を照射させる高圧回路と、前記昇圧トランスへの
   電力供給を制御する制御回路と、前記高圧回路と器体シ
   ャーシとの間に設けたアノード電流検出抵抗とを備え、
   前記制御回路は前記アノード電流検出抵抗に生じる電圧
   降下がほぼ一定になるように制御する構成とした高周波
   加熱装置。
2. 【請求項２】マイクロ波を放射しアノードは器体露出金
   属部と同電位としたマグネトロンと、交流電源を全波整
   流及び高周波除去して直流電源に変換する整流フィルタ
   ー部と、少なくとも１個の半導体スイッチング素子をオ
   ン／オフして直流電源を高周波化するインバータ部と、
   前記インバータ部の高周波電力を昇圧する昇圧トランス
   と、前記昇圧トランスの出力を整流または逓倍電圧整流
   して高圧直流電圧に変換し前記マグネトロンに高圧直流
   電圧を印加する高圧回路と、前記スイッチング素子を制
   御しインバータ動作させるインバータ制御回路と、前記
   インバータ制御回路に前記マグネトロンのマイクロ波出
   力の強弱及び停止の指令信号を送りかつ高周波加熱装置
   全体の制御を司る器体制御回路と、前記高圧回路と器体
   シャーシとの間に設けたアノード電流検出抵抗とを備
   え、前記器体制御回路は前記アノード電流検出抵抗に生
   じる電圧降下がほぼ一定になるように制御する構成とし
   た高周波加熱装置。
3. 【請求項３】器体制御回路はアノード電流検出抵抗に生
   じる電圧降下がほぼ一定になるような制御を器体制御回
   路内に具備したマイクロコンピューターで実現したこと
   を特徴とする請求項２記載の高周波加熱装置。
4. 【請求項４】マイクロコンピューターは、制御対象たる
   インバータ制御回路に伝達される操作信号をパルス幅変
   調信号としたことを特徴とする請求項３記載の高周波加
   熱装置。
5. 【請求項５】マイクロコンピューターは、アノード電流
   検出抵抗に生じる電圧降下である制御信号と、高周波出
   力の値に応じた情報を予め蓄積した出力設定値と、前記
   出力設定値から制御信号を引いた偏差信号と、前記偏差
   信号に応じた値を有する補正量と、前記出力設定値に前
   記補正量を加えた間接操作変数と、インバータ制御回路
   に伝達されそれによって当該回路が直接操作される直接
   操作変数とを備えることを特徴とする請求項４記載の高
   周波加熱装置。
6. 【請求項６】マイクロコンピューターは、偏差信号が所
   定範囲を一定期間逸脱したときインバータ制御回路に駆
   動停止指令信号を送信しインバータを停止させる制御異
   常検知機能を備えたことを特徴とする請求項５記載の高
   周波加熱装置。
7. 【請求項７】マイクロコンピューターは、出力設定値と
   間接制御信号が所定範囲を一定期間逸脱したときインバ
   ータ制御回路に駆動停止指令信号を送信しインバータを
   停止させる異常発振検知機能を備えたことを特徴とする
   請求項５記載の高周波加熱装置。
8. 【請求項８】アノード電流検出抵抗は、器体制御回路上
   に配されマイクロコンピューターのグランド電位と直結
   する構成としたことを特徴とする請求項３記載の高周波
   加熱装置。
9. 【請求項９】アノード電流検出抵抗は、インバータ制御
   回路に配し両端の電圧を器体制御回路に送る構成とした
   ことを特徴とする請求項３記載の高周波加熱装置。
10. 【請求項１０】マイクロコンピューターの電源電圧に比
    例した電流をアノード電流検出抵抗に流して電源電圧変
    動要因を低減する電源電圧補正手段を備えたことを特徴
    とする請求項３記載の高周波加熱装置。